CN105825005B - GaN高电子迁移率晶体管非线性可伸缩模型的构建方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种构建GaN HEMT非线性可伸缩模型的方法，主要解决现有GaN HEMT大信号模型无法精确拟合输出电流中各种效应和难以仿真不同尺寸器件的问题。其技术方案是：1.测量所用器件，通过计算得到高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT的参数；2.构建含所用器件直流输出曲线数据的电流源，通过归一化因子将电流源可伸缩化，再构建有源补偿子电路；3.在有源补偿子电路的基础上构建源极电位可调的有源补偿子电路，再与EEHEMT并联，完成GaN HEMT非线性可伸缩模型的构建。本发明能精确拟合出直流输出曲线中的各种效应，并且可以对栅宽进行有效伸缩，可用于GaN电路设计。

Description

GaN高电子迁移率晶体管非线性可伸缩模型的构建方法

技术领域

本发明属于微电子技术领域，具体涉及一种对GaN高电子迁移率晶体管HEMT非线性可伸缩模型的构建方法，可用于对GaN高电子迁移率晶体管的电路设计，更加精确地预测不同尺寸晶体管在大信号状态下工作时的性能。

技术背景

作为第三代宽禁带半导体材料的典型代表，GaN基材料由于具有禁带宽度大、击穿电压高、电子迁移率高、温度特性和抗辐照特性良好等优点，使其在高功率射频放大器设计和极端恶劣环境应用中发挥着不可替代的作用。其中，AlGaN/GaN高电子迁移率晶体管HEMT是新型的微波功率器件，与传统微波器件相比，具有高跨导、高击穿电压、高截止频率等优良特性，将是下一代无线通信系统功率放大器的核心元件。

在功率放大器设计阶段，精确的GaN高电子迁移率晶体管HEMT大信号模型是不可缺少的。常用的建模方法有三种，分别是物理模型、等效电路模型和表格基模型。

物理模型，在器件结构设计开发的初级阶段至关重要，可以用来对特定用途器件的结构进行预测和优化，但是对于电路设计者来说，物理模型在电路仿真软件中兼容性差，因此限制了物理模型的应用。

等效电路模型，由于其简洁性和与软件的兼容性而得到了广泛的应用，许多实用的等效电路模型已经得到广泛的应用，并且其准确度被不断地改进。但是构建等效电路模型需要花费大量时间去提取寄生参数和在准静态假设的条件下通过曲线拟合得到本征参数，并且表达式中的许多参数没有物理意义，甚至许多表达式缺乏准确预测器件性能的能力。

表格基模型，直接依赖于测试数据，因此其准确程度高，并且不依赖于器件的结构，避免了在构建模型时的参数优化过程，使得模型更加实用和有效，因此表格基模型在器件快速建模中非常重要。测试数据点之间的性能可以通过样条函数插值得到。但是建立表格基模型需要大量的测试数据，并且表格基模型的可伸缩化很困难，因为需要制作并测试大量不同尺寸的器件，并将测试数据集成在计算机辅助设计软件中。

现有模型存在的不精确性、不易兼容性、不易伸缩化性以及繁冗耗时性严重阻碍了半导体器件的建模工作，特别是目前没有一种成熟的模型可以同时精确地描述GaN高电子迁移率晶体管的直流特性和伸缩性，这严重的影响了GaN大信号模型的构建以及相关电路的设计。因此构建精确的、可以描述不同栅宽的可伸缩的GaN非线性模型成为一项亟待解决的工作。

发明内容

本发明的目的在于提出一种构建GaN HEMT非线性可伸缩模型的方法，以解决上述现有GaN HEMT器件模型的不足，实现对器件直流输出曲线的精确仿真，并实现非线性模型的可伸缩化，使得器件在大信号工作模式下静态工作点的确定和电路工作效率的预测更加准确，同时预测不同尺寸器件的性能。

为实现上述目的，本发明的技术方案如下：

(1)对所用器件分别进行直流和交流特性测量，并通过测量数据计算高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT的参数；

(2)将所用器件测量得到的直流输出曲线数据写入到一个电流源内，并通过归一化因子将电流源可伸缩化；

(3)将所述EEHEMT大信号模型与电流源进行并联，组成有源补偿核，分别在有源补偿核的源极、栅极和漏极三个电极各串联一个电感，同时在有源补偿核的栅极和漏极各串联一个直流源，用来提供直流功率，构成有源补偿子电路；

(4)在有源补偿子电路的源极串联一个电压源，形成一个源极电位可调的有源补偿子电路，再将该源极电位可调的有源补偿子电路与所述EEHEMT大信号模型并联，即将该源极电位可调的有源补偿子电路的源极与所述EEHEMT的漏极相连，将源极电位可调的有源补偿子电路的漏极与所述EEHEMT模型的源极相连，得到GaN高电子迁移率晶体管HEMT非线性可伸缩模型。

本发明的有益效果是：

1)本发明采用等效电路表格基混合模型的方法，建立的GaN高电子迁移率晶体管HEMT非线性可伸缩模型，既具有等效电路模型的简洁性与易兼容性，又具有表格基模型的准确性和快速性；

2)本发明通过表格基的有源补偿子电路对原始GaN高电子迁移率晶体管HEMT非线性模型的源漏电流模型进行补偿，实现了对测试直流输出曲线的无误差拟合，克服了等效电路模型通过解析表达式无法拟合现实中存在的各种效应的缺点，降低了对原始模型准确性的依赖程度，减少了建模时的优化步骤，在电路设计阶段能够对器件的静态工作点和电路的效率做出更加准确的预测；

3)本发明通过归一化因子对有源补偿子电路的电流实现了可伸缩化，基于源漏电流与器件栅宽成正比例的科学假设，通过栅指数归一化因子和单指栅宽归一化因子模拟了不同尺寸器件的电流，通过建立一个确定栅宽器件的模型，可以预测不同栅宽器件的性能，在电路设计中避免了对不同栅宽器件分别建模的繁冗步骤，提高了电路设计的灵活性，节约了时间。

附图说明

图1为本发明所用AlGaN/GaN HEMT器件结构示意图；

图2为本发明对图1所用器件构建模型的主流程图；

图3为本发明中提取高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT参数的子流程图；

图4为图1在冷偏截止时低频下的等效电路；

图5为图1在冷偏截止时中频和高频下的等效电路；

图6为现有高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT的等效原理图；

图7为本发明为改进电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT而增设的有源补偿子电路的原理图；

图8为本发明改进后的高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT电路原理图；

图9为图7有源补偿子电路的直流输出曲线图；

图10为改进前、后高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT的直流输出仿真曲线与实际器件的直流输出测试曲线对比图；

图11为用本发明改进后的高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT仿真得到的转移曲线和跨导曲线与实际器件测试得到的转移曲线和跨导曲线的对比图；

图12为改进前、后的高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT散射参数仿真曲线与实际器件散射参数测试曲线对比图，其中三角为测试曲线，圆圈为现有EEHEMT模型的仿真曲线，线为新构建模型的仿真曲线；

图13为在最佳偏置点下改进前后的高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT性能仿真曲线与实际器件的性能测试曲线随输入信号变化的对比图。

图14为不同栅宽尺寸的器件在最佳偏置点下改进前后的高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT性能仿真曲线与实际器件的性能测试曲线随输入信号变化的对比图。

具体实施方案

以下结合附图对本发明的原理和特征进行描述，所举实例只用于解释本发明，并非用于限定本发明的范围。

本实例以AlGaN/GaN高电子迁移率晶体管HEMT器件为例，建立一种GaN HEMT非线性可伸缩模型。

参照图1，AlGaN/GaN高电子迁移率晶体管HEMT器件，其自下而上包括2英寸的4H-SiC衬底、100nm厚AlN成核层、2um厚的GaN缓冲层、1nm的AlN插入层、20nm厚非掺杂AlGaN势垒层、60nm SiN钝化层、Ti/Al/Ni/Au欧姆源电极和欧姆漏电极、Ni/Au/Ni肖特基栅，其中栅宽为10×100um，，栅长为0.25um，栅-栅、栅-源、栅-漏间距分别为40um、0.7um和2.8um。

参照图2，本发明对图1所用器件构建模型的主流程图包括如下步骤：

步骤1，定义高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT参数。

参照图6，高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT是一款用于描述器件特性的模型。在模型的参数提取过程中，模型方程与参数提取技术是同时进行，这是为了保证方程中的所有参数都可以通过测试数据进行提取。尽管该模型适用于参数自动提取技术，但是其中依然包含了一些可以直接通过目测曲线得出的数据；与其他常用模型相比，增加了参数的个数，但是拟合精度也同步得到了提高；由于模型中的表达式都是非多项式的形式，因此该模型不存在局限性，可以在很大的动态范围内精确描述器件特性；

在高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT的等效电路中，C₁为栅极寄生电容，C₂为漏极寄生电容，C₃为栅极与漏极之间的相互作用形成的寄生电容；L₁为栅极引线寄生电感，L₂为漏极引线寄生电感，L₃为源极引线寄生电感，R₁为栅极引线寄生电阻，R₂为漏极引线寄生电阻，R₃为源极引线寄生电阻，Q_gy为用来模拟器件栅漏充放电过程的电荷源，Q_gc为用来模拟器件栅源电容的充放电过程的电荷源；I_gs为用于描述栅源之间电流的非线性电流源，I_gd为用于描述栅漏之间电流的非线性电流源，I_ds为用于描述源漏之间电流的非线性电流源，电阻R_db、电流源I_db和电容C_bs三个元件组成的有源网络拟合了器件的电流崩塌效应；C_dso为漏源的内电极电容，R_is为源端沟道电阻，R_id为漏端沟道电阻。

步骤2，计算高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT参数。

参照图3，计算高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT上述参数可采用结构测试法、截止条件法、“cold-fet”冷参法、“hot-fet”有源偏置法、曲线拟合法、直接观察法和全局优化法等方法，本发明采用的是“cold-fet”冷参法和曲线拟合法相结合的方法，其步骤如下：

(1.1)提取寄生电容：

(1.1a)通过矢量网络分析仪VNA测量所用器件在冷偏截止时的散射参数S1，表示为：

其中，S1₁₁为器件在冷偏截止时的输入端口电压反射系数，S1₂₁为器件在冷偏截止时的正向电压增益，S1₁₂为器件在冷偏截止时的反向电压增益，S1₂₂为器件在冷偏截止时的输出端口电压反射系数；

(1.1b)对测量出的所用器件在冷偏截止时的散射参数S1进行变换，得到器件在冷偏截止时的导纳参数Y1，

其中，Y1₁₁为器件在冷偏截止时的输入导纳，Y1₁₂为器件在冷偏截止时的反向转移导纳，Y1₂₁为器件在冷偏截止时的正向转移导纳，Y1₂₂为器件在冷偏截止时的输出导纳；

(1.1c)提取器件在冷偏截止时的导纳参数Y1的虚部：

Im(Y1₁₁)＝w(C₁+C_1i+C₃+C_3i)

Im(Y1₁₂)＝Im(Y₂₁)＝-w(C₃+C_3i)

Im(Y1₂₂)＝w(C₂+C_2i+C₃+C_3i)

其中，w为角频率，Im表示提取虚部，C_1i为器件在冷偏截止时的栅源本征电容，C_2i为器件在冷偏截止时的漏源本征电容，C_3i为器件在冷偏截止时的栅漏本征电容；

(1.1d)利用上述导纳参数根据器件在冷偏截止时低频下的等效电路模型，计算出三组电容的数值；

C₁+C_1i＝1/w·Im(Y1₁₁+Y1₁₂)

C₂+C_2i＝1/w·Im(Y1₂₂+Y1₂₁)

C₃+C_3i＝-1/w·Im(Y1₁₂)＝-1/w·Im(Y1₂₁)；

(1.1e)对计算的电容进行分离优化，其中C₁的优化范围为从0到(C₁+C_1i)，每次优化的结果为C_1n，C₂的优化范围为从0到(C₂+C_2i)，每次优化的结果为C_2n，C₃的优化范围为从0到(C₃+C_3i)，每次优化的结果为C_3n，同时将C_1i设定为(C₁+C_1i-C_1n)，将C_2i设定为(C₂+C_2i-C_2n)，将C_3i设定为(C₃+C_3i-C_3n)，当优化后的仿真结果与测量结果在低频段一致时，优化结束；

(1.2)提取寄生电感

(1.2a)利用下式从器件在冷偏截止时的导纳参数Y1消去与步骤(2a)相同的三个寄生电容，得到去除寄生电容后的导纳参数Y2：

其中，j为虚数单位；

(1.2b)将去除寄生电容后的导纳参数Y2转换成去除寄生电容后的阻抗参数Z1：

其中，Z1₁₁为去除寄生电容后的输入阻抗，Z1₁₂为去除寄生电容后的反向转移阻抗，Z1₂₁为去除寄生电容后的正向转移阻抗，Z1₂₂为去除寄生电容后的输出阻抗；

(1.2c)将去除寄生电容后的阻抗参数Z1表示为：

其中，ΔZ₁为器件在冷偏截止时中频和高频等效电路模型本征参数的栅极修正项，ΔZ₂为器件在冷偏截止时中频和高频等效电路模型本征参数的漏极修正项，ΔZ₃为器件在冷偏截止时中频和高频等效电路模型本征参数的源极修正项；

(1.2d)忽略修正项，并将去除寄生电容后的阻抗参数Z1乘以角频率w，取虚部得到：

然后以w²为自变量，计算上述三条曲线的斜率，得到三个寄生电感L₁、L₂、L₃的值。

(1.3)提取寄生电阻

(1.3a)通过矢量网络分析仪VNA测量所用器件在冷偏开启时的散射参数S2，表示为：

其中，S2₁₁为器件在冷偏开启时的输入端口电压反射系数，S2₂₁为器件在冷偏开启时的正向电压增益，S2₁₂为器件在冷偏开启时的反向电压增益，S2₂₂为器件在冷偏开启时的输出端口电压反射系数；

(1.3b)根据器件在冷偏开启时的等效电路，将器件在冷偏开启时的散射参数S2转换为器件在冷偏开启时的导纳参数Y3，消去与步骤(2a)相同的三个寄生电容，得到器件在冷偏开启时去除寄生电容的导纳参数Y4，并将Y4转换成器件在冷偏开启时去除寄生电容后的阻抗参数Z2，

其中，Z2₁₁为器件在冷偏开启时去除寄生电容后的输入阻抗，Z2₁₂为器件在冷偏开启时去除寄生电容后的反向转移阻抗，Z2₂₁为器件在冷偏开启时去除寄生电容后的正向转移阻抗，Z2₂₂为器件在冷偏开启时去除寄生电容后的输出阻抗；

(1.3c)利用下式从器件在冷偏开启时去除寄生电容后的阻抗参数Z2消去与步骤(2a)中相同的三个寄生电感，得到去除寄生电感的阻抗参数Z3：

(1.3d)忽略修正项，将去除寄生电感的阻抗参数Z3乘以w²，然后取实部，得到下式：

w²Re(Z3₁₁)＝w²(R₁+R₃)

w²Re(Z3₂₂)＝w²(R₂+R₃)

w²Re(Z3₁₂)＝w²Re(Z3₂₁)＝w²R₃

其中,Re表示提取实部，Z3₁₁为去除寄生电感后的输入阻抗，Z3₁₂为去除寄生电感后的反向转移阻抗，Z3₂₁为去除寄生电感后的正向转移阻抗，Z3₂₂为去除寄生电感后的输出阻抗；

以w²为自变量，求上述三条曲线的斜率，便可求出三个寄生电阻R₁、R₂、R₃的值。

(1.4)提取直流相关参数。

(1.4a)利用半导体参数分析仪测量所用器件的直流转移曲线，并求出跨导曲线，

其中cons表示常数，I_ds为源漏电流，g_m为跨导，V_gs为栅源电压，V_d为漏极电压；

(1.4b)通过拟合g_m-V_gs，得到高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT中的直流DC参数，该DC参数包括跨导峰值Gmmax、跨导峰值处栅压Vgo、跨导压缩处栅压Vco、阈值电压Vto、跨导转换区间Alpha、跨导压缩斜率Deltgm、跨导尾部栅压Vba和跨导线性压缩区间Vbc。

(1.5)提取交流参数：

(1.5a)通过矢量网络分析仪VNA测量所用器件在不同偏置条件下的散射参数S3，其表示为：

其中，S3₁₁为不同偏置条件下的输入端口电压反射系数，S3₂₁为不同偏置条件下的正向电压增益，S3₁₂为不同偏置条件下的反向电压增益，S3₂₂为不同偏置条件下的输出端口电压反射系数；

(1.5b)将不同偏置条件下的散射参数S3，转化成导纳参数Y5，并去掉三个寄生电容C₁、C₂和C₃，得到导纳参数Y6，再将该导纳参数Y6转化成不同偏置条件下去除寄生电容后的阻抗参数Z4，从Z4中去掉三个寄生电感L₁、L₂、L₃和三个寄生电阻R₁、R₂、R₃，得到去掉寄生参数的阻抗参数Z5，将去掉寄生参数的阻抗参数Z5转化为去掉寄生参数的导纳参数Y7，

其中，Y7₁₁为去掉寄生参数的输入导纳，Y7₁₂为去掉寄生参数的反向转移导纳，Y7₂₁为去掉寄生参数的正向转移导纳，Y7₂₂为去掉寄生参数的输出导纳；

(1.5c)通过下式从去掉寄生参数的导纳参数Y7，计算得到栅源电容C₄和栅漏电容C₅：

其中

(1.5d)拟合C₄-V_gs和C₄-V_gd曲线，得到高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT中最大输入电容C11o、最小输入电容C11th、过渡电压Deltgs、饱和区过度电压Deltds、电容-电压曲线反射点电压Vinfl和电容-电压曲线斜率Lambda，其中，V_gd为栅漏电压；

(1.5e)在V_gs＝-2.0V和V_ds>4.2V的条件下拟合C₅-V_gs和C₅-V_gd曲线，得到高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT中的跨电容C12sat，同时在V_ds>4.2V的条件下拟合C₅-V_gs和C₅-V_gd曲线，得到高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT中的栅漏电容Cgdsat，其中，V_ds为源漏电压。

(1.6)对初始值进行优化：

(1.6a)随机优化上述提取的初始值200次得到初步优化的参数；对初步优化的参数再进行50次梯度优化，得到高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT的最终参数值；

(1.6b)对确定了最终参数值的高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT进行仿真，得到仿真的散射参数S4：

其中，S4₁₁为仿真的输入端口电压反射系数，S4₂₁为仿真的正向电压增益，S4₁₂为仿真的反向电压增益，S4₂₂为仿真的输出端口电压反射系数；

(1.6c)将输入端口电压反射系数的误差函数error(S₁₁)、正向电压增益的误差函数error(S₂₁)、反向电压增益的误差函数error(S₁₂)、输出端口电压反射系数的误差函数error(S₂₂)分别定义如下：

error(S₁₁)＝|S4₁₁-S3₁₁|/|S3₁₁|

error(S₂₁)＝|S4₂₁-S3₂₁|/|S3₂₁|

error(S₁₂)＝|S4₁₂-S3₁₂|/|S3₁₂|

error(S₂₂)＝|S4₂₂-S3₂₂|/|S3₂₂|；

(1.6d)优化后error(S₁₁)、error(S₁₂)、error(S₂₁)、error(S₂₂)均应小于0.5；

表1给出了本实施例对图1器件结构所提取的参数值。

用上述提取的参数值，作为图6所示高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT的等效电路网络中的元件参数值，此时通过该高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT便可以仿真图1器件在大信号工作条件下的功率、效率、增益以及交调特性，在电路设计阶段节约时间和成本，但是由于高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT本身的缺陷，无法准确描述GaN器件的各种效应，而且优化步骤繁琐耗时，因此还需要进行下面步骤对其改进，同时实现改进模型的可伸缩化。

表1 提取的非本征参数、线性本征参数、直流和交流拟合参数值

步骤3，构建含所用器件直流输出曲线数据的电流源，并通过归一化因子将电流源伸缩化。

本步骤的实现是通过商用电子设计自动化软件ADS软件完成，其步骤如下：

(2.2a)将用集成电路与特征分析程序IC-CAP测试的直流输出曲线数据的.ds文件直接写入电子设计自动化软件ADS的直流电流源内，将电流流入的电极定义为漏极，将电流流出的电极定义为源极，完成包含测试直流输出曲线数据电流源的构建；

(2.2b)假设在理想情况下器件的源漏电流的大小与总栅宽成正比例，对上述构建的电流源引入源漏电流的归一化因子α：

α＝α₁·α₂

其中，α₁为对栅指数的归一化因子，α₂是对单指栅宽的归一化因子。N_g是所用器件的栅指数，n_g是所仿真新器件的栅指数，W_g是所用器件的单指栅宽，w_g是所仿真新器件的单指栅宽。

步骤3，构建有源补偿子电路。

参照图7，本步骤的具体实现如下：

(3.3a)将高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT与电流源进行并联，即将该EEHEMT的漏极与电流源的源极连接,将该EEHEMT的源极与电流源的漏极相连，组成有源补偿核，并将该EEHEMT漏极所在的电极定义为有源补偿核的漏极，将EEHEMT源极所在的电极定义为有源补偿核的源极；

(3.3b)分别在有源补偿核的源极、栅极和漏极三个电极各串联一个电感，这三个电感使用电子设计自动化软件ADS自带的理想电感，分别是栅极电感L₄、漏极电感L₅、源极电感L₆，用来阻挡交流信号；

(3.3c)在有源补偿核的栅极和漏极各串联一个直流源，即在有源补偿核的栅极与栅极电感L₄之间串联第一直流源P₁，在有源补偿核的漏极与漏极电感L₅之间串联第二直流源P₂，构成有源补偿子电路；

该有源补偿子电路的漏源电流I_{ds_branch}：

I_{ds_branch}(V_ds,V_gs)＝I_{ds_EEHEMT_1}(V_ds,V_gs)-I_{ds_measured}(V_ds,V_gs)，

其中I_{ds_EEHEMT_1}为有源补偿子电路中高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT的源漏电流，I_{ds_measured}为有源补偿子电路中包含直流DC I-V输出曲线数据的电流源的源漏电流。

步骤4，在有源补偿子电路的源极串联一个电压源，形成一个源极电位可调的有源补偿子电路。

步骤5，将高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT与源极电位可调的有源补偿子电路并联，获得改进的高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT。

参照图8，本发明将高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT与源极电位可调的有源补偿子电路并联，是将该源极电位可调的有源补偿子电路的源极与所述高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1的漏极相连，将源极电位可调的有源补偿子电路的漏极与所述高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1的源极相连，得到改进后GaN高电子迁移率晶体管HEMT大信号模型，该改进后的GaN高电子迁移率晶体管HEMT大信号模型的源漏电流I_ds表示为：

I_ds(V_ds,V_gs)＝I_{ds_EEHEMT_2}(V_ds,V_gs)-(I_{ds_EEHEMT_1}(V_ds,V_gs)-I_{ds_measured}(V_ds,V_gs))，

其中，I_{ds_EEHEMT_1}为有源补偿子电路中高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT的源漏电流，I_{ds_measured}为含有直流DC I-V输出曲线数据的电流源的源漏电流，I_{ds_EEHEMT_2}为与源极电位可调的有源补偿子电路相并联的高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1的源漏电流，V_ds为改进后的GaN高电子迁移率晶体管HEMT大信号模型的源漏电压，V_gs为改进后的GaN高电子迁移率晶体管HEMT大信号模型的栅源电压。

由于GaN HEMT的源极电压通常为零，因此源极电位可调的有源补偿子电路中的源极电压源的电压值与改进的GaN高电子迁移率晶体管HEMT大信号模型的漏极电压值大小相等，符号相反，通过源极电位可调的有源补偿子电路中的源极电压抵消改进的GaN高电子迁移率晶体管HEMT大信号模型的漏极电压，使得有源补偿子电路中的高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT的源极电压为零。

本发明的效果可通过以下仿真进一步说明：

仿真1，对有源补偿子电路的直流输出曲线进行仿真，结果如图9，图9中以栅源电压V_gs＝-2.0V、-1.5V、-1.0V、-0.5V、0V、0.5V六种偏置下为例，描述了有源补偿子电路源漏电流I_{ds_branch}随源漏电压V_ds变化：

I_{ds_branch}(V_ds,V_gs)＝I_{ds_EEHEMT_1}(V_ds,V_gs)-I_{ds_measured}(V_ds,V_gs)，

从图9可见，有源补偿子电路准确模拟现有的高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT的源漏电流仿真值与图1器件源漏电流的测试值之间在不同偏置下存在差异，因而需要用有源补偿子电路对高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT的源漏电流进行精确的修正。

另外，由于设计了有源补偿子电路，能够对现有高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT的源漏电流进行精确的修正，因此在拟合得到高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT的直流参数后，不需要进行耗时繁琐的优化步骤来优化直流参数。

仿真2，对改进前、后高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT的直流输出曲线进行仿真，并与实际图1器件的直流输出测试曲线进行对比，结果如图10，图10中以栅源电压V_gs＝-2.0V、-1.5V、-1.0V、-0.5V、0V、0.5V六种偏置下为例，对结果进行了对比。

从图10中可以看出，在靠近膝点电压的地方，是Kink效应最显著的地方，随着漏电压的增大，源漏电流会呈现出明显的电流跳跃，形成一个台阶；当漏电压逐渐增加到很大的时候，漏电流会呈现下降趋势，漏电压越大，自热效应造成的源漏电流下降越明显。从图10中还可以看出，虽然现有的高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT模型可以基本拟合自热效应区域，但是仍然有不小的误差，而且无法拟合器件的Kink效应区域，这样就会对器件的静态工作点的预测和电路效率的预测造成误差。添加了有源补偿子电路后的改进型高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT后，由于有源补偿子电路对现有的EEHEMT输出电流进行了修正，因此可以将Kink效应和自热效应区域无误差地进行拟合，从而可以对器件的静态工作点和效率做出更加准确的预测，体现出了本发明的优越性。

图10中源漏电压在0V-20V的范围内时测试范围，在20V-30V为外推范围，本文在有源补偿子电路中使用了表格基模型，在测试范围之外，使用线性插值得到没有测试的数据，可以从图10中看出，在源漏电压为20V-30V的范围内，通过插值得到的输出曲线斜率和测试曲线相同，因此通过插值得到的测试范围以外的值也是有效的。

仿真3,对本发明改进后的高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT的转移曲线和跨导曲线进行仿真，并与实际器件测试得到的转移曲线和跨导曲线进行对比，结果如图11。从图11中可以看出，仿真曲线和测试曲线能够无误差的拟合，表明改进后的高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT能够精确模拟真实器件的性能，并且能够证明新构建的模型具有良好的收敛性。

仿真4，对本发明改进前、后的高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT散射参数进行仿真，并与实际器件散射参数测试曲线进行对比，结果如图12，测试的偏置点在外推的偏置点下，其中源漏电压为V_ds＝24V，V_gs＝-1.6V，其中图12(a)为输入和输出端口电压反射系数的Smith圆图表示，图12(b)为正向和反向电压增益极坐标表示，由于EEHEMT模型对直流模型和交流模型的建模是分开的，因此有源补偿子电路对直流模型的改进不会影响其交流特性。从图12中可以看到，现有EEHEMT模型和改进的EEHEMT模型对交流特性的仿真结果相同，并且能够很好的拟合器件测量的散射参数。

仿真5，在最佳偏置点下对本发明改进前后的高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT性能进行仿真，并与实际器件的性能测试曲线进行对比，结果如图13。从图13中可以看出，在V_ds＝26V、I_ds＝180mA的静态工作点下，最佳源阻抗Z_S＝(3.114+j0.355)Ω，最佳负载阻抗为Z_L＝(6.255+j11.124)Ω，当测试频率f₀＝10GHz时，对栅指数为10，单指栅宽为100um的器件进行测试，此时将模型中的N_g设为10，W_g设为100，n_g设为10，w_g设为100，从图13中可以看出，现有的EEHEMT模型和改进的EEHEMT模型均能够很好的拟和输出功率和功率增益曲线。但是由于通过有源补偿子电路改进的EEHEMT大信号模型能够更加精确的仿真器件的直流输出特性，因此与现有的EEHEMT模型相比，本发明仿真得到的功率附加效率更加接近测量的数据。

仿真6，对不同尺寸的器件在最佳偏置点下改进前、后的高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT性能进行仿真，并与实际器件的性能测试曲线进行对比，结果如图14.从图14中可以看出，在V_ds＝28V、I_ds＝120mA的外推偏置条件下，最佳源阻抗Z_S＝(1.770-j7.321)Ω，最佳负载阻抗Z_L＝(4.215+j12.04)Ω，测试频率为f₀＝18GHz，器件的栅指数为8，单指栅宽为80um，因此模型中的N_g设为10，W_g设为100，n_g设为8，w_g设为80，由于新构建的非线性可伸缩模型通过可伸缩的表格基电流源修正了现有的EEHEMT模型的源漏电流，因此能够在不对不同尺寸的器件进行建模的条件下，也能准确预测不同尺寸器件的性能。从图14中可以看到，添加了归一化因子以后，新构建的非线性模型实现了可伸缩化，现有模型和新构建的模型在输出功率和功率增益均能很好的拟合测试数据，而新构建的模型能够更加精确地拟合功率附加效率。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所坐的任何修改、同等替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种GaN高电子迁移率晶体管非线性可伸缩模型的构建方法，其特征在于：

(1)对所用器件分别进行直流和交流特性测量，并通过测量数据计算高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT的参数：

(1a)测量所用器件在冷偏截止时的散射参数S1，在低频下计算出三个寄生电容，即栅极寄生电容C₁、漏极寄生电容C₂和栅漏寄生电容C₃，在中频和高频下计算得到三个寄生电感，即栅极引线寄生电感L₁、漏极引线寄生电感L₂、源极引线寄生电感L₃；

(1b)测量所用器件在冷偏开启时的散射参数S2，计算出三个寄生电阻，即栅极引线寄生电阻R₁，漏极引线寄生电阻R₂，源极引线寄生电阻R₃；

(1c)测量所用器件的直流转移曲线，通过曲线拟合得到直流参数；

(1d)测量所用器件在不同偏置条件下的散射参数S3，并提取相应偏置条件下的栅源电容C₄和栅漏电容C₅，通过曲线拟合，得到与栅源电容C₄和栅漏电容C₅相关的交流参数；

(1e)对上述高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT的本征参数进行优化，使模型的仿真值逼近实际测量值，完成EEHEMT的建立；

(2)将所用器件测量得到的直流输出曲线数据写入到一个电流源内，并通过归一化因子将电流源可伸缩化；

(3)将所述EEHEMT大信号模型与电流源进行并联，组成有源补偿核，分别在有源补偿核的源极、栅极和漏极三个电极各串联一个电感，同时在有源补偿核的栅极和漏极各串联一个直流源，用来提供直流功率，构成有源补偿子电路；

(4)在有源补偿子电路的源极串联一个电压源，形成一个源极电位可调的有源补偿子电路，再将该源极电位可调的有源补偿子电路与所述EEHEMT大信号模型并联，即将该源极电位可调的有源补偿子电路的源极与所述EEHEMT的漏极相连，将源极电位可调的有源补偿子电路的漏极与所述EEHEMT模型的源极相连，得到GaN高电子迁移率晶体管HEMT非线性可伸缩模型。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：步骤(1a)中测量所用器件在冷偏截止时的散射参数S1，在低频下计算出三个寄生电容，在中频和高频下计算得到三个寄生电感，按如下步骤进行：

(1a1)通过矢量网络分析仪VNA测量所用器件在冷偏截止时的散射参数S1，表示为：

其中，S1₁₁为器件在冷偏截止时的输入端口电压反射系数，S1₂₁为器件在冷偏截止时的正向电压增益，S1₁₂为器件在冷偏截止时的反向电压增益，S1₂₂为器件在冷偏截止时的输出端口电压反射系数；

(1a2)对测量出的所用器件在冷偏截止时的散射参数S1进行变换，得到器件在冷偏截止时的导纳参数Y1，

其中，Y1₁₁为器件在冷偏截止时的输入导纳，Y1₁₂为器件在冷偏截止时的反向转移导纳，Y1₂₁为器件在冷偏截止时的正向转移导纳，Y1₂₂为器件在冷偏截止时的输出导纳；

(1a3)提取器件在冷偏截止时的导纳参数Y1的虚部：

Im(Y1₁₁)＝w(C₁+C_1i+C₃+C_3i)

Im(Y1₁₂)＝Im(Y₂₁)＝-w(C₃+C_3i)

Im(Y1₂₂)＝w(C₂+C_2i+C₃+C_3i)

其中，w为角频率，Im表示提取虚部，C_1i为器件在冷偏截止时的栅源本征电容，C_2i为器件在冷偏截止时的漏源本征电容，C_3i为器件在冷偏截止时的栅漏本征电容；

(1a4)利用上述导纳参数根据器件在冷偏截止时低频下的等效电路模型，计算出三组电容的数值；

C₁+C_1i＝1/w·Im(Y1₁₁+Y1₁₂)

C₂+C_2i＝1/w·Im(Y1₂₂+Y1₂₁)

C₃+C_3i＝-1/w·Im(Y1₁₂)＝-1/w·Im(Y1₂₁)；

(1a5)对计算的电容进行分离优化，其中C₁的优化范围为从0到(C₁+C_1i)，每次优化的结果为C_1n，C₂的优化范围为从0到(C₂+C_2i)，每次优化的结果为C_2n，C₃的优化范围为从0到(C₃+C_3i)，每次优化的结果为C_3n，同时将C_1i设定为(C₁+C_1i-C_1n)，将C_2i设定为(C₂+C_2i-C_2n)，将C_3i设定为(C₃+C_3i-C_3n)，当优化后的仿真结果与测量结果在低频段一致时，优化结束；

(1a6)利用下式从器件在冷偏截止时的导纳参数Y1消去与步骤(2a)相同的三个寄生电容，得到去除寄生电容后的导纳参数Y2：

其中，j为虚数单位；

(2a7)将去除寄生电容后的导纳参数Y2转换成去除寄生电容后的阻抗参数Z1：

其中，Z1₁₁为去除寄生电容后的输入阻抗，Z1₁₂为去除寄生电容后的反向转移阻抗，Z1₂₁为去除寄生电容后的正向转移阻抗，Z1₂₂为去除寄生电容后的输出阻抗；

(1a8)将去除寄生电容后的阻抗参数Z1表示为：

其中，ΔZ₁为器件在冷偏截止时中频和高频等效电路模型本征参数的栅极修正项，ΔZ₂为器件在冷偏截止时中频和高频等效电路模型本征参数的漏极修正项，ΔZ₃为器件在冷偏截止时中频和高频等效电路模型本征参数的源极修正项；

(1a9)忽略修正项，并将去除寄生电容后的阻抗参数Z1乘以角频率w，取虚部得到：

然后以w²为自变量，计算上述三条曲线的斜率，得到三个寄生电感L₁、L₂、L₃的值。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：步骤(1b)中测量所用器件在冷偏开启时的散射参数S2，计算出三个寄生电阻，步骤如下：

(1b1)通过矢量网络分析仪VNA测量所用器件在冷偏开启时的散射参数S2，表示为：

其中，S2₁₁为器件在冷偏开启时的输入端口电压反射系数，S2₂₁为器件在冷偏开启时的正向电压增益，S2₁₂为器件在冷偏开启时的反向电压增益，S2₂₂为器件在冷偏开启时的输出端口电压反射系数；

(1b2)根据器件在冷偏开启时的等效电路，将器件在冷偏开启时的散射参数S2转换为器件在冷偏开启时的导纳参数Y3，消去与步骤(2a)相同的三个寄生电容，得到器件在冷偏开启时去除寄生电容的导纳参数Y4，并将Y4转换成器件在冷偏开启时去除寄生电容后的阻抗参数Z2，

其中，Z2₁₁为器件在冷偏开启时去除寄生电容后的输入阻抗，Z2₁₂为器件在冷偏开启时去除寄生电容后的反向转移阻抗，Z2₂₁为器件在冷偏开启时去除寄生电容后的正向转移阻抗，Z2₂₂为器件在冷偏开启时去除寄生电容后的输出阻抗；

(1b3)利用下式从器件在冷偏开启时去除寄生电容后的阻抗参数Z2消去与步骤 (1a)中相同的三个寄生电感，得到去除寄生电感的阻抗参数Z3：

(1b4)忽略修正项，将去除寄生电感的阻抗参数Z3乘以w²，然后取实部，得到下式：

w²Re(Z3₁₁)＝w²(R₁+R₃)

w²Re(Z3₂₂)＝w²(R₂+R₃)

w²Re(Z3₁₂)＝w²Re(Z3₂₁)＝w²R₃

其中,Re表示提取实部，Z3₁₁为去除寄生电感后的输入阻抗，Z3₁₂为去除寄生电感后的反向转移阻抗，Z3₂₁为去除寄生电感后的正向转移阻抗，Z3₂₂为去除寄生电感后的输出阻抗；

以w²为自变量，求上述三条曲线的斜率，便可求出三个寄生电阻R₁、R₂、R₃的值。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：步骤(1c)中测量所用器件的直流转移曲线，通过曲线拟合得到直流参数，步骤如下：

(1c1)利用半导体参数分析仪测量所用器件的直流转移曲线，并求出跨导曲线，

其中cons表示常数，I_ds为源漏电流，g_m为跨导，V_gs为栅源电压，V_d为漏极电压；

(1c2)通过拟合g_m-V_gs，得到高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT中的直流DC参数，该DC参数包括跨导峰值Gmmax、跨导峰值处栅压Vgo、跨导压缩处栅压Vco、阈值电压Vto、跨导转换区间Alpha、跨导压缩斜率Deltgm、跨导尾部栅压Vba和跨导线性压缩区间Vbc。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：步骤(1d)中测量所用器件在不同偏置条件下的散射参数S3，并提取相应偏置条件下的栅源电容C₄和栅漏电容C₅，通过曲线拟合，得到与栅源电容C₄和栅漏电容C₅相关的交流参数，其步骤如下：

(1d1)通过矢量网络分析仪VNA测量所用器件在不同偏置条件下的散射参数S3，其表示为：

其中，S3₁₁为不同偏置条件下的输入端口电压反射系数，S3₂₁为不同偏置条件下的正向电压增益，S3₁₂为不同偏置条件下的反向电压增益，S3₂₂为不同偏置条件下的输出端口电压反射系数；

(1d2)将不同偏置条件下的散射参数S3，转化成导纳参数Y5，并去掉三个寄生电容C₁、C₂和C₃，得到导纳参数Y6，再将该导纳参数Y6转化成不同偏置条件下去除寄生电容后的阻抗参数Z4，从Z4中去掉三个寄生电感L₁、L₂、L₃和三个寄生电阻R₁、R₂、R₃，得到去掉寄生参数的阻抗参数Z5，将去掉寄生参数的阻抗参数Z5转化为去掉寄生参数的导纳参数Y7，

其中，Y7₁₁为去掉寄生参数的输入导纳，Y7₁₂为去掉寄生参数的反向转移导纳，Y7₂₁为去掉寄生参数的正向转移导纳，Y7₂₂为去掉寄生参数的输出导纳；

(1d3)通过下式从去掉寄生参数的导纳参数Y7，计算得到栅源电容C₄和栅漏电容C₅：

其中

(1d4)拟合C₄-V_gs和C₄-V_gd曲线，得到高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT 中最大输入电容C11o、最小输入电容C11th、过渡电压Deltgs、饱和区过度电压Deltds、电容-电压曲线反射点电压Vinfl和电容-电压曲线斜率Lambda，其中，V_gd为栅漏电压；

(1d5)在V_gs＝-2.0V和V_ds>4.2V的条件下拟合C₅-V_gs和C₅-V_gd曲线，得到高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT中的跨电容C12sat，同时在V_ds>4.2V的条件下拟合C₅-V_gs和C₅-V_gd曲线，得到高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT中的栅漏电容Cgdsat，其中，V_ds为源漏电压。

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：步骤(2)中将所用器件测量得到的直流输出曲线数据写入到一个电流源内，并通过归一化因子将电流源伸缩化，按如下步骤进行：

(2a)将用集成电路与特征分析程序IC-CAP测试的直流输出曲线数据的.ds文件直接写入电子设计自动化软件ADS的直流电流源内，将电流流入的电极定义为漏极，将电流流出的电极定义为源极，完成包含测试直流输出曲线数据电流源的构建；

(2b)假设在理想情况下器件的源漏电流的大小与总栅宽成正比例，对上述构建的电流源引入源漏电流的归一化因子α：

α＝α₁·α₂

其中，α₁为对栅指数的归一化因子，α₂是对单指栅宽的归一化因子，N_g是所用器件的栅指数，n_g是所仿真新器件的栅指数，W_g是所用器件的单指栅宽，w_g是所仿真新器件的单指栅宽。

7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：步骤(3)中将EEHEMT大信号等效电路模型与电流源进行并联，是将EEHEMT的漏极与电流源的源极连接,将EEHEMT的源极与电流源的漏极相连，组成有源补偿核，并将EEHEMT漏极所在的电极定义为有源补偿核的漏极，将EEHEMT源极所在的电极定义为有源补偿核的源极。

8.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：步骤(3)中分别在有源补偿核的源极、栅极和漏极三个电极各串联一个电感，使用电子设计自动化软件ADS自带的理想电感，分别是栅极电感L₄、漏极电感L₅、源极电感L₆，用来阻挡交流信号。

9.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：步骤(3)中在栅极和漏极各串联一个直流源，是在有源补偿核的栅极与栅极电感L₄之间串联第一直流源P₁，在有源补偿核的漏极与漏极电感L₅之间串联第二直流源P₂。