CN105610758A - 一种载波频率同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种载波频率同步方法，所述载波频率同步方法包括：将训练序列与主信息叠加，获取混合频谱；计算所述混合频谱的频偏估计值；根据所述频偏估计值进行频偏补偿。其中，所述训练序列包括K个长度均为A的重复Kasami序列和N-KA个零，其中，N为主信息的子载波数；K为N/A的整数部分。本发明提供的载波频率同步方法，在OFDM频域的基础上叠加训练序列，无须额外占用OFDM信号的频谱开销，而且具有很强的稳健性，可以解决现有载波频率同步方式导致传输效率降低的技术问题。

Description

一种载波频率同步方法

技术领域

本发明涉及一种电力线通信技术领域，尤其涉及一种载波频率同步方法。

背景技术

传统电网的集中发电、人工故障恢复、单向电力/信息流等运作模式决定了其在能源转换效率、安全性、可靠性以及灵活性等诸多方面都不够理想的特点，为此，人们提出了智能电网的概念。智能电网是建立在集成的、高速双向通信网络的基础上，通过先进的传感和测量技术、先进的设备技术、先进的控制方法以及先进的决策支持系统技术的应用，实现电网的可靠、安全、经济、高效、环境友好和使用安全的目标。电力多载波通信技术为完成智能电网信息的传输提供了有效的解决方案。其中，正交频分复用(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing，OFDM)是一种特殊的多载波调制技术。它具有较高的频谱利用率，在对抗多径衰落方面有着天然的优越性，适合高速数据传输。OFDM技术以其诸多优点在电力线通信方面具有巨大优势，可以用于电力行业数据的实时交互和协同作业。但是，OFDM系统对频偏非常敏感，即使微小的载波频率偏差都会给OFDM系统带来严重的性能损失。由于电厂、变电站等内部自动化设备、继电保护设备、远动控制设备的特殊性，在系统稳健性和安全性上要求更高，因此需要载波频率同步十分精确。

传统的载波频率同步方式多将训练序列添加至主信息内，并根据添加的训练序列计算载波频率的同步误差。比如，请参考图1，所示为加入PN序列的OFDM符号结构图，由图1可知，使用两个符号长度的训练符号(PN序列)放在每帧的开始位置，第一个训练符号用于进行定时同步和小数倍载波频偏估计的计算，第二个训练序列符号用于整数倍载波频偏估计的计算。传统的载波频率同步方式的主要缺点在于需要额外占用OFDM信号的频谱开销，导致OFDM信号的利用率下降，传输效率降低。

发明内容

本发明提供一种载波频率同步方法，以解决现有载波频率同步方式导致传输效率降低的技术问题。

本发明提供一种载波频率同步方法，所述载波频率同步方法包括：将训练序列与主信息叠加，获取混合频谱；计算所述混合频谱的频偏估计值；根据所述频偏估计值进行频偏补偿。

优选的，所述训练序列包括K个长度均为A的重复Kasami序列和N-KA个零，其中，N为主信息的子载波数；K为N/A的整数部分。

优选的，所述将训练序列与主信息叠加还包括：将所述训练序列进行FFT变换，所述FFT大小与主信息中IFFT的大小一致；获取主信息与训练序列平均功率之比，根据所述主信息与训练序列平均功率之比将训练序列与主信息叠加。

优选的，所述计算所述混合频谱的频偏估计值包括：根据所述训练序列计算所述混合频谱的第一接收信号；根据所述第一接收信号计算训练序列的第一延时相关函数；根据所述第一延时相关函数计算所述混合频谱的频偏估计值。

优选的，所述载波频率同步方法还包括：根据所述频偏补偿的结果计算第二延时相关函数；根据所述第二延时相关函数计算混合频谱的频偏精估计值；根据所述频偏精估计值进行频偏补偿。

本发明的实施例提供的技术方案可以包括以下有益效果：

本发明提供一种载波频率同步方法，所述载波频率同步方法包括：将训练序列与主信息叠加，获取混合频谱；计算所述混合频谱的频偏估计值；根据所述频偏估计值进行频偏补偿。本发明提供的载波频率同步方法，在OFDM频域的基础上叠加训练序列，无须额外占用OFDM信号的频谱开销，而且具有很强的稳健性，可以解决现有载波频率同步方式导致传输效率降低的技术问题。

应当理解的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本发明。

附图说明

图1是本发明实施例中提供的加入PN序列的OFDM符号结构示意图；

图2是本发明实施例中提供的一种载波频率同步方法的流程图；

图3是本发明实施例中提供的载波偏频信号的模型图；

图4是本发明实施例中提供的训练序列的符号结构示意图；

图5是本发明实施例中提供的混合频谱符号结构示意图；

图6是本发明实施例中提供的步骤S01的方法流程图；

图7是本发明实施例中提供的步骤S02的方法流程图；

图8是本发明实施例中提供的另一种载波频率同步方法的流程图；

图9是本发明实施例中提供的频偏精估计范围图；

图10是本发明实施例中提供的不同频率偏移下的估计性能图；

图11是本发明实施例中提供的不同N_S下，频偏估计和频偏精估计性能对比图；

图12是本发明实施例中提供的不同N_s下，载波频偏估计的理论和仿真性能图；

图13是本发明实施例中提供的不同PSR下，频偏估计性能对比图。

具体实施方式

这里将详细地对示例性实施例进行说明，其示例表示在附图中。下面的描述涉及附图时，除非另有表示，不同附图中的相同数字表示相同或相似的要素。以下示例性实施例中所描述的实施方式并不代表与本发明相一致的所有实施方式。相反，它们仅是与如所附权利要求书中所详述的、本发明的一些方面相一致的装置的例子。

本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其它实施例的不同之处。

请参考图2，所示为本发明实施例中提供的一种载波频率同步方法的流程图。

由图2可知，本发明提供一种载波频率同步方法，所述载波频率同步方法包括：将训练序列与主信息叠加，获取混合频谱；计算所述混合频谱的频偏估计值；根据所述频偏估计值进行频偏补偿。

请参考图3，所示为本发明实施例中提供的一种载波偏频信号的模型图。

由图3可知，发射机部分OFDM信号的传输过程主要包括：2/3LDPC信道编码、16QAM调制、串并转换、IFFT(傅里叶反变换)、添加CP(循环前缀)以及射频等，相对应的，接收机部分OFDM信号的传输过程主要包括：串并转换、频偏估计、去CP、FFT(快速傅氏变换)、16QAM解调以及并串转换。本发明为了能够利用训练序列进行载波频率同步，在发射机部分OFDM信号的传输过程中，具体的为在IFFT之前，将训练序列与主信息叠加，获取混合频谱，并在接收机部分OFDM信号的传输过程根据叠加的训练序列进行频偏估计以及频偏补偿。

本发明提供的载波频率同步方法，在OFDM频域的基础上叠加训练序列，无须额外频谱开销，而且具有很强的稳健性，可以解决现有载波频率同步方式导致传输效率降低的技术问题。

请参考图4和图5，所示分别为本发明实施例中提供的训练序列的符号结构示意图和本发明实施例中提供的混合频谱符号结构示意图。

结合图4和图5可知，所述训练序列包括K个长度均为A的重复Kasami序列和N-KA个零，其中，N为主信息的子载波数；K为N/A的整数部分。本方案中训练序列和OFDM中主信息相互叠加，不会额外占用OFDM频域，确保OFDM频域可以完全用于传输数据。

本方法基于电力线通信的数据率低、可靠性要求高的特点，在保证不影响数据通信的情况下在OFDM数据子载波(主信息)上叠加一条训练序列进行同步信息传输，接收端利用此训练序列进行载波频率同步。

请参考图6，所示为本发明实施例中提供的步骤S01的方法流程图。

由图6可知，所述将训练序列与主信息叠加还包括：将所述训练序列进行FFT变换，所述FFT大小与主信息中IFFT的大小一致；获取主信息与训练序列平均功率之比，根据所述主信息与训练序列平均功率之比将训练序列与主信息叠加。具体的，根据主信息与训练序列平均功率之比产生功率因子，根据功率因子将训练序列与主信息叠加。

请参考图7，所示为本发明实施例中提供的步骤S02的方法流程图。

由图7可知，所述计算所述混合频谱的频偏估计值包括：根据所述训练序列计算所述混合频谱的第一接收信号；根据所述第一接收信号计算训练序列的第一延时相关函数；根据所述第一延时相关函数计算所述混合频谱的频偏估计值。

根据所述训练序列计算所述混合频谱的第一接收信号具体包括：

在进行理论分析时将主通道的干扰看作噪声，设置参数L来调整频率估计范围和精度。假设去掉循环前缀CP后第n个采样时刻的训练序列为c(n)，则接收信号r(n)在AWGN信道下表达式为：

r(n)＝c(n)e^j2πεn/N+w(n)(1)

其中，N为一个OFDM符号的子载波数，w(n)为主通道的干扰及信道噪声，ε为理论频偏。

根据所述第一接收信号计算训练序列的第一延时相关函数μ具体包括：

在进行频偏估计时，由于Kasami序列的多次重复，可以对接收信号进行延迟相关。对K个长度均为A的相同Kasami序列进行相关运算并累加，可得：

$\begin{array}{c}\mathrm{\μ}=\underset{i=0}{\overset{K-L-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{A-1}{\mathrm{\Σ}}}r(n+iA)r^{*}(n+(i+L\left)A\right)\\ =\underset{i=0}{\overset{K-L-1}{\mathrm{\Σ}}}\[\underset{k=0}{\overset{A-1}{\mathrm{\Σ}}}c(n+iA)c^{*}(n+(i+L\left)A\right)e^{-j2\mathrm{\π}\mathrm{\ϵ}LA/N}\\ +\underset{k=0}{\overset{A-1}{\mathrm{\Σ}}}(c\left(n+iA\right)e^{j2\mathrm{\π}\mathrm{\ϵ}(k+iA)/N}{\left(w\left(n+\left(i+L\right)A\right)\right)}^{*}\\ +{\left(c\left(n+\left(i+L\right)A\right)e^{j2\mathrm{\π}\mathrm{\ϵ}(k+(i+L\left)A\right)/N}\right)}^{*}w\left(n+iA\right))\\ +\underset{k=0}{\overset{A-1}{\mathrm{\Σ}}}w(n+iA){\left(w\right(n+\left(i+L\right)A\left)\right)}^{*}\]\end{array}---\left(2\right)$

根据所述第一延时相关函数计算所述混合频谱的频偏估计值具体包括：

根据伪随机序列及噪声的相关性可知，式(2)第一项的幅值最大，由于这一项的相位包含频偏信息，因此频偏估计可由下式得到：

$\widehat{\mathrm{\ϵ}}=-\arg \left(\mathrm{\μ}\right)\frac{N}{2\mathrm{\π}LA}---\left(3\right)$

由此可知，频率估计范围为|ε|＜N/(2LA)，取L＝1时，频偏估计范围达到最大，由公式(3)可知：

${\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_1=-\arg \left(\mathrm{\μ}\right)\frac{N}{2\mathrm{\π}A}---\left(4\right)$

根据公式(4)对频谱进行粗略估计，然后对接收信号进行频率补偿，由此可得：

$r^{\′}\left(n\right)=r\left(n\right)e^{-j2\mathrm{\π}{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_{1}n/N}---\left(5\right)$

采用式(2)来进行频偏估计主要是为了获得较大的频率估计范围，但是这种方法将两段间隔为LA的信号进行点对点共轭相乘并将乘积累加，然后将所有累加结果进行求和，这种方式主信息干扰及信道噪声功率在计算过程被放大，因此估计精度较低。

请参考图8，所示为本发明实施例中提供的步骤S02的方法流程图。

由图8可知，本实施例提供的载波频率同步方法在以上实施例的基础上还包括：根据所述频偏补偿的结果计算第二延时相关函数；根据所述第二延时相关函数计算混合频谱的频偏精估计值；根据所述频偏精估计值进行频偏补偿。

为了精确估计频率偏移，将对式(5)补偿后的结果再进行一次频偏估计。此时取L＝K/2(K为偶数)或L＝(K-1)/2(K为奇数)，计算公式如下：

${\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_2=-\arg \left({\mathrm{\μ}}_1\right)\frac{N}{2\mathrm{\π}LA}---\left(6\right)$

其中，

${\mathrm{\μ}}_1=\underset{n=0}{\overset{LA-1}{\Σ}}{r}^{\′}\left(n\right)r^{\′}{(n+LA)}^{*}---\left(7\right)$

在进行方差估计时，使用二阶马克劳林展开进行处理，并根据式(6)可计算获得频偏估计的方差近似为：

$\mathrm{var}\left({\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_2\right)\≈\frac{1}{{\mathrm{\π}}^2}(\frac{2}{Nsnr}+\frac{1}{N{\left(snr\right)}^2})---\left(8\right)$

其中，

$snr=\frac{S}{2{\mathrm{\σ}}_w^2}---\left(9\right)$

其中，S为附加信息的平均功率，为干扰信号和信道噪声的方差，若主信息平均功率为P，噪声方差为由于多个符号都是相同结构，对多个符号的相关值进行符号平均可改善信噪比，则当符号数为N_s时，可由下式计算得到：

${\mathrm{\σ}}_w^2=\frac{P+{\mathrm{\σ}}_n^2}{N_s}---\left(10\right)$

由式(8)至(10)可知，本方法的频偏估计误差主要与估计时间(符号数)，一个OFDM符号的子载波数以及主附加信息功率比PSR相关。

下面以具体实例分析本载波频率同步方法的流程以及同步结果。

参数设置：FFT点数为1024，CP长度为128,主通道为16QAM调制，2/3LDCP编码,6阶kasami序列长度A＝63，则经计算可知kasami序列的重复次数K为16，不足一个OFDM符号长度的添0补足。本实施例提供的载波频率同步方法包括：

根据PSR产生功率因子,将主信息与附加信息叠加；

在接收端，根据公式(2)对接收信号进行相关处理，并根据公式(4)进行频偏估计；

对接收信号进行频率补偿，然后根据式(6)和式(7)进行频偏精估计。

根据参数及式(4)的估计范围，计算可得频偏估计范围为[-8.1，+8.1]，取SNR＝0dB，PSR＝5dB，L＝20。图9为本实施例提供的频偏精估计范围图，由图9可以看出，利用本实施例提供的载波频率同步方法估计的频偏范围与理论计算一致，当频谱超出估计范围时，其估计值将出现错误，此外当PSR为5dB时，低信噪比下的估计值与真实值的偏差不大。

图10为本实施例提供的不同频率偏移下的估计性能图，由图10可知，随着频偏的变化，本方法估计性能有一定波动，在以上参数设置下，频偏估计范围内MSE大致保持水平，当频谱值逼近±8.1时，MSE迅速增大。

假设频偏为＝2.7，PSR＝5dB，设置不同的符号数，对系统进行频偏估计和频偏精估计，图11所示为本实施例提供的不同N_S下，频偏估计和频偏精估计性能对比图。由图11可知，相同符号数，同一信噪比下，频偏精估计比频偏估计的MSE性能好，由此说明式(6)比式(3)的频偏估计更精确。

由式(8)可以得到频偏估计的理论MSE，设置不同的符号数，可得图12，图12所示为本实施例提供的不同N_s下，载波频偏估计的理论和仿真性能图。由图12可知，在低信噪比下，理论值和仿真值的差距随着ε的增大而增大，由于此时同步环境恶劣，附加信息功率较低，同步误差较大。若在高信噪比下，则情况相反，并且仿真值很好的逼近理论值。同时，在固定参数下，当信噪比达到一定时，频谱估计性能达到一定MSE平层。

图13所示为本实施例提供的不同PSR下，频偏估计性能对比图。由图13可知，PSR不同时，进行的频偏估计，仿真结果表明随着附加信息功率的增大，本方法的性能越好。

以上所述的本发明实施方式，并不构成对本发明保护范围的限定。任何在本发明的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

需要说明的是，在本文中，诸如“第一”和“第二”等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

以上所述仅是本发明的具体实施方式，使本领域技术人员能够理解或实现本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (5)

1.一种载波频率同步方法，其特征在于，所述载波频率同步方法包括：

将训练序列与主信息叠加，获取混合频谱；

计算所述混合频谱的频偏估计值；

根据所述频偏估计值进行频偏补偿。

2.根据权利要求1所述的载波频率同步方法，其特征在于，所述训练序列包括K个长度均为A的重复Kasami序列和N-KA个零，其中，N为主信息的子载波数；K为N/A的整数部分。

3.根据权利要求1所述的载波频率同步方法，其特征在于，所述将训练序列与主信息叠加还包括：

将所述训练序列进行FFT变换，所述FFT大小与主信息中IFFT的大小一致；

获取主信息与训练序列平均功率之比，根据所述主信息与训练序列平均功率之比将训练序列与主信息叠加。

4.根据权利要求2所述的载波频率同步方法，其特征在于，所述计算所述混合频谱的频偏估计值包括：

根据所述训练序列计算所述混合频谱的第一接收信号；

根据所述第一接收信号计算训练序列的第一延时相关函数；

根据所述第一延时相关函数计算所述混合频谱的频偏估计值。

5.根据权利要求4所述的载波频率同步方法，其特征在于，所述载波频率同步方法还包括：

根据所述频偏补偿的结果计算第二延时相关函数；

根据所述第二延时相关函数计算混合频谱的频偏精估计值；

根据所述频偏精估计值进行频偏补偿。