CN105704633A - 感测电路和检测麦克风生成的电信号的方法 - Google Patents

Abstract

本公开涉及一种感测电路和检测麦克风生成的电信号的方法，该感测电路包括：跟随器晶体管(10)，具有控制端(2a)、用于连接至负载(Z)的跟随器端(2b)；偏置电流发生器(11)，耦合至跟随器端(2b)；以及反馈级(13)，被配置为根据跟随器晶体管(10)的控制端(2a)上的输入信号(V_IN)控制偏置电流发生器(11)。

Description

感测电路和检测麦克风生成的电信号的方法

技术领域

本发明涉及感测电路和检测麦克风生成的电信号的方法。

背景技术

如公知的，电容式麦克风(尤其是MEMS(微机电系统)麦克风和ECM(驻极体电容式麦克风))通常包括电容耦合至固定电极或板(也称为“背板”)的可变形导电隔膜。隔膜和固定电极之间存在被空气占据的空间。

通常可用的电容式麦克风利用固定电荷偏置并响应于由压力波限定的声信号产生电信号。实际上，隔膜响应于修改电容器的电容的声信号而震动，并假设存储的电荷是固定的，震动引起电容器本身的电极之间的对应电压变化。通过电容器上的电压变化来限定电信号。通常用于表示电容式麦克风的等效电路包括与电压发生器串联的具有可变电容的电容器。

为了防止存储在电容器上的电荷的扰动，由麦克风产生的电信号必须使用具有高输入阻抗的感测电路(或“缓冲器”)来读取，其中感测电路基于所检测的信号利用低阻输出来驱动外部负载。

感测电路一般采用源极跟随器结构的MOS晶体管，或者可选地AB类放大器。

基于源极跟随器的感测电路极其简单并且存在低噪声，但是被证明仅有效地驱动高阻负载(例如，高于100kΩ)。实际上，这种类型的感测电路可以吸收来自负载的大电流或者为负载提供大电流，但是反而限于提供(吸收)大于跟随器晶体管的偏置电流的电流。如果负载阻抗适度，则不要求大偏置电流来得到充分的输出摆动，并且在不存在信号的情况下这包括静态消耗不可接受的增加。

基于AB类放大器的感测电路通常被用于驱动低负载，例如低于10kΩ。与源极跟随器感测电路相比，AB类放大器能够在需要时提供大电流，当输入信号较低或不存在输入信号时保持有限的消耗等级。然而，AB类放大器比源极跟随器电路复杂得多，并且包含多种噪声源。此外，为了防止可能的振荡或不稳定性，频繁要求精心设计的频率补偿。实际上，静态损耗通常也不是如期望那么低。

发明内容

本发明的目的在于提供感测电路以及检测麦克风生成的电信号的方法，其能够克服或者至少缓解上述限制。

根据本发明，提供了分别如权利要求1和18所限定的感测电路以及检测麦克风生成的电信号的方法。

附图说明

为了更好地理解本发明，限制将参照附图仅通过非限制实例描述其实施例，其中：

图1是用于转换声信号的设备的简化框图；

图2是根据本发明实施例的感测电路的更详细的框图；

图3是图2的感测电路的电路图；以及

图4是根据本发明实施例的结合感测电路的电子系统的简化框图。

具体实施方式

图1是电容型的麦克风1(例如MEMS麦克风)以及用于响应于声信号检测由麦克风1生成的电信号的感测电路2的示意性示图。麦克风1和感测电路2形成用于转换声信号的设备。

这里通过信号发生器3和具有可变电容的电容器4的串联来示意性表示麦克风1。信号耦合电容器5在麦克风1的终端1a与感测电路2的输入端2a之间提供信号耦合。麦克风1的终端1a和感测电路2的输入端2a分别通过第一DC偏置级7连接至第一参考线6以及通过第二DC偏置级9连接至第二参考线8。麦克风1在感测电路2的输入端2a上生成输入信号V_IN(例如电压)。参考线6提供预充电电压V_PC，用于传送具有可变电容的电容器4上的固定工作电荷。

感测电路2的低阻输出端2b响应于声信号提供表示具有可变电容的电容器4上的电压变化的输出信号V_OUT(例如电压)。输出端2b连接至负载Z。

应该理解，在任何情况下，耦合麦克风1和感测电路2的方式不必须是唯一的，而是可以使用其他连接方案。

图2以简化方式示出了根据本发明实施例的感测电路2。感测电路2包括跟随器晶体管10、偏置电流发生器11、参考发生器级12、反馈级13和限制或钳位级15。

在一个实施例中，跟随器晶体管10是具有源极跟随器结构的PMOS晶体管。实际上，跟随器晶体管10的源极端(跟随器终端)连接至偏置电流发生器11的第一终端，并限定感测电路2的输出端2b。跟随器晶体管10的漏极端连接至比较节点18，而栅极端限定感测电路2的输入端2a并接收来自麦克风1的输入信号V_IN。跟随器晶体管10传导跟随器电流I_F。

如以下详细解释的，偏置电流发生器11(其第二端连接至设置为电源电压V_CC的供应线17)是受控发生器，并根据输入信号V_IN的幅度提供偏置电流I_B。偏置电流发生器11被反馈级13基于比较节点18处的电流的平衡来控制。实际上，由跟随器晶体管10提供的跟随器电流I_F与参考发生器级12提供的比较电流I_C进行比较，并且比较确定由反馈级13对偏置电流发生器11执行的控制的动作。

参考发生器级12包括主参考电流发生器20、电流镜电路21和滤波器级22。

主参考电流发生器20被配置为提供主参考电流I_R0。电流镜电路21基于主参考电流I_R0向比较节点18提供比较电流I_C。例如，在一个实施例中，比较电流I_C是主参考电流I_R0的倍数。

滤波器级22与电流镜电路21协作，用于抑制与主参考电流I_R0相关联的噪声或干扰。

如已经提到的，反馈级13被配置为根据输入信号V_IN控制偏置电流I_B。具体地，反馈级13确定当作为输入信号V_IN的结果的感测电路2必须向负载Z提供电流时偏置电流I_B的增加。

限制级15连接在比较节点18和地线之间，并且被配置为防止比较节点18上的电压超过阈值，其中超过阈值时，跟随器晶体管10可以在线性区域中操作。

图3更详细地示出了感测电路2。

在一个实施例中，偏置电流发生器11包括PMOS类型的发生器晶体管23，其源极端连接至供应线17，其漏极端与跟随器晶体管10的源极端一起连接至输出端2b。发生器晶体管23的栅极端限定偏置电流发生器11的控制端11a并连接至反馈级13的节点。

在参考发生器级12中，电流镜电路21包括二极管连接的晶体管25以及镜像晶体管26、27、28(这里为NMOS类型，相应的栅极端耦合至二极管连接的晶体管25的栅极端)。二极管连接的晶体管25与主参考电流发生器20串联并接收主参考电流I_R0。

二极管连接的晶体管30(这里为PMOS型)被布置为与镜像晶体管26串联并且其源极端连接至参考线31(设置为输出共模电压V_CMOUT)。镜像晶体管26和二极管连接的晶体管30的大小被确定为用于将共同的相应漏极端上的电压固定在期望值。漏极端的公共节点8限定输入共模电压V_CMIN，其被用作在不存在信号的情况下用于输入端2a的参考。

镜像晶体管27和镜像晶体管28为反馈级13提供参考电流。在一个实施例中，具体地，由镜像晶体管27提供的第一反馈参考电流I_RFB1是主参考电流I_R0的复本。如下所述，镜像晶体管28(其漏极端连接至比较节点18)提供高于第一反馈参考电流I_RFB1的比较电流I_C。

反馈级13包括电流镜电路35、去耦晶体管36、37以及偏置分支38。

电流镜电路35又包括PMOS类型的二极管连接的晶体管40和镜像晶体管41，它们的相应源极端连接至供应线17。二极管连接的晶体管40和去耦晶体管36串联连接至电流镜电路21的镜像晶体管27，其中去耦晶体管36布置在它们两个之间。因此，二极管连接的晶体管40和去耦晶体管36均传导第一反馈参考电流I_RFB1。

镜像晶体管41的栅极端连接至二极管连接的晶体管40的栅极端，并且其漏极端连接至偏置电流发生器11的控制端11a。如下所讨论的，镜像晶体管41传导通过镜像晶体管41本身的长宽比与二极管连接的晶体管40的长宽比之间的关系所确定的第二反馈参考电流I_RFB2。

补偿电阻器33和补偿电容器34串联在供应线27和偏置电流发生器11的控制端11a之间，并限定稳定由跟随器晶体管10、偏置电流发生器11和反馈级13形成的环路的补偿网络。由此防止了任何不稳定的风险。

去耦晶体管37的传导端分别连接至镜像晶体管41的漏极端(即，偏置电流发生器11的控制端11a)和比较节点18，并且其栅极端连接至去耦晶体管36的栅极端。

偏置分支38包括镜像晶体管42，其还以电流镜结构与二极管连接的晶体管40和偏置晶体管43连接。偏置晶体管43(其是二极管连接的NMOS类型)被布置为与镜像晶体管42串联，并且其栅极端与去耦晶体管36、37共用。实际上，偏置分支38固定去耦晶体管36、37的操作点。

滤波器级22包括滤波器晶体管45(这里为NMOS类型)、滤波器电容器46、偏置晶体管47和状态开关48。

滤波器晶体管45被布置在二极管连接的晶体管25的栅极端与电流镜电路21的镜像晶体管26、27、28的栅极端之间。更具体地，滤波器晶体管45的源极端连接至二极管连接的晶体管25的栅极端，并且其漏极端连接至镜像晶体管26、27、28的栅极端。通过状态开关48，滤波器晶体管45的栅极端可以可选地耦合至供应线17(在启动步骤期间)以及连接至偏置晶体管47的栅极端。在正常操作条件下，偏置晶体管47是二极管连接的，串联在主参考电流发生器20和二极管连接的晶体管25之间，并且固定滤波器晶体管45的操作点。状态开关48例如可以通过外部处理单元(未示出)提供的信号切换或者当内部电量达到阈值时进行切换。滤波器电容器46连接在滤波器晶体管45的漏极端和地线之间。

在启动结构中，滤波器晶体管45的栅极端连接至供应线17，因此其串联阻抗非常低。滤波器级处于第一状态，其中由滤波器晶体管45本身和滤波器电容器46确定的时间常数RC较低并且能够使电量快速地达到操作值。在正常操作条件下，过滤器晶体管45的栅极端转而连接至偏置晶体管47的栅极端，以滤波器晶体管45将在阈值下进行操作的这种方式来确定其大小，并且其具有高串联阻抗。因此，滤波器级22被设置为第二状态，其中滤波器晶体管45和滤波器电容器46的时间常数RC非常大并且能够抑制主参考电流I_R0关于比较电流I_C和第一反馈参考电流I_RFB1的波动的效应。

在一个实施例中，限制级15包括PMOS类型的限制晶体管50，其源极端连接至比较节点18，并且其漏极和栅极端连接至地线。以这种方式，比较节点18上的电压被限制为限制晶体管50的阈值电压的值。

可以以除了比较电流I_C之外的在参考发生器级12和反馈级13中循环的电流将充分低于偏置电流发生器11和跟随器晶体管10的电流的这种方式来选择形成参考发生器级12和反馈级13的晶体管的长宽比(W/L)。这种解决方案能够显著降低感测电路2的静态损耗的程度。

在一个实施例中，例如，形成偏置电流发生器11的生成器晶体管23的长宽比比电流镜电路35的二极管连接的晶体管40的长宽比大比例因子K₁(例如，15)。在电流镜电路21中，提供比较电流I_C的镜像晶体管28的长宽比比提供第一反馈参考电流I_RFB1的镜像晶体管26的长宽比大因子K₂。最后，镜像晶体管41的长宽比通过比例因子K₃与二极管连接的晶体管40的长宽比相关联。

在不存在输入信号(V_IN＝0)且零电流传送至负载Z的情况下，偏置电流I_B为K₁I_RFB1，并且等于跟随器电流I_F。从而，通过以下等式给出比较电流I_C：

I_C＝I_RFB2+I_B＝K₃I_RFB1+K₁I_RFB1＝(K₃+K₁)I_RFB1＝K₂I_RFB1

其中，K₂＝K₃+K₁。

在一个实施例中，比例因子K₃等于1且比例因子K₂等于K₁+1。此外，镜像晶体管26具有与二极管连接的晶体管25相同的长宽比。从而，主参考电流I_R0和第一反馈参考电流I_RFB1彼此相同。然而，关于长宽比表示的关系不认为是假设它们实际上可以被修改的必要约束。

通过上述长宽比之间的关系，在电流镜电路35的镜像晶体管41中流动的第二反馈参考电流I_RFB2等于第一反馈参考电流I_RFB1，而比较电流I_C等于K₂I_RFB1＝(K₁+1)I_RFB1。

当输入信号V_IN为正时，跟随器晶体管10的栅极-源极电压V_GSF降低，引起跟随器电流I_F的对应降低。假设比较电流I_C和通过镜像晶体管41的第二反馈参考电流I_RFB2是固定的，则作为跟随器电流I_F的降低的结果，偏置电流发生器11的控制端11a上的电压趋于降低，因此发生器晶体管23的栅极-源极电压V_GSB趋于增加。从而，偏置电流I_B也增加，其根据输入信号V_IN的幅度部分或完全地被负载Z吸收。

相反，当输入信号V_IN为负时，跟随器晶体管10的栅极-源极电压V_GSF增加，使得跟随器电流I_F增加。因此，如果输入信号V_IN的幅度如此要求，则偏置电流发生器11的控制端11a上的电压趋于增加并降低偏置电流I_B，直到发生器晶体管23截止。因此，跟随器晶体管可以从负载Z吸收所有需要获取对应于输入信号V_IN的输出信号V_OUT的电流。此外，当跟随器电流I_F较高时，限制晶体管50防止比较节点18上的电压增加直到跟随器晶体管10在线性区域中作用为止。实际上，在限制操作条件下，如果输入信号的负值要求，则比较节点18上的电压被限于限制晶体管50的栅极-源极电压，因此能够进一步增加跟随器电流I_F。相反，当输入信号V_IN为正或者为负时，在其他操作条件下限制晶体管50截止并且不消耗能量，但是模数不充分高到将比较节点18拉至限制晶体管50本身的阈值电压之上。

所描述的感测电路2组合了AB类放大器和基于跟随器的电路的优点。另一方面，实际上，与AB类电路相同，根据输入信号V_IN的偏置电流发生器11的控制能够在需要时将大电流提供给负载Z。相反，当感测电路2必须吸收来自负载Z的电流或者必须提供适度电流时，可以降低偏置电流发生器11的电流的消耗。另一方面，与跟随器电路的情况相同，感测电路3具有非常简单的结构，其固有地不太经受噪声。此外，滤波器级22能够抑制主参考电流I_R0的波动，由此进一步提高对噪声的免疫力。

通过限制级15来表示进一步的优势，其能够使跟随器晶体管10吸收大电流而不达到临界于饱和的工作条件。

因此，感测电路2适合于驱动甚至更小的阻抗负载，保持低消耗等级和低噪声。

图4示出了结合所描述的感测电路2的电子系统100。

电子系统100可以是任何类型的电子设备，尤其是便携式和自主供电的，非限制实例诸如为蜂窝电话、便携式计算器、摄像机、照相机、多媒体读取器、用于视频游戏的便携式装置、用于计算机的运动感应用户接口或用于视频游戏的控制台、卫星导航设备。在图4的实施例中，电子系统100是蜂窝电话。

感测电路2可以结合到音频模块101的获取接口中并耦合至麦克风102。

电子系统100可以进一步包括：壳体103，碰撞传感器104刚性地与其耦合；控制单元105；存储器模块106；RF通信模块107，耦合至天线108；显示器110；拍摄设备112；串行连接端口113，例如为USB端口；以及电池115，用于自主供电。

控制单元105与麦克风102协作，并且感测电路2例如与音频模块101交换信号。

应该注意，本发明的范围不限于需要具体具有所列出的一个设备或者所有设备作为整体的实施例。

最后，明显在不背离在所附权利要中限定的本发明的范围的情况下，可以对本文描述的感测电路和检测方法进行修改和变化。具体地，明显可以以互补方式得到感测电路，其中部件的导电性、电压和电流与所描述的相反。

Claims (20)

1.一种感测电路，包括：

跟随器晶体管(10)，具有控制端(2a)、用于耦合至负载(Z)的跟随器端(2b)；

偏置电流发生器(11)，耦合至所述跟随器端(2b)；以及

反馈级(13)，被配置为基于所述跟随器晶体管(10)的所述控制端(2a)上的输入信号(V_IN)控制所述偏置电流发生器(11)。

2.根据权利要求1所述的感测电路，其中所述偏置电流发生器(11)被配置为提供偏置电流(I_B)，并且所述反馈级(13)被配置为基于所述输入信号(V_IN)修改所述偏置电流(I_B)。

3.根据权利要求2所述的感测电路，包括：

比较节点(18)，所述跟随器晶体管(10)被配置为向所述比较节点(18)提供跟随器电流(I_F)；以及

参考发生器级(12)，被配置为向所述比较节点(18)提供比较电流(I_C)；

所述反馈级(13)被配置为基于所述比较节点(18)处的电流平衡修改所述偏置电流(I_B)。

4.根据权利要求3所述的感测电路，其中所述参考发生器级(12)被配置为向所述反馈级(13)提供第一反馈参考电流(I_RFB1)，并且基于所述第一反馈参考电流(I_RFB1)向所述比较节点(18)提供第二反馈参考电流(I_RFB2)。

5.根据权利要求4所述的感测电路，其中所述参考发生器级(12)包括：

主参考发生器(20)，被配置为提供主参考电流(I_R0)；以及

第一电流镜电路(21)，耦合至所述主参考发生器(20)，用于接收所述主参考电流(I_R0)并被配置为基于所述主参考电流(I_R0)生成所述比较电流(I_C)和所述第一反馈参考电流(I_RFB1)。

6.根据权利要求5所述的感测电路，其中所述反馈级(13)包括第二电流镜电路(35)，被配置为根据所述第一反馈参考电流(I_RFB1)生成第二反馈参考电流(I_RFB2)。

7.根据权利要求6所述的感测电路，其中：

所述第一电流镜电路(21)包括：第一二极管连接的晶体管(25)，耦合至所述主参考发生器(20)用于接收所述主参考电流(I_R0)；第一镜像晶体管(27)，被配置为提供所述第一反馈参考电流(I_RFB1)；以及第二镜像晶体管(28)，被配置为提供所述比较电流(I_C)；以及

所述第二电流镜电路(35)包括：第二二极管连接的晶体管(40)，耦合至所述第一镜像晶体管(27)用于接收所述第一反馈参考电流(I_RFB1)；第三镜像晶体管(41)，被配置为向所述比较节点(18)提供所述第二反馈参考电流(I_RFB2)。

8.根据权利要求7所述的感测电路，其中：

所述偏置电流发生器(11)包括发生器晶体管(23)，具有的长宽比比所述第二二极管连接的晶体管(40)的长宽比大第一比例因子；以及

所述第二镜像晶体管(28)具有的长宽比比所述第一镜像晶体管(27)的长宽比大第二比例因子；以及

所述第二二极管连接的晶体管(40)和所述第三镜像晶体管(41)的相应长宽比通过第三比例因子相关联。

9.根据权利要求8所述的感测电路，其中所述比较电流(I_C)大于所述偏置电流(I_B)，并且所述偏置电流(I_B)大于所述第一反馈参考电流(I_RFB1)。

10.根据权利要求9所述的感测电路，其中通过以下等式给出所述偏置电流(I_B)：

I_B＝K₁I_RFB1

其中I_B是所述偏置电流，I_RFB1是所述第一反馈参考电流，以及K₁是所述第一比例因子。

11.根据权利要求9或10所述的感测电路，其中通过以下等式给出所述比较电流(I_C)：

I_C＝K₂I_RFB1

其中I_C是所述比较电流，I_RFB1是所述第一反馈参考电流，以及K₂是所述第二比例因子。

12.根据权利要求8至11中任一项所述的感测电路，其中所述第一比例因子、所述第二比例因子和所述第三比例因子通过以下关系来约束：

K₂＝K₁+K₃

其中K₁是所述第一比例因子，K₂是所述第二比例因子，以及K₃是所述第三比例因子。

13.根据权利要求5至12中任一项所述的感测电路，包括滤波级(22)，被配置为衰减所述主参考电流(I_R0)关于所述比较电流(I_C)和所述第一反馈参考电流(I_RFB1)的波动的效应。

14.根据权利要求13所述的感测电路，其中所述滤波级(22)包括状态开关(48)，其被配置为在第一状态和第二状态之间切换，其中第一时间常数与所述第一状态相关联，不同于所述第一时间常数的第二时间常数与所述第二状态相关联。

15.根据前述权利要求中任一项所述的感测电路，包括被配置为限制所述比较节点(18)上的电压的限制级(15)。

16.根据权利要求15所述的感测电路，其中所述限制级(15)包括被配置为在限制操作条件下导通且在其他状态下保持截止的限制晶体管(50)。

17.一种电信号换能器，包括电容式麦克风(1)以及根据前述权利要求中任一项所述的耦合至所述电容式麦克风(1)的感测电路(2)。

18.一种电子系统，包括电容式麦克风(1)、根据前述权利要求1至16中任一项所述的耦合至所述电容式麦克风(1)的感测电路(2)、以及与所述感测电路(2)协作的控制单元(105)。

19.一种感测由麦克风生成的电信号的方法，包括：

将声信号转换为第一电信号(V_IN)；

感测所述第一电信号(V_IN)；以及

基于所述第一电信号(V_IN)提供第二电信号(V_OUT)；

其中感测包括：

将所述第一电信号(V_IN)提供给跟随器晶体管(10)的控制端(2a)，所述跟随器晶体管(10)的跟随器端(2b)耦合至负载(Z)；

基于所述第一电信号(V_IN)控制耦合至所述跟随器端(2b)的偏置电流发生器(11)。

20.根据权利要求19所述的方法，其中所述偏置电流发生器(11)向所述跟随器端(2b)提供偏置电流(I_B)，并且控制所述偏置电流发生器(11)包括基于所述输入信号(V_IN)修改所述偏置电流(I_B)。