CN107770110A - 一种非连续帧的发送方法、信道补偿方法 - Google Patents

一种非连续帧的发送方法、信道补偿方法 Download PDF

Info

Publication number
CN107770110A
CN107770110A CN201610693812.8A CN201610693812A CN107770110A CN 107770110 A CN107770110 A CN 107770110A CN 201610693812 A CN201610693812 A CN 201610693812A CN 107770110 A CN107770110 A CN 107770110A
Authority
CN
China
Prior art keywords
ofdm symbol
subframe
frequency
ofdm
frequency domain
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN201610693812.8A
Other languages
English (en)
Inventor
孙鉴
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
MIARTECH MICROELECTRONICS (SHANGHAI) Inc
Original Assignee
MIARTECH MICROELECTRONICS (SHANGHAI) Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by MIARTECH MICROELECTRONICS (SHANGHAI) Inc filed Critical MIARTECH MICROELECTRONICS (SHANGHAI) Inc
Priority to CN201610693812.8A priority Critical patent/CN107770110A/zh
Publication of CN107770110A publication Critical patent/CN107770110A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2689—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation
    • H04L27/2695—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation with channel estimation, e.g. determination of delay spread, derivative or peak tracking
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2668—Details of algorithms
    • H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
    • H04L27/2676—Blind, i.e. without using known symbols
    • H04L27/2678—Blind, i.e. without using known symbols using cyclostationarities, e.g. cyclic prefix or postfix
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2689—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation
    • H04L27/2691—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation involving interference determination or cancellation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/3845—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier
    • H04L27/3854—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier using a non - coherent carrier, including systems with baseband correction for phase or frequency offset

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

本发明提供了一种非连续帧发送方法以及信道补偿方法，其应用于基于OFDM的电力线载波通信系统。该非连续帧发送方法发送一特定的非连续帧，该非连续帧中的子帧的前导OFDM符号和数据OFDM符号均添加了循环前缀。该信道补偿方法，利用该特定的非连续帧进行信道估计、补偿，以消除过零点抖动的影响。

Description

一种非连续帧的发送方法、信道补偿方法
技术领域
本发明主要涉及电力线载波通信领域，尤其涉及一种电力线载波通信系统中的非连续帧的发送方法、信道补偿方法。
背景技术
低压电力线载波通信(Power Line Communication，PLC)技术由于其先天性的低成本、无需专门布线、网络易覆盖至“最后一公里”等特点，近年来备受全球关注，并已在远程自动抄表和能源计量领域得到了较深入的应用。作为未来物联网和智能家居应用的关键技术之一，如何在低压电力线的复杂噪声环境下实现高可靠性的高速通信一直是该领域的技术难题。由于电力线载波通信在家电自动化控制、电动汽车充电桩控制等领域的应用对通信速率和实时性提出了更高的要求，因此目前以OFDM多载波调制方式替代原有的单载波调制方式，已成为低压窄带电力线载波通信系统物理层技术的主要演进方向。目前国际上已制定的窄带PLC相关标准如G3(ITU-T G.9903)、PRIME(ITU-T G.9904)、G.hnem(ITU-TG.995x)、IEEE P1901.2等，都采用了OFDM技术。
我国低压电网分布广、线路不规则、拓扑结构复杂，接入的用电器(负载)数量多且有部分产品不符合电磁辐射规范，使得信道环境非常恶劣。特别是在居民用电高峰时，在工频电压波峰/波谷处(重载区)呈现周期性的高噪声。将国际PLC标准应用于我国的低压电力网时，数据包在重载区极易造成突发成片误码，往往超出系统FEC编码的纠错极限，最终导致整个接收包错包。因此，国外PLC标准并不符合我国国情。
为了提高抗噪声性能，并适用于我国的低压电力网，中国发明专利申请CN201410011148.5公开了一种适应于电力线通信过零点传输的OFDM帧设计，该设计利用电力线信道在交流过零点区域的干扰最小的特点，采用OFDM的方式在电力线上交流过零点区域进行数据的猝发通信。中国发明专利申请CN201510227494.1公开了一种基于OFDM调制的窄带电力线通信工频零点传输方法，该方法在工频零点传输模式时，以工频半周期10ms为单位，将电力线信道划分为多个与工频同步的时段，每个时段以工频过零点为中心，在不超过工频半周期三分之一的时间段内传输信号。但是，这些发明专利申请均未考虑到工频电压并非是完美的正弦信号，其过零点存在抖动，过零点的抖动会产生帧同步偏差，最终影响收端对接收数据的解调性能。
发明内容
为解决上述技术问题，本发明提供了一种能够有效去除过零点抖动影响的通信方法。
本发明的一方面提出一种非连续帧的发送方法，应用于基于OFDM的电力线载波通信系统，该非连续帧包括至少一个子帧，包括如下步骤：
根据工频电压过零点产生子帧帧头指示；
对各个原始OFDM符号添加循环前缀，生成待发送的OFDM符号；其中，该原始OFDM符号的类型包括前导OFDM符号和数据OFDM符号；
根据该子帧帧头指示和子帧图样，每个子帧发送M个该前导OFDM符号和(N-M)个该数据OFDM符号；
其中，M为正整数，N为大于等于2M的正整数。
根据权利要求1所述的方法，其特征在于：根据工频电压过零点产生子帧帧头指示的步骤包括：
将该工频电压整形为方波，进行跟踪锁相；
根据跟踪锁相输出的方波信号的过零点，产生该子帧帧头指示。
在本发明的一实施例中，在该过零点之前N/2个OFDM符号时间的位置产生该子帧帧头指示。
在本发明的一实施例中，利用离散快速傅里叶反变换，将前导序列和调制信息从频域转换到时域，生成该原始OFDM符号。
在本发明的一实施例中，该前导序列为Chirp序列或Zadoff-Chu序列。
在本发明的一实施例中，该前导序列为线性Chirp序列，频率范围为所有OFDM有效子载波频点范围。
在本发明的一实施例中，该线性Chirp序列的有效子载波频点是从该频率范围中选取，并由预定义的频域相位表确定。
在本发明的一实施例中，该调制信息为用户信息比特经FEC编码，再按调制方式进行星座点映射后的数据。
在本发明的一实施例中，该调制方式为BPSK、QPSK、8PSK或16QAM。
在本发明的一实施例中，该循环前缀的长度根据信道时延扩展和/或工频电压过零点抖动情况进行配置。
在本发明的一实施例中，该循环前缀的长度为信道时延均方根的2～4倍。
在本发明的一实施例中，该前导OFDM符号和该数据OFDM符号添加相同长度的循环前缀。
在本发明的一实施例中，根据该子帧帧头指示和子帧图样，每个子帧发送M个该前导OFDM符号和(N-M)个该数据OFDM符号的步骤包括：
根据该前导OFDM符号数M，将待发送的(N-M)个该数据OFDM符号分为M段；
每发送一个该前导OFDM符号，接着发送一段该数据OFDM符号；
其中，前(M-1)段各含个该数据OFDM符号，第M段含个该数据OFDM符号，其中，表示向下取整。
本发明的又一方面提出一种信道补偿方法，应用于基于OFDM的电力线载波通信系统，包括如下步骤：
根据工频电压过零点产生子帧帧头指示；
根据该子帧帧头指示，对时域接收的OFDM符号进行循环前缀去除，恢复每个子帧的原始OFDM符号；
将该原始OFDM符号从时域变换到频域，得到原始OFDM信号；
利用该原始OFDM信号中的M组频域接收前导信号分别对每个子载波进行信道估计，计算出M组频率响应估计值；
根据子帧图样，在每个子帧内利用该M组频率响应估计值，对该原始OFDM信号中的(N-M)组频域接收数据进行分段信道补偿；
其中，M为正整数，N为大于等于2M的正整数。
在本发明的一实施例中，根据工频电压过零点产生子帧帧头指示的步骤包括：
将该工频电压整形为方波，进行跟踪锁相；
根据跟踪锁相输出的方波信号的过零点，产生该子帧帧头指示。
在本发明的一实施例中，在该过零点之前N/2个OFDM符号时间的位置产生该子帧帧头指示。
在本发明的一实施例中，对时域接收的OFDM符号进行循环前缀去除的步骤包括：对接收到的每个子帧的前导OFDM符号和数据OFDM符号都进行相同长度的循环前缀去除。
在本发明的一实施例中，将该原始OFDM符号从时域变换到频域步骤是利用离散快速傅里叶变换。
在本发明的一实施例中，利用该原始OFDM信号中的M组频域接收前导信号分别对每个子载波进行信道估计，计算出M组频率响应估计值步骤按照最小二乘准则、最小均方误差准则或线性最小均方误差准则进行。
在本发明的一实施例中，按照最小二乘准则、最小均方误差准则或线性最小均方误差准则进行信道估计的步骤包括：
在每个子帧之内，利用该频域接收前导信号和本地参考前导信号构造代价函数，并使其最小，计算每个子载波信道的频率响应估计值；
其中，该本地参考前导信号为与发端相同的前导序列。
在本发明的一实施例中，其中，该子帧图样为：每个子帧分为M段；其中，前(M-1)段由一组该频域接收前导信号和组该频域接收数据组成，第M段由一组该频域接收前导信号和组频域接收数据组成；其中，表示向下取整。
在本发明的一实施例中，信道补偿时，利用子帧每一段内的一组该频域接收前导信号进行信道估计得到的一组信道的频率响应估计值，对该段内的该频域接收数据进行补偿。
在本发明的一实施例中，信道补偿通过频域均衡来实现，即利用该频率响应估计值对该频域接收数据进行频域修正。
与现有技术相比，本发明具有以下优点：一方面通过跟踪工频电压过零点构造非连续的帧结构，避开低压电力线重载区传输OFDM高速数据，另一方面利用每个子帧内特殊的前导OFDM符号，根据子帧图样在收端进行分段信道估计和信道补偿，可以解决恶劣情况下的电力线信道特性以及工频电压过零点相位抖动对OFDM解调性能造成影响的问题，保证通信可靠性。理论和实验证明，本发明提出的方法高效、灵活、实现简单，可满足基于OFDM的电力线通信系统对高数据速率、高可靠性的要求。
附图说明
为让本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，以下结合附图对本发明的具体实施方式作详细说明，其中：
图1是本发明实施例的基于OFDM的电力线载波通信系统的非连续帧传输示意图。
图2是本发明实施例的非连续帧发送方法的流程图。
图3是本发明一实施例中的待发送的OFDM符号的生成示意图。
图4是本发明实施例的信道补偿方法的流程图。
图5是本发明一实施例中的去除OFDM符号循环前缀的示意图。
图6是本发明一实施例中的信道估计和信道补偿示意图。
图7是本发明数据帧结构的一个示例的示意图。
图8是本发明数据帧结构的另一个示例的示意图。
具体实施方式
在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是本发明还可以采用其它不同于在此描述的其它方式来实施，因此本发明不受下面公开的具体实施例的限制。
为消除在背景技术中提到的过零点抖动的影响，本发明一方面在发端发送特定的非连续帧，该非连续帧中的子帧的前导OFDM符号和数据OFDM符号均添加了循环前缀；另一方面在收端利用该特定的非连续帧进行信道补偿，以消除过零点抖动的影响。
发端
图1是本发明的基于OFDM的电力线载波通信系统的非连续帧传输示意图。参考图1所示，对于AC(50Hz/60Hz)工频电网，图中灰色区域为“重载区”，周期性出现在交流电压的波峰/波谷附近，噪声和干扰很大，不适合OFDM高速通信。而在交流电压过零点附近，信道环境相对较好，本发明设计的帧结构利用该区间进行短时突发通信，可以获得相对较高的SNR。
图2是本发明的非连续帧发送方法的流程图，应用于基于OFDM的电力线载波通信系统，包括如下步骤：
步骤201：根据工频电压过零点产生子帧帧头指示。
该步骤可以采用如下方式进行：
首先，将工频电压101整形为方波，进行跟踪锁相。其中，可以采用锁相环(PLL)进行跟踪锁相。对于中国电网，工频电压101的频率为50Hz，周期为20ms；“重载区”的出现频率为100Hz，即每10ms出现一次。用PLL电路跟踪锁相后输出的方波信号102的过零点间隔也是10ms。
其次，根据跟踪锁相输出的方波信号102的过零点104，产生子帧帧头指示105。为了将OFDM调制数据安排在以过零点104为中心的区间内发送，设一个子帧103之内所要发送的OFDM符号数为N，则可令电路在过零点104之前N/2个OFDM符号时间的位置产生子帧帧头指示105，这样OFDM符号可在过零点104前后平均分布。但是可以理解，子帧帧头指示105的位置可略微进行调整。另外，由于方波信号102的过零点间隔是10ms，相邻两个子帧帧头指示105间隔为10ms。
步骤202：对各个原始OFDM符号添加循环前缀(Cyclic Prefix，CP)，生成待发送的OFDM符号。
其中，原始OFDM符号可以通过离散快速傅里叶反变换(IFFT)，将子载波上的数据从频域转换到时域得到。子载波上的数据包括前导序列和调制信息。相应的，原始OFDM符号包括前导OFDM符号和数据OFDM符号两种类型。前导序列可以是Chirp序列或Zadoff-Chu序列。调制信息为用户信息比特经FEC编码，再按不同调制方式进行星座点映射后的数据。调制方式可以是BPSK、QPSK、8PSK或16QAM，可根据实际情况进行配置。
在一实施例中，前导序列为一个线性Chirp序列，频率范围默认为所有OFDM有效子载波频点范围。有效子载波频点可根据实际情况从该频率范围中选取，并可由预定义的频域相位表确定。默认情况下的前导序列频域相位定义如下表1所示。
子载波 相位 子载波 相位 子载波 相位 子载波 相位
1 π/8 25 π/8 49 0 73 14(π/8)
2 π/8 26 13(π/8) 50 8(π/8) 74 π/8
3 π/8 27 9(π/8) 51 15(π/8) 75 5(π/8)
4 0 28 4(π/8) 52 7(π/8) 76 8(π/8)
5 0 29 0 53 14(π/8) 77 12(π/8)
6 15(π/8) 30 11(π/8) 54 5(π/8) 78 15(π/8)
7 14(π/8) 31 6(π/8) 55 13(π/8) 79 2(π/8)
8 14(π/8) 32 π/8 56 3(π/8) 80 4(π/8)
9 13(π/8) 33 12(π/8) 57 10(π/8) 81 7(π/8)
10 11(π/8) 34 6(π/8) 58 0 82 9(π/8)
11 10(π/8) 35 π/8 59 7(π/8) 83 12(π/8)
12 8(π/8) 36 11(π/8) 60 13(π/8) 84 14(π/8)
13 6(π/8) 37 5(π/8) 61 3(π/8) 85 0
14 4(π/8) 38 15(π/8) 62 9(π/8) 86 2(π/8)
15 π/8 39 9(π/8) 63 14(π/8) 87 3(π/8)
16 15(π/8) 40 2(π/8) 64 4(π/8) 88 4(π/8)
17 13(π/8) 41 11(π/8) 65 9(π/8) 89 5(π/8)
18 10(π/8) 42 4(π/8) 66 14(π/8) 90 6(π/8)
19 7(π/8) 43 14(π/8) 67 3(π/8) 91 7(π/8)
20 3(π/8) 44 6(π/8) 68 8(π/8) 92 8(π/8)
21 0 45 15(π/8) 69 13(π/8) 93 9(π/8)
22 13(π/8) 46 7(π/8) 70 π/8 94 9(π/8)
23 10(π/8) 47 0 71 5(π/8) 95 10(π/8)
24 5(π/8) 48 8(π/8) 72 9(π/8) 96 10(π/8)
表1.前导序列频域相位定义表
对原始OFDM符号添加循环前缀可以有效防止符号间干扰(Inter-SymbolInterference，ISI)。理论上只要添加的保护间隔大于信道冲击响应时间，就可以完全消除多径干扰带来的影响。
图3是本发明的待发送的OFDM符号的生成示意图。参考图3所示，将每一个原始OFDM符号尾部长为TCP的数据复制一份添加至头部作为循环前缀，生成待发送的OFDM符号，每一个待发送的OFDM符号长度Tsym＝TO+TCP。循环前缀长度TCP的取值，可以根据信道时延扩展和/或工频电压相位抖动情况进行配置。较佳的，前导OFDM符号和数据OFDM符号添加相同长度的循环前缀。
根据对实际低压电力线信道环境的研究和测试统计，信道时延均方根通常在20us左右，而TCP取值为其2～4倍较好，取值太大会降低有效通信速率。较佳的，可以取参数TCP＝66us生成OFDM符号，既可抵御线上多径干扰，又保证了频带利用率。
在一实施例中，OFDM系统参数定义如表2所示。
OFDM参数 取值
IFFT/FFT点数 256
频率范围 42～488kHz
有效子载波数 96
子载波间隔 4.6875kHz
原始OFDM符号长度(TO) 0.213ms
循环前缀长度(TCP) 66us
OFDM符号长度(Tsym) 0.28ms
表2.OFDM系统参数
步骤203：根据子帧帧头指示和子帧图样，每个子帧发送M个前导OFDM符号和(N-M)个数据OFDM符号。
子帧图样为收、发端共同预定义的，用于确定一个子帧103内OFDM符号的具体发送顺序。在一实施例中，子帧图样可以为：首先，根据前导OFDM符号数M，将待发送的(N－M)个数据OFDM符号分为M段；其次，每发送1个前导OFDM符号，接着发送1段数据OFDM符号。其中，前(M－1)段各含个数据OFDM符号，最后一段(第M段)含个数据OFDM符号。其中，表示向下取整；M为大于等于1的正整数，N为大于等于2M的正整数，并可根据信道情况进行配置。M越大，信道估计对信道环境变化的适应性能越好，通信可靠性越高，但同时会降低有效数据速率；N越小，发送的OFDM符号越远离重载区，信道环境越好，但同时有效速率也会降低。因此具体实施时，需权衡通信可靠性与有效速率，配置合适的M和N值。
可以理解的，步骤201和步骤202并不需要严格按照步骤201、步骤202的顺序进行，先执行步骤202再执行步骤201，或者步骤201和步骤202同时执行，均可以实现本发明。
收端
图4是本发明的信道补偿方法的流程图，包括如下步骤：
步骤401：根据工频电压过零点产生子帧帧头指示。
该步骤和发端类似，首先将工频电压整形为方法，进行跟踪锁相，而后根据跟踪锁相输出的方波信号过零点，产生子帧帧头指示。同样的，在过零点之前N/2个OFDM符号时间的位置产生收端子帧帧头指示。
步骤402：根据子帧帧头指示，对时域接收的OFDM符号进行循环前缀去除，恢复每个子帧的原始OFDM符号。
图5是本发明一实施例中的去除OFDM符号循环前缀的示意图。参考图5所示，在收端根据子帧帧头指示501，可以界定出时域长度为Tsym的接收OFDM符号的起止位置。首先将开头和结尾各TCP/2长度的采样点做丢弃处理，长度变为TO＝Tsym－TCP，再将开头TCP/2长度的采样点搬移至末尾，恢复长度为TO的原始OFDM符号。
去除循环前缀的处理包括对接收的每个子帧的M个前导OFDM符号和(N－M)个数据OFDM符号都进行循环前缀去除操作，最终恢复每个子帧的N个原始OFDM符号。在一实施例中，对接收的每个子帧的M个前导OFDM符号和(N－M)个数据OFDM符号都进行相同采样点数的循环前缀去除操作。
步骤403：将原始OFDM符号从时域转换到频域，得到原始OFDM信号。
该步骤可通过离散快速傅里叶变换(FFT)进行。FFT运算的作用是将去除循环前缀之后的OFDM符号从时域转换到频域，在每个子帧内计算得到M组频域接收前导信号和(N－M)组频域接收数据。
步骤404：利用原始OFDM信号中的M组频域接收前导信号分别对每个子载波进行信道估计，计算出M组频率响应估计值。
信道估计的作用是为了抵御实际传输中的多径信道以及工频电压过零点抖动的影响，利用前导信号发现和估计信道特性的变化。具体信道估计算法，可以按照最小二乘(LS)准则、最小均方误差(MMSE)准则或线性最小均方误差(LMMSE)准则等进行。每个子帧之内，利用频域接收前导信号和本地参考前导信号，构造代价函数并使其最小，来估算每一个子载波信道的频率响应；由M组频域接收前导信号分别得到M组频率响应估计值。其中，本地参考前导信号，为与发端相同的前导序列。
步骤405：根据子帧图样，在每个子帧内利用M组频率响应估计值，对原始OFDM信号中的(N-M)组频域接收数据进行分段信道补偿。
在一实施例中，信道补偿通过频域均衡来实现，就是利用每个子帧之内信道估计后得到的各子载波上的频率响应估计值，对频域接收数据进行频域修正，消除电力线信道和过零点抖动对接收信号造成的幅度和相位的畸变。
在一实施例中，采用最小二乘(LS)准则进行信道估计和补偿。图6是本发明一实施例中的信道估计和信道补偿示意图，具体补偿算法处理过程如下：
设x(n)为时域发射信号，h(n)为信道传递函数，w(n)为加性噪声。经信道601后，时域接收信号y(n)可以表示为：
其中，表示卷积。
在经FFT模块602变换之后，频域接收信号Y(k)可以表示为：
Y(k)＝X(k)·H(k)+W(k)
其中，H(k)为对应的信道冲激响应函数在第k个子载波上的频率响应。k＝1,2,…,K，K为子载波总数。
上式表明，发射信号通过信道601传输之后，在幅度和相位上都会发生一定的畸变，并且还会叠加噪声。这里的信道601指广义的信道，包括低压电力线网络、发射机和接收机前端电路等。工频过零点抖动造成的同步偏移可以视为广义的信道对信号造成的一种影响，其会使信号的幅度和相位产生失真。广义信道的各种因素对信号造成的影响，最终都反映在H(k)上。
所以，信道估计模块603的任务，就是要估算每个有效子载波上的频率响应H(k)，再用估计值对接收信号进行修正。
设YP为去除循环前缀、并经FFT模块602变换之后的一个子帧分段内的一组频域接收前导信号[YP(1)YP(2)...YP(K)]，定义为由K个子载波上的频域接收前导信号组成的列矩阵；XP定义为以K个子载波上的本地参考前导信号XP(1),XP(2),...,XP(K)为主对角元素的对角阵；定义为由K个子载波上的频率响应估计值组成的列矩阵。根据LS信道估计算法，要得到信道传递函数的估计需构造代价函数J，并使之最小。具体如下式所示：
其中，H表示共轭转置；为YP的估计，因为所以：
为使代价函数J最小，对求偏导，令：
可以推得：
由上式可知，将K个子载波上的频域接收前导信号YP(k)分别除以对应子载波上的本地前导信号XP(k)，即可得到最小二乘准则下的信道频率响应估计值
由于在数据帧不长的情况下，低压电力线信道可视为一个慢衰落信道。根据本发明一实施例中，如表2所定义的OFDM系统参数，一个OFDM符号的发送时间仅为0.28ms，因此当每个子帧发送符号数N不大时，可认为一个子帧时间之内的信道特性基本保持不变或变化很小，则对接收前导信号的信道估计结果就可以作为后续接收数据信号的信道频率响应估计值。
根据收、发端共同预定义的子帧图样，利用每个子帧M个分段的M组频域接收前导信号进行信道估计，分别可以得到M组信道频率响应估计值。
然后，通过信道补偿模块604，利用每个子帧各分段内的信道频率响应估计值分别对分段内的频域接收数据Y(k)进行信道补偿：
由此，根据已知的前导序列进行信道估计，校正未知的过零点抖动造成的子帧定时同步偏差和信道冲激响应给信号带来的相位旋转和幅值变化，最后得到频域接收数据修正值即可进行后续解调和解码处理，还原原始信息。
具体地，根据子帧图样定义的频域接收前导信号组数M，每个子帧分为M段；其中前(M－1)段由1组频域接收前导信号和组频域接收数据组成，最后一段(第M段)由1组频域接收前导信号和组频域接收数据组成。
信道补偿时，根据M值对每个子帧分M段进行补偿。即利用子帧每一段内的1组频域接收前导信号进行信道估计得到的1组信道频率响应估计值，对每一段内的各组频域接收数据进行补偿。
其中，表示向下取整；M为大于等于1的正整数，N为大于等于2M的正整数，参数M和N可根据信道情况进行配置。
如上述的实施例的非连续帧的发送和接收，每个子帧帧头指示产生都依赖于收发端的工频电压的过零点位置。而实际情况下，收、发端过零点相位是存在一定抖动范围的，即图1中方波信号102的实际占空比并非准确的50％不变。因此在接收过程中，过零点的抖动会产生子帧定时同步偏差，影响收端循环前缀去除后进入FFT窗口的数据及OFDM解调性能。如果过零点抖动很大，超出了TCP保护范围，则会引起载波间干扰(Inter-CarrierInterference，ICI)，导致OFDM解调性能急剧恶化。
针对该问题，本发明的上述实施例一方面是令循环前缀长度TCP为可编程配置，且使TCP取值范围大于最大可能的过零点抖动范围。根据实测统计，50Hz低压电网环境下过零点单端抖动最大在±30us以内，因此本发明一实施例中的TCP取值为66us满足这一条件。
另一方面，本发明的上述实施例在每个子帧插入M个前导OFDM符号，并且前导OFDM符号与数据OFDM符号都添加循环前缀。较佳的，前导OFDM符号和数据OFDM符号添加相同长度的循环前缀。因过零点抖动导致收端去除循环前缀后引起的频域接收数据的子载波相位旋转，也会反映在去除循环前缀后的频域接收前导信号中。而如前述表1所定义的前导序列在各子载波上的频域原始相位是已知的，收端则可以利用频域接收前导信号进行信道估计，再通过信道补偿的方法，恢复频域接收数据的原始相位。同理，因信道多径时延及其他噪声引起的子载波相位偏转和幅度畸变，也可以通过该方法一并得到补偿。
以下详细描述本发明的各个示例性数据帧。
图7是本发明数据帧结构的一个示例的示意图。
本示例中固定取参数M＝1，子帧图样为1段式。以子帧帧头指示为起始时刻，在每个子帧之内发送N个OFDM符号，由1个前导OFDM符号和(N－1)个数据OFDM符号组成。图7中P1表示前导OFDM符号，D1D2...DN-1表示数据OFDM符号。
参数N为可编程配置，默认情况下取N＝10，即每个子帧发送10个OFDM符号，由1个前导OFDM符号和9个数据OFDM符号组成。如图7所示，一个子帧长度等于半个工频周期，默认为10ms时间。当默认循环前缀长度TCP＝66us时，一个OFDM符号的长度Tsym＝0.28ms，则一个子帧之内所有OFDM符号的发送时间为2.8ms，其余时间为空白(不发送任何数据)。
接收时，利用每个子帧的第1组频域接收前导信号进行信道估计，得到1组频率响应估计值；然后利用该组频率响应估计值，分别完成对9组频域接收数据的信道补偿。
为了应对实际中可能出现的低压电力线网络更复杂的情况，假设一个子帧时间之内的电力线信道特性出现较显著变化时，为保证系统接收性能，需要增大参数M的值，即增加每个子帧发送的前导OFDM符号个数。收端根据M值进行分段信道估计和补偿，可以使信道估计的结果跟上信道的变化，从而保证信道补偿的性能。
图8是本发明的数据帧结构的另一示例的示意图。
本示例中固定取参数M＝2，子帧图样为2段式。以子帧帧头指示为起始时刻，在每个子帧之内发送N个OFDM符号，由2个前导OFDM符号和(N－2)个数据OFDM符号组成。图8中P1表示第1段的前导OFDM符号，D1D2...DN/2-1表示第1段的数据OFDM符号；P2表示第2段的前导OFDM符号，DN/2DN/2+1...DN-2表示第2段的数据OFDM符号。
参数N为可编程配置，默认情况下取N＝10，即每个子帧发送10个OFDM符号，由2个前导OFDM符号和8个数据OFDM符号组成。按照子帧帧头指示为起始时刻，在每个子帧之内先发送1个前导OFDM符号和第一段4个数据OFDM符号，再发送1个前导OFDM符号和第二段4个数据OFDM符号。
如图8所示，一个子帧长度等于半个工频周期，默认为10ms时间。当默认循环前缀长度TCP＝66us时，一个OFDM符号的长度Tsym＝0.28ms，则一个子帧之内所有OFDM符号的发送时间为2.8ms，其余时间为空白(不发送任何数据)。
接收时，利用每个子帧的2个分段的2组频域接收前导信号进行信道估计，分别得到2组频率响应估计值；然后在每个子帧之内先利用第1组频率响应估计值，分别完成对第一段4组频域接收数据的信道补偿；再利用第2组频率响应估计值，分别完成对第二段4组频域接收数据的信道补偿。
虽然本发明已参照当前的具体实施例来描述，但是本技术领域中的普通技术人员应当认识到，以上的实施例仅是用来说明本发明，在没有脱离本发明精神的情况下还可作出各种等效的变化或替换，因此，只要在本发明的实质精神范围内对上述实施例的变化、变型都将落在本申请的权利要求书的范围内。

Claims (23)

1.一种非连续帧的发送方法，应用于基于OFDM的电力线载波通信系统，该非连续帧包括至少一个子帧，其特征在于包括如下步骤：
根据工频电压过零点产生子帧帧头指示；
对各个原始OFDM符号添加循环前缀，生成待发送的OFDM符号；其中，该原始OFDM符号的类型包括前导OFDM符号和数据OFDM符号；
根据该子帧帧头指示和子帧图样，每个子帧发送M个该前导OFDM符号和(N-M)个该数据OFDM符号；
其中，M为正整数，N为大于等于2M的正整数。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：根据工频电压过零点产生子帧帧头指示的步骤包括：
将该工频电压整形为方波，进行跟踪锁相；
根据跟踪锁相输出的方波信号的过零点，产生该子帧帧头指示。
3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于：在该过零点之前N/2个OFDM符号时间的位置产生该子帧帧头指示。
4.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于：利用离散快速傅里叶反变换，将前导序列和调制信息从频域转换到时域，生成该原始OFDM符号。
5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于：该前导序列为Chirp序列或Zadoff-Chu序列。
6.根据权利要求4所述的方法，其特征在于：该前导序列为线性Chirp序列，频率范围为所有OFDM有效子载波频点范围。
7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于：该线性Chirp序列的有效子载波频点是从该频率范围中选取，并由预定义的频域相位表确定。
8.根据权利要求4所述的方法，其特征在于：该调制信息为用户信息比特经FEC编码，再按调制方式进行星座点映射后的数据。
9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于：该调制方式为BPSK、QPSK、8PSK或16QAM。
10.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于：该循环前缀的长度根据信道时延扩展和/或工频电压过零点抖动情况进行配置。
11.根据权利要求10所述的方法，其特征在于：该循环前缀的长度为信道时延均方根的2～4倍。
12.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于：该前导OFDM符号和该数据OFDM符号添加相同长度的循环前缀。
13.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于：根据该子帧帧头指示和子帧图样，每个子帧发送M个该前导OFDM符号和(N-M)个该数据OFDM符号的步骤包括：
根据该前导OFDM符号数M，将待发送的(N-M)个该数据OFDM符号分为M段；
每发送一个该前导OFDM符号，接着发送一段该数据OFDM符号；
其中，前(M-1)段各含个该数据OFDM符号，第M段含个该数据OFDM符号，其中，表示向下取整。
14.一种信道补偿方法，应用于基于OFDM的电力线载波通信系统，其特征在于包括如下步骤：
根据工频电压过零点产生子帧帧头指示；
根据该子帧帧头指示，对时域接收的OFDM符号进行循环前缀去除，恢复每个子帧的原始OFDM符号；
将该原始OFDM符号从时域变换到频域，得到原始OFDM信号；
利用该原始OFDM信号中的M组频域接收前导信号分别对每个子载波进行信道估计，计算出M组频率响应估计值；
根据子帧图样，在每个子帧内利用该M组频率响应估计值，对该原始OFDM信号中的(N-M)组频域接收数据进行分段信道补偿；
其中，M为正整数，N为大于等于2M的正整数。
15.根据权利要求14所述的方法，其特征在于：根据工频电压过零点产生子帧帧头指示的步骤包括：
将该工频电压整形为方波，进行跟踪锁相；
根据跟踪锁相输出的方波信号的过零点，产生该子帧帧头指示。
16.根据权利要求14或15所述的方法，其特征在于：在该过零点之前N/2个OFDM符号时间的位置产生该子帧帧头指示。
17.根据权利要求14或15所述的方法，其特征在于：对时域接收的OFDM符号进行循环前缀去除的步骤包括：对接收到的每个子帧的前导OFDM符号和数据OFDM符号都进行相同长度的循环前缀去除。
18.根据权利要求14或15所述的方法，其特征在于：将该原始OFDM符号从时域变换到频域步骤是利用离散快速傅里叶变换。
19.根据权利要求14或15所述的方法，其特征在于：利用该原始OFDM信号中的M组频域接收前导信号分别对每个子载波进行信道估计，计算出M组频率响应估计值步骤按照最小二乘准则、最小均方误差准则或线性最小均方误差准则进行。
20.根据权利要求19所述的方法，其特征在于：按照最小二乘准则、最小均方误差准则或线性最小均方误差准则进行信道估计的步骤包括：
在每个子帧之内，利用该频域接收前导信号和本地参考前导信号构造代价函数，并使其最小，计算每个子载波信道的频率响应估计值；
其中，该本地参考前导信号为与发端相同的前导序列。
21.根据权利要求14或15所述的方法，其特征在于：其中，该子帧图样为：每个子帧分为M段；其中，前(M-1)段由一组该频域接收前导信号和组该频域接收数据组成，第M段由一组该频域接收前导信号和组频域接收数据组成；其中，表示向下取整。
22.根据权利要求21所述的方法，其特征在于：信道补偿时，利用子帧每一段内的一组该频域接收前导信号进行信道估计得到的一组信道的频率响应估计值，对该段内的该频域接收数据进行补偿。
23.根据权利要求14或15所述的方法，其特征在于：信道补偿通过频域均衡来实现，即利用该频率响应估计值对该频域接收数据进行频域修正。
CN201610693812.8A 2016-08-19 2016-08-19 一种非连续帧的发送方法、信道补偿方法 Pending CN107770110A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201610693812.8A CN107770110A (zh) 2016-08-19 2016-08-19 一种非连续帧的发送方法、信道补偿方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201610693812.8A CN107770110A (zh) 2016-08-19 2016-08-19 一种非连续帧的发送方法、信道补偿方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN107770110A true CN107770110A (zh) 2018-03-06

Family

ID=61262531

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201610693812.8A Pending CN107770110A (zh) 2016-08-19 2016-08-19 一种非连续帧的发送方法、信道补偿方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN107770110A (zh)

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110808936A (zh) * 2018-08-06 2020-02-18 黎光洁 一种发送下行信号的方法和装置
CN111294308A (zh) * 2020-05-12 2020-06-16 翱捷科技(上海)有限公司 Ofdm系统滤波边界效应的处理方法及装置
CN112072909A (zh) * 2020-09-07 2020-12-11 电子科技大学 一种抑制电动汽车功率模块电磁干扰的驱动信号调制方法
CN112260973A (zh) * 2020-10-26 2021-01-22 磐基技术有限公司 一种电力载波通信的联合信道估计方法
CN112737635A (zh) * 2019-10-28 2021-04-30 华为技术有限公司 一种通信方法及装置
WO2021081831A1 (zh) * 2019-10-30 2021-05-06 华为技术有限公司 符号处理的方法与装置
WO2021134608A1 (zh) * 2019-12-31 2021-07-08 华为技术有限公司 信号传输方法和装置
CN116436739A (zh) * 2023-06-08 2023-07-14 西南交通大学 一种信道估计方法、装置、设备及可读存储介质

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103209145A (zh) * 2013-04-15 2013-07-17 深圳市力合微电子有限公司 一种基于ofdm调制的电力线载波信道检测方法
CN103746786A (zh) * 2014-01-10 2014-04-23 中国人民解放军重庆通信学院 适应于电力线通信过零点传输的ofdm帧设计
US20140112398A1 (en) * 2012-10-21 2014-04-24 Semitech Semiconductor Pty Ltd Universal ofdm synchronizer for power line communication
CN104917713A (zh) * 2015-05-07 2015-09-16 青岛东软载波科技股份有限公司 基于ofdm调制的窄带电力线通信工频零点传输方法
CN105049163A (zh) * 2015-05-25 2015-11-11 深圳市力合微电子股份有限公司 一种基于时隙传输的ofdm电力线载波通信方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20140112398A1 (en) * 2012-10-21 2014-04-24 Semitech Semiconductor Pty Ltd Universal ofdm synchronizer for power line communication
CN103209145A (zh) * 2013-04-15 2013-07-17 深圳市力合微电子有限公司 一种基于ofdm调制的电力线载波信道检测方法
CN103746786A (zh) * 2014-01-10 2014-04-23 中国人民解放军重庆通信学院 适应于电力线通信过零点传输的ofdm帧设计
CN104917713A (zh) * 2015-05-07 2015-09-16 青岛东软载波科技股份有限公司 基于ofdm调制的窄带电力线通信工频零点传输方法
CN105049163A (zh) * 2015-05-25 2015-11-11 深圳市力合微电子股份有限公司 一种基于时隙传输的ofdm电力线载波通信方法

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
IEEE.: "IEEE Standard for Low-Frequency (less than 500 kHz) Narrowband Power Line Communications for Smart Grid Applications.", 《 IEEE STD 1901.2-2013》 *
纪峰 等.: "基于OFDM窄带载波通讯技术的研究与应用.", 《电测与仪表》 *

Cited By (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110808936A (zh) * 2018-08-06 2020-02-18 黎光洁 一种发送下行信号的方法和装置
CN112737635A (zh) * 2019-10-28 2021-04-30 华为技术有限公司 一种通信方法及装置
CN112737635B (zh) * 2019-10-28 2023-02-03 华为技术有限公司 一种通信方法及装置
WO2021081831A1 (zh) * 2019-10-30 2021-05-06 华为技术有限公司 符号处理的方法与装置
WO2021134608A1 (zh) * 2019-12-31 2021-07-08 华为技术有限公司 信号传输方法和装置
CN111294308A (zh) * 2020-05-12 2020-06-16 翱捷科技(上海)有限公司 Ofdm系统滤波边界效应的处理方法及装置
CN111294308B (zh) * 2020-05-12 2020-08-11 翱捷科技(上海)有限公司 Ofdm系统滤波边界效应的处理方法及装置
CN112072909A (zh) * 2020-09-07 2020-12-11 电子科技大学 一种抑制电动汽车功率模块电磁干扰的驱动信号调制方法
CN112260973A (zh) * 2020-10-26 2021-01-22 磐基技术有限公司 一种电力载波通信的联合信道估计方法
CN112260973B (zh) * 2020-10-26 2024-05-17 磐基技术有限公司 一种电力载波通信的联合信道估计方法
CN116436739A (zh) * 2023-06-08 2023-07-14 西南交通大学 一种信道估计方法、装置、设备及可读存储介质
CN116436739B (zh) * 2023-06-08 2023-09-05 西南交通大学 一种信道估计方法、装置、设备及可读存储介质

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107770110A (zh) 一种非连续帧的发送方法、信道补偿方法
CN113518052B (zh) 一种正交频分复用通信的鲁棒频率偏移估计方法及装置
Syrjala et al. Phase noise modelling and mitigation techniques in OFDM communications systems
JP5477481B2 (ja) 無線通信システムにおける整数周波数オフセット推定のための方法および装置
EP1872551A1 (en) Time domain windowing and inter-carrier interference cancellation
Ghauri et al. Implementation of OFDM and channel estimation using LS and MMSE estimators
CN103179062B (zh) Sc-fde系统低复杂度信道估计下的相位噪声抑制方法
Adegbite et al. Least squares interpolation methods for LTE systemchannel estimation over extended ITU channels
WO2008137856A1 (en) Channel estimation for ofdm-based wireless communication system using sparsely spaced pilot subcarriers
Suyama et al. Iterative receiver employing phase noise compensation and channel estimation for millimeter-wave OFDM systems
CN110581813A (zh) 一种多载波系统导频信号的传输方法
CN110266627B (zh) 基于伪导频和判决反馈的cir和cfo联合估计方法
Al-Mawali et al. Joint time-domain/frequency-domain impulsive noise reduction in OFDM-based power line communications
JP2018007056A (ja) 無線通信システム、無線送信装置および無線受信装置
JP2004072469A (ja) 伝搬路推定を行うｏｆｄｍ受信装置
CN105610758B (zh) 一种载波频率同步方法
Zhang et al. A DFT-based channel estimation algorithm with noise elimination for burst OFDM systems
CN114079604B (zh) 通信信号的接收方法、装置、计算机设备和存储介质
Patel et al. Comparative Study of Bit Error Rate with Channel Estimation in OFDM System for M-ary Different Modulation Techniques
CN101227697A (zh) 基于导频信号辅助的导频设计方法
CN103414667A (zh) 一种基于二维离散导频的ofdm自适应信道估计方法
Roghaan Evaluating OFDM Performance under Carrier Frequency Offset Effects
Ibrahim et al. Maximizing CFO estimation range using a new OFDM symbol structure
Shim et al. OFDM integer frequency offset estimator in rapidly time-varying channels
Jain Time-Frequency Training OFDM using Matlab for high speed environments

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
AD01 Patent right deemed abandoned
AD01 Patent right deemed abandoned

Effective date of abandoning: 20210528