JP2023179112A

JP2023179112A - 無線送信装置及び無線受信装置

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Publication number: JP2023179112A
Application number: JP2022092200A
Authority: JP
Inventors: 典史神谷; Norifumi Kamiya; 衛佐和橋; Mamoru Sawahashi
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 2022-06-07
Filing date: 2022-06-07
Publication date: 2023-12-19
Also published as: US20230396476A1

Abstract

【課題】誤り率の劣化を低減できる、無線送信装置及び無線受信装置を提供する。【解決手段】無線送信装置にてＯＦＤＭ信号形成部は、パイロット配置パタンによってパイロット信号を配置することによってＯＦＤＭ信号を形成する。パイロット配置パタンでは、ＮPilot_Freqサブキャリア間隔の複数のパイロット配置サブキャリアのうちでＮPilot_ＳＰＡサブキャリア間隔の複数の第１パイロット配置サブキャリアでは、全てのリソースエレメントに、位相雑音推定用のパイロット信号が配置される。情報シンボルとパイロットシンボルとは異なるリソースエレメントにマッピングされる。ＮPilot_Freqサブキャリア間隔の複数のパイロット配置サブキャリアのうちで複数の第１パイロット配置サブキャリアを除く複数の第２パイロット配置サブキャリアでは、時間領域におけるＮPilot_Ｔｉｍｅ個のリソースエレメント周期で、位相雑音推定用のパイロット信号が配置される。【選択図】図５

Description

本開示は、無線送信装置及び無線受信装置に関する。

4G Long Term Evolution（LTE）及びLTE-Advancedの急速な普及に伴い、本格的なモバイルブロードバンドサービスの提供が実現可能になっている。セルラネットワークにおける急増するトラヒックに対応するため、第5世代（5G）New Radio（NR）方式では、LTEに比較して一層の超高速・大容量化、及び周波数利用効率の増大が必要である。マクロセルの中の不均一なトラヒックを効率的に収容する小セルをオーバーレイするヘテロジーニアスネットワークに加えて、高効率な無線アクセス技術が必要である。ユーザ端末（UE：User Equipment）にギガビット級のサービスを実現する超高速・大容量の無線アクセスネットワークに加えて、基地局とEvolved Packet Core (EPC)ネットワークのServing-Gateway（S-GW）との間のバックホールの一層の超高速・大容量化が必要である。バックホールリンクは、E1/T1専用線、光ファイバネットワーク、マイクロ波の無線バックホールなどで構成される。無線バックホールは、有線のバックホールに比較してネットワークコストを低くできるメリットがある。遠隔無線機（RRE：Remote Radio Equipment）で構成される基地局と、ベースバンドの物理レイヤ及び上位レイヤの処理を行う集中基地局とを含む構成において、RREと集中基地局との間を接続するフロントホールの場合も同様である。

無線バックホールでは、ミリ波帯の周波数スペクトルが適用されている。5G NR方式では、アクセスリンクにも広帯域な周波数が確保できるミリ波帯の周波数スペクトルの適用が検討されている。そして、日本国内では、28 GHz帯の周波数スペクトルの割り当てが行われている。ミリ波帯の周波数スペクトルでは、基地局、及びユーザ端末のローカル発振器の周波数揺らぎに起因する位相雑音が、誤り率の劣化を生じさせることがある。周波数安定度が非常に高いローカル発振器（周波数シンセサイザ）はコストが高い。このため、送信機のローカル発振器で生じる位相雑音は、送信あるいは受信の信号処理で推定・補償する方法が一般的なアプローチである。また、受信機のローカル発振器で生じる位相雑音は、受信信号処理で推定・補償する方法が一般的なアプローチである。

ローカル発振器で生じる位相雑音は、離散時間のWienerプロセスでモデル化されている。サンプルタイミングｋにおける位相雑音はθ_ｋ＝θ_ｋ－１＋Δ_ｋで表される。Δ_ｋは、平均０、分散

のガウス分布のランダム変数である。

位相雑音を推定するためには、パイロット信号が必要である。このパイロット信号は、変調の位相及び振幅が、受信機によって既知である。位相雑音は、時間領域においてサンプルタイミング毎に変動する。このため、時間領域の全てのシンボルに連続的にパイロット信号を多重する方法が望ましい。一方で、全てのシンボルで連続にパイロット信号を多重するとパイロット信号の挿入損失（つまりオーバヘッド）が増大し、周波数利用効率の劣化を招く。

ミリ波帯の周波数スペクトルにおける誤り率の主な劣化要因として、位相雑音に加えて、マルチパスフェージングに起因する波形歪みがある。無線アクセスリンクは、主に見通し外（NLOS：None-Line-of-Sight）伝搬路によって特徴づけられる。NLOS伝搬路では、遅延時間の異なる各パスは、独立なレイリーフェージングを受ける伝搬路によってモデル化されている。レイリーフェージングを受けた信号の振幅及び位相は、ランダムに変動する。振幅はレイリー分布によって近似でき、また、位相は一様分布によって近似できる、ことが知られている。遅延時間の異なる複数パスが合成されると、時変の周波数選択性を有する周波数選択性フェージングが生じる。一方、無線バックホールリンクは、一般に直接波が存在する見通し内（LOS：Line-of-Sight）伝搬路になる。アンテナ高が高くサイト間距離が長い無線バックホールリンクでは、直接波に加えて、地面等からの反射により生じる遅延波が受信される。遅延波に起因してマルチパスフェージング（つまり、周波数選択性フェージング）が生じる。サイト間距離が長い場合は、シンボル長に比較して地面からの反射に起因する遅延波の遅延時間は短い。このため、周波数領域では、大きなノッチが生じる。さらに、ヘテロジーニアスネットワーク（HetNet： Heterogeneous Network）におけるマクロセルサイトと小セルサイトとのバックホールリンクでは、小セルサイトのアンテナ高が低い。このため、直接波に加えて、小セルサイト周辺の建物等の反射、散乱により遅延時間の大きな遅延波が受信され、この遅延波に起因するマルチパスフェージングが生じる。以上のように、無線アクセスリンク及び無線バックホールリンクともに、周波数選択性を有するマルチパスフェージングが生じる。このため、シンボル間干渉（ISI：Inter-Symbol Interference）に起因する波形歪みを補償するために、受信機では、等化器（Equalizer）が必要になる。等化器は、時間領域等化器（TDE：Time Domain Equalizer）と周波数領域等化器（FDE：Frequency Domain Equalizer）とに分類される。

無線バックホールでは、一般に、TDEがよく用いられてきた。TDEは、図１に示すトランスバーサル（Transversal）フィルタ、あるいはFinite Impulse Response（FIR）フィルタで実現できる。遅延波の最大遅延時間以上のタップ数を有するトランスバーサルフィルタが、離散時間のサンプル処理に対して、用いられる。トランスバーサルフィルタの重み係数（等化ウエイト）を、時間変動する遅延波に対して適応アルゴリズムを用いて更新する。重み係数の制御には、等化後の信号の平均2乗誤差最小（MMSE：Minimum Mean Square Error）規範等が用いられる。TDEでは、遅延波（マルチパス）の最大遅延時間に比較して十分長い時間範囲のタップ数が必要になる。図１に示すように、TDEは、各サンプル値についてのタップ数分の複素乗算を含む、畳込み処理が必要である。従って、遅延波の最大遅延時間の増大に伴ってタップ数が増大し、畳込み処理の演算量が膨大になる。

時間領域等化器の演算量を低減するため、FDEが提案されている（例えば、非特許文献１）。図２にFDEの構成を示す。時間領域の受信信号を、離散フーリエ変換（DFT： Discrete Fourier Transform）あるいは高速フーリエ変換（FFT：Fast Fourier Transform）により、周波数領域信号に変換する。時間領域のFFTのサンプル数は、周波数領域信号のサブキャリア数に対応する。本明細書では、シングルキャリア信号をFFTにより周波数領域信号に変換したときの周波数成分を、「サブキャリア」と称することがある。そして、周波数領域の各サブキャリア成分に、等化ウエイト（重み係数）を乗算する。そして、サブキャリアｋにおける複素のチャネル応答をｈ_ｋで表した場合、平均2乗誤差最小(MMSE)規範の等化ウエイトは、次の式（１）で表される。

式（１）において、＊は、複素共役を表し、σ_ｎ ^２は、雑音電力を表し、σ_Ｓ ^２は、希望波信号電力を表す。

等化後の信号は、逆離散フーリエ変換（IDFT：Inverse Discrete Fourier Transform）あるいは逆高速フーリエ変換（IFFT：Inverse Fast Fourier Transform）により、時間領域信号に変換される。FDEは、FFT（DFT）及びIFFT（IDFT）が必要であるものの、各サブキャリア位置の等化処理が乗算処理で実現される。このため、TDEに比較して全体の演算量を低減できる。従って、LTEの上りリンクのシングルキャリアFDMA（Frequency Division Multiple Access）では、FDEの適用を前提とした無線インタフェースが採用されている。

TDE及びFDEともに、伝搬路推定のためのパイロット信号が必要である。OFDMAを用いる3GPP（登録商標）のNR無線インタフェースでは、復調（等化を含む）用の参照信号及び受信品質測定用の参照信号が規定されている。復調（等化を含む）用の参照信号は、復調用参照信号（DM-RS： Demodulation Reference Signal）と呼ばれ、受信品質測定用の参照信号は、チャネル状態推定用参照信号（CSI-RS：Channel State Information Reference Signal）と呼ばれている。

また、NR無線インタフェースでは、OFDMAにおける位相雑音及び周波数オフセットの推定用の位相トラッキング参照信号（PTRS：Phase Tracking Reference Signal）が規定されている。図３にNR無線インタフェースにおけるPTRS多重法を示す。このPTRS多重法は、非特許文献２に開示されている。周波数領域では、最小12サブキャリア間隔でPTRSが多重される。位相雑音は、OFDMのサンプル単位で時間変動する。このため、時間領域では、PTRSは密に多重されている。変調方式及び符号化スキーム（MCS： Modulation and Coding Scheme）に応じてPTRSの時間領域の多重密度を決めるための、4つのしきい値が規定されている。MCSインデックスI_MCSがptrs-MCS1よりも低い場合には、PTRSは、多重されない。また、ptrs-MCS1≦I_MCS≦ptrs-MCS2の場合には、4OFDMシンボル毎にPTRSが多重される。また、ptrs-MCS2≦I_MCS≦ptrs-MCS3の場合には、2OFDMシンボル毎にPTRSが多重される。また、ptrs-MCS3≦I_MCS≦ptrs-MCS4の場合には、時間領域で連続して全てのOFDMシンボル位置に、PTRSが多重されることが規定されている。

シングルキャリアFDMA信号の周波数割り当て（マッピング）を周波数領域処理で行うDFT-spread OFDMがLTEの上りリンクで採用されている。NR無線インタフェースでは、上りリンクにおける1ストリーム送信の場合にDFT-spread OFDMが採用されている。DFT-spread OFDMは、シングルキャリアであるため、OFDMAに比較してピーク電力対平均電力比（PAPR：Peak-to-Average Power Raito）を低くできるメリットを有している。従って、DFT-spread OFDMでは、電力増幅器（PA：Power Amplifier）の送信バックオフを低く設定できるため、平均電力を高くできる。このため、DFT-spread OFDMは、ピーク電力が同じPAを用いた場合、OFDMAに比べて、電波の到達距離が長く、カバレッジエリアが広い。DFT-spread OFDMでは、低いPAPRを実現するために、通常、パイロットシンボルは、情報シンボル間に時間分割多重(TDM：Time Division Multiplexing)される。パイロットシンボルの挿入損失が10％程度であると仮定すると、10シンボルに1パイロットシンボルを多重することになる。シンボル長が短い場合には、マルチパスフェージングに起因する伝搬路変動には十分追従できる。従って、LTE及びNR無線インタフェースのDMRSにはTDMが採用されている。しかしながら、位相雑音の推定には、挿入損失が10%程度のTDM型パイロットシンボルは追従できない。位相雑音の推定に追従できるようにするためには、時間領域でより密にパイロットシンボルを多重する必要がある。しかしながら、TDM型パイロットシンボル多重では、挿入損失が大幅に増大してしまい、周波数利用効率が大幅に劣化してしまう。

そこで、シングルキャリアのDFT-spread OFDMおいて、時間方向に連続して多重する周波数分割多重（FDM: Frequency Division Multiplexing）型のパイロットシンボル多重が提案されている（非特許文献３）。図４Ａに、周波数領域重畳パイロット多重（FDSPT：Frequency Domain Superimposed Pilot Technique）法を、図４Ｂに、周波数拡張パイロット多重（FET：Frequency Expanding Technique）法を示す。FDSPTでは、情報シンボルに、周波数領域において一定のトーン間隔でパイロットシンボルを重畳させる。ここで、トーンは、OFDMAにおけるサブキャリアに相当する。パイロットシンボルは、時間領域では連続するシンボルに多重される。パイロットシンボルが情報シンボルと同じリソースエレメント(RE：Resource Element)に多重されるため、情報シンボルの帯域の効率は低下しない。一方、パイロットシンボルからの干渉により、情報シンボルの若干の誤り率の劣化、及びPAPRの増大を招く。情報シンボルの誤り率の劣化は、誤り訂正符号化の適用で低く抑えられる。このため、むしろ情報シンボルがパイロットシンボルに与える干渉が、位相雑音の推定精度の劣化を生じさせる。そこで、パイロットシンボルが重畳されるトーン位置の情報シンボルの送信電力を低減する方法が提案されている。FETでは、パイロットシンボルと情報シンボルとは直交多重されるため、相互干渉は受けないが、パイロットシンボルの挿入損失の分、情報シンボルの帯域効率は劣化する。FDSPT、FETともに、TDM型パイロットシンボル多重に比較して、PAPRの増大が生じる。

D. Falconer, S. L. Ariyavisitakul, A. Benyamin-Seeyar, and B. Eidson, "Frequency domain equalization for single-carrier broadband wireless systems," IEEE Commun. Mag., vol 40, no. 4, pp. 58-66, April 2002. 3GPP TS 38.211, NR; Physical channels and modulation (Release 16), V16.7.0, Sept. 2021. C.-T. Lam, D. D. Falconer, F. Danilo-Lemoine, and R. Dinis, "Channel Estimation for SC-FDE Systems Using Frequency Domain Multiplexed Pilots," Proc. IEEE VTC2006-Fall, Sept. 2006. R. A. Casas, S. L. Biracree, and A. E. Youtz, "Time domain phase noise correction for OFDM signals," IEEE Transactions on Broadcasting, vol. 48, no. 3, pp. 230 - 236, Sept. 2002. U. Sorger, I. De Broeck, and M. Schnell, "Interleaved FDMA - a new spread-spectrum multiple-access scheme," Proc. 1998 IEEE International Conference on Communications. Conference, ICC '98, June 1998. D. C. Chu, "Polyphase codes with good periodic correlation properties," IEEE Trans. Inform. Theory, vol. IT-18, pp. 531 - 532, July 1972. S. Suyama, J. Onodera, H. Suzuki, and K. Fukawa, "Decision-directed phase noise compensation for millimeter-wave single carrier transmission systems with frequency-domain equalization," Proc. 2009 European Wireless Technology Conference. N. Kamiya and E. Sasaki, "Pilot-Symbol Assisted and Code-Aided Phase Error Estimation for High-Order QAM Transmission," IEEE Trans. on Commun., vol. 61, no. 10, pp. 4369-4380, Oct. 2013. S. Wu and Y. Bar-Ness, "A phase noise suppression algorithm for OFDM-based WLANs," IEEE Commun. Lett., vol. 6, no. 12, pp. 535-537, Dec. 2002. D. Petrovic, W. Rave, and G. Fettweis, "Effects of phase noise in OFDM systems with and withput PLL: characterixation and compensation," IEEE Trans. on Commun., vol. 55, no. 8, pp. 1607-1616, Aug. 2007.

LTE無線インタフェースでは最大20 MHzのシステム帯域（基地局における送信帯域，あるいは受信帯域）が規定されている。LTEの高度化方式であるLTE-Advanced（3GPP Releaase 11仕様）では、LTEのシステム帯域をコンポーネントキャリア（CC： Component Carrier）として複数のCCを合成するキャリアアグリゲーション（CA：Carrier Aggregation）により、最大100 MHzまでのシステム帯域が規定されている。

NR無線インタフェースでは、LTEのサブキャリア間隔をスケーラブルに拡張して、最大400 MHzのシステム帯域が規定されている。ユーザ端末当たりの割り当て帯域幅は、システム帯域に比較して狭帯域であるものの、システム帯域の広帯域化に従って、ユーザ端末当たりの割り当て帯域も広帯域化する。5G方式では、広帯域な周波数が確保できるミリ波帯の周波数スペクトルの使用が想定されており、日本国内4キャリアへの28GHz帯の周波数の割り当てが既に行われている。さらに、高い周波数の適用が想定され、Beyond 5G（6G）式では1THzまでの周波数スペクトルの適用が想定されている。無線バックホールリンクは、既にミリ波帯の周波数スペクトルが用いられており、より広帯域な周波数が確保できる高周波数スペクトルの適用が想定されている。

ミリ波帯の周波数スペクトルにおける主な誤り率の劣化要因は、遅延波からのマルチパス干渉に起因する波形歪み、並びに、基地局、及びユーザ端末のローカル発振器で生じる周波数揺らぎ及びジッタ（時間領域の揺らぎ）に起因する位相雑音である。

ローカル発振器で生じる位相雑音の推定には、パイロット信号を用いる。位相雑音は、OFDM信号の場合はサンプル単位で、DFT-spread OFDMの場合はシングルキャリアシンボル単位で変動するため、パイロット信号は時間領域で密に多重する必要がある。位相雑音補償方法は、時間領域あるいは周波数領域処理の位相雑音推定・補償法が多数公開されている（例えば非特許文献４－１０）。

各シンボルは先行シンボルからのマルチパス干渉、即ち、シンボル間干渉に起因する波形歪みを受ける。シンボル間干渉に起因する波形歪みの等化には時間領域等化（TDE：Time Domain Equalizer）あるいは周波数領域等化（FDE：Frequency Domain Equalizer）が用いられる。TDEの等化重み係数の更新アルゴリズムには、LMSアルゴリズム、あるいはRLSアルゴリズム等が用いられる。LMS、あるいはRLSアルゴリズムの誤差信号を生成するための基準信号に情報シンボルの判定値を用いる。しかしながら、情報シンボルは復号誤りが生じるため、高精度にLMS、あるいはRLSアルゴリズムを動作させるためには情報シンボル間に周期的にパイロット信号を多重する必要がある。また、FDEでは、MMSE等化ウエイトが用いられるが、MMSE等化ウエイトはパイロット信号で推定した各サブキャリア（トーン）位置のチャネル応答から生成する。

シングルキャリア信号、あるいはOFDMでサブキャリア間隔が大きい場合、位相雑音推定用に広帯域のパイロット信号を用いると、パイロット信号は位相雑音及び周波数選択性のマルチパスフェージングを受ける。位相雑音変動を受けたパイロット信号を用いた場合、高精度に等化ウエイトを生成できない。これとは逆に、マルチパスフェージングを受けたパイロット信号を用いた場合には位相雑音を高精度に推定することはできない。従って、位相雑音推定・補償、及び等化処理を交互に複数回繰り返し行う必要がある。その結果、位相雑音、及び残留等化を充分低いレベルに抑えるためには、位相雑音推定・補償、及び等化の繰り返し処理の演算量が増大してしまう。

本開示の目的は、位相雑音推定用に狭帯域のパイロット信号を用いることによって、位相雑音推定をマルチパスフェージングから分離することを可能にし、誤り率の劣化を低減できる、無線送信装置及び無線受信装置を提供することにある。

本開示の第１の態様にかかる無線送信装置は、パイロット信号を含むＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号、あるいはDFT-spread OFDM信号を形成する信号形成部と、
前記形成されたＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号から無線信号を形成する送信無線部と、
を具備し、
前記信号形成部は、
前記ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号の全サブキャリアのうちでＮ_{Pilot_Freq}サブキャリア間隔の複数のパイロット配置サブキャリアに前記パイロット信号を配置し、
前記複数のパイロット配置サブキャリアのうちでＮ_{Pilot_ＳＰＡ}サブキャリア間隔の複数の第１パイロット配置サブキャリアでは、各リソースエレメントがサブキャリアとＯＦＤＭシンボルとの組み合わせによって定義される全てのリソースエレメントに前記パイロット信号を配置し、
前記複数のパイロット配置サブキャリアのうちで前記複数の第１パイロット配置サブキャリアを除く複数の第２パイロット配置サブキャリアでは、時間領域におけるＮ_{Pilot_Ｔｉｍｅ}個のリソースエレメント周期で前記パイロット信号を配置する、
パイロット配置パタンによって、前記パイロット信号を配置する。

本開示の第２の態様にかかる無線送信装置は、Ｎ_{ＴｘＡｎｔ}個の送信アンテナと、
パイロット信号を含むＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号、あるいはDFT-spread OFDM信号を形成する信号形成部と、
前記形成されたＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号から無線信号を形成する送信無線部と、
を具備し、
前記信号形成部は、
前記ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号の全サブキャリアのうちで、各セットがＮ_{ＴｘＡｎｔ}個の連続するサブキャリアを含み且つ隣合う各２つのセットの間隔がＮ_{Pilot_Freq}サブキャリアである、複数のパイロット配置サブキャリアセットに、前記パイロット信号を配置し、
前記複数のパイロット配置サブキャリアセットのうちでＮ_{Pilot_ＳＰＡ}サブキャリア間隔の複数の第１パイロット配置サブキャリアセットでは、各リソースエレメントがサブキャリアとＯＦＤＭシンボル、あるいはシングルキャリアシンボルブロックとの組み合わせによって定義される、全てのリソースエレメントに前記パイロット信号を配置し、
前記複数のパイロット配置サブキャリアセットのうちで前記複数の第１パイロット配置サブキャリアセットを除く複数の第２パイロット配置サブキャリアセットでは、時間領域におけるＮ_{Pilot_Ｔｉｍｅ}個のリソースエレメント周期で前記パイロット信号を配置する、
パイロット配置パタンによって、前記パイロット信号を配置し、
前記Ｎ_{ＴｘＡｎｔ}個の送信アンテナからそれぞれ送信される複数の前記パイロット信号は、互いに異なる送信アンテナに固有の拡散系列によって拡散されている。

本開示の第３の態様にかかる無線送信装置は、パイロット信号を含むＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号、あるいはDFT-spread OFDM信号を形成する信号形成部と、
前記形成されたＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号から無線信号を形成する送信無線部と、
を具備し、
前記信号形成部は、
前記ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号の全サブキャリアのうちでＮ_{Pilot_Freq}サブキャリア間隔の複数のパイロット配置サブキャリアに前記パイロット信号を配置し、
各パイロット配置サブキャリアでは、時間領域におけるＮ_{Pilot_Ｔｉｍｅ}個のリソースエレメント周期で前記パイロット信号を配置し、
隣接する各２つのパイロット配置サブキャリアでは、前記パイロット信号が配置されるリソースエレメントが時間領域で重ならないように、前記パイロット信号を配置する、
パイロット配置パタンによって、前記パイロット信号を配置する。

本開示の第４の態様にかかる無線送信装置は、Ｎ_{ＴｘＡｎｔ}個の送信アンテナと、
パイロット信号を含むＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号、あるいはDFT-spread OFDM信号を形成する信号形成部と、
前記形成されたＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号から無線信号を形成する送信無線部と、
を具備し、
前記信号形成部は、
前記ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号の全サブキャリアのうちで、各セットがＮ_{ＴｘＡｎｔ}個の連続するサブキャリアを含み且つ隣合う各２つのセットの間隔がＮ_{Pilot_Freq}サブキャリアである、複数のパイロット配置サブキャリアセットに、前記パイロット信号を配置し、
各パイロット配置サブキャリアセットでは、時間領域におけるＮ_{Pilot_Ｔｉｍｅ}個のリソースエレメント周期で前記パイロット信号を配置し、
隣接する各２つのパイロット配置サブキャリアセットでは、前記パイロット信号が配置されるリソースエレメントが時間領域で重ならないように、前記パイロット信号を配置する、
パイロット配置パタンによって、前記パイロット信号を配置し、
前記Ｎ_{ＴｘＡｎｔ}個の送信アンテナからそれぞれ送信される複数の前記パイロット信号は、互いに異なる送信アンテナに固有の拡散系列によって拡散されている。

本開示の第５の態様にかかる無線受信装置は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号、あるいはDFT-spread OFDM信号についての信号処理を実行する信号処理部を具備し、
前記信号処理部は、
受信ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号に含まれるパイロット信号に基づいて、該受信ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号の位相雑音を推定して該受信ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号の位相雑音を補償する位相雑音補償部と、
第１の時間領域信号を受け取り、前記受け取った第１の時間領域信号を周波数領域信号に変換する変換部と、
前記変換部で得られた周波数領域信号に対して等化処理を実行する等化部と、
前記等化処理後の周波数領域信号に含まれる情報シンボルをデマッピングして情報ビットを再生するデマッピング部と、
前記変換部で得られた周波数領域信号に含まれるパイロット信号を抽出する抽出部と、
前記抽出されたパイロット信号を用いてチャネル応答を推定するチャネル推定部と、
前記再生された情報ビットをシンボルにマッピングして再生シンボルを得るシンボル推定部と、
前記得られた再生シンボルに、前記推定されたチャネル応答を乗算する第１の乗算部と、
前記チャネル応答が乗算された再生シンボルを第２の時間領域信号に変換する逆変換部と、
前記第１の時間領域信号と前記逆変換部で得られた第２の時間領域信号とを用いて、位相雑音の推定し、前記推定された位相雑音の逆特性を出力する位相雑音補償信号生成部と、
前記変換部の入力段に配設され、前記出力された位相雑音の逆特性を前記位相雑音補償部によって位相雑音を補償された後の受信ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号に乗算することによって該受信ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号の位相雑音を補償し、該位相雑音補償後の受信ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号を前記第１の時間領域信号として前記変換部に出力する第２の乗算部と、
を含む。

本開示の第６の態様にかかる無線受信装置は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号、あるいはDFT-spread OFDM信号についての信号処理を実行する信号処理部を具備し、
前記信号処理部は、
受信ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号に含まれるパイロット信号に基づいて、該受信ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号の位相雑音を推定して該ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号の位相雑音を補償する位相雑音補償部と、
第１の時間領域信号を受け取り、前記受け取った第１の時間領域信号を周波数領域信号に変換する変換部と、
前記変換部で得られた周波数領域信号に対して等化処理を実行する等化部と、
前記等化処理後の周波数領域信号に含まれる情報シンボルをデマッピングして、各シンボルにおける各ビットの信頼度情報を計算するデマッピング部と、
前記各ビットの信頼度情報を用いて誤り訂正復号処理を実行し、得られた復号ビットを出力する復号部と、
前記変換部で得られた周波数領域信号に含まれるパイロット信号を抽出する抽出部と、
前記抽出されたパイロット信号を用いてチャネル応答を推定するチャネル推定部と、
前記復号部から出力された復号ビットをシンボルにマッピングして再生シンボルを得るシンボル推定部と、
前記得られた再生シンボルに、前記推定されたチャネル応答を乗算する第１の乗算部と、
前記チャネル応答が乗算された再生シンボルを第２の時間領域信号に変換する逆変換部と、
前記第１の時間領域信号と前記逆変換部で得られた第２の時間領域信号とを用いて、位相雑音の推定し、前記推定された位相雑音の逆特性を出力する位相雑音補償信号生成部と、
前記変換部の入力段に配設され、前記出力された位相雑音の逆特性を前記位相雑音補償部によって位相雑音を補償された後の受信ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号に乗算することによって該受信ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号の位相雑音を補償し、該位相雑音補償後の受信ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号を前記第１の時間領域信号として前記変換部に出力する第２の乗算部と、
を含む。

本開示の第７の態様にかかる無線受信装置は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号、あるいはDFT-spread OFDM信号についての信号処理を実行する信号処理部を具備し、
前記信号処理部は、
受信ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号に含まれるパイロット信号に基づいて、該受信ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号の位相雑音を推定して該受信ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号の位相雑音を補償する位相雑音補償部と、
第１の時間領域信号を受け取り、前記受け取った第１の時間領域信号を第１の周波数領域信号に変換する第１の変換部と、
前記第１の変換部で得られた第１の周波数領域信号に対して等化処理を実行する等化部と、
前記等化処理後の周波数領域信号を第２の時間領域信号である情報シンボルに変換する第１の逆変換部と、
前記情報シンボルをデマッピングして情報ビットを再生するデマッピング部と、
前記第１の変換部で得られた第１の周波数領域信号に含まれるパイロット信号を抽出する抽出部と、
前記抽出されたパイロット信号を用いてチャネル応答を推定するチャネル推定部と、
前記再生された情報ビットをシンボルにマッピングして再生シンボルを得るシンボル推定部と、
前記再生シンボルを第２の周波数領域信号であるシンボルに変換する第２の変換部と、
前記第２の周波数領域信号であるシンボルをサブキャリアにマッピングするマッピング部と、
前記サブキャリアにマッピングされたシンボルに、前記推定されたチャネル応答を乗算する第１の乗算部と、
前記チャネル応答が乗算されたシンボルを第３の時間領域信号に変換する第２の逆変換部と、
前記第１の時間領域信号と前記第２の逆変換部で得られた第３の時間領域信号とを用いて、位相雑音の推定し、前記推定された位相雑音の逆特性を出力する位相雑音補償信号生成部と、
前記第１の変換部の入力段に配設され、前記出力された位相雑音の逆特性を前記位相雑音補償部によって位相雑音を補償された後の受信ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号に乗算することによって該受信ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号の位相雑音を補償し、該位相雑音補償後の受信ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号を前記第１の時間領域信号として前記第１の変換部に出力する第２の乗算部と、
を含む。

本開示の第８の態様にかかる無線受信装置は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号、あるいはDFT-spread OFDM信号についての信号処理を実行する信号処理部を具備し、
前記信号処理部は、
受信ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号に含まれるパイロット信号に基づいて、該受信ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号の位相雑音を推定して該受信ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号の位相雑音を補償する位相雑音補償部と、
第１の時間領域信号を受け取り、前記受け取った第１の時間領域信号を第１の周波数領域信号に変換する第１の変換部と、
前記第１の変換部で得られた第１の周波数領域信号に対して等化処理を実行する等化部と、
前記等化処理後の周波数領域信号を第２の時間領域信号である情報シンボルに変換する第１の逆変換部と、
前記情報シンボルをデマッピングして、各シンボルにおける各ビットの信頼度情報を計算するデマッピング部と、
前記各ビットの信頼度情報を用いて誤り訂正復号処理を実行し、得られた復号ビットを出力する復号部と、
前記第１の変換部で得られた第１の周波数領域信号に含まれるパイロット信号を抽出する抽出部と、
前記抽出されたパイロット信号を用いてチャネル応答を推定するチャネル推定部と、
前記復号部から出力された復号ビットをシンボルにマッピングして再生シンボルを得るシンボル推定部と、
前記再生シンボルを第２の周波数領域信号であるシンボルに変換する第２の変換部と、
前記第２の周波数領域信号であるシンボルをサブキャリアにマッピングするマッピング部と、
前記サブキャリアにマッピングされたシンボルに、前記推定されたチャネル応答を乗算する第１の乗算部と、
前記チャネル応答が乗算されたシンボルを第３の時間領域信号に変換する第２の逆変換部と、
前記第１の時間領域信号と前記第２の逆変換部で得られた第３の時間領域信号とを用いて、位相雑音の推定し、前記推定された位相雑音の逆特性を出力する位相雑音補償信号生成部と、
前記第１の変換部の入力段に配設され、前記出力された位相雑音の逆特性を前記位相雑音補償部によって位相雑音を補償された後の受信ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号に乗算することによって該受信ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号の位相雑音を補償し、該位相雑音補償後の受信ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号を前記第１の時間領域信号として前記第１の変換部に出力する第２の乗算部と、
を含む。

本開示の第９の態様にかかる無線受信装置は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号、あるいはDFT-spread OFDM信号についての信号処理を実行する信号処理部を具備し、
前記信号処理部は、
受信ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号に含まれるパイロット信号に基づいて、該受信ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号の位相雑音を推定して該受信ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号の位相雑音を補償する位相雑音補償部と、
前記位相雑音補償部によって位相雑音を補償された後の受信ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号を受け取り、該受け取った受信ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号を周波数領域信号に変換する変換部と、
前記変換部で得られた周波数領域信号に対して等化処理を実行する等化部と、
前記等化処理後の周波数領域信号に含まれる情報シンボルをデマッピングして、各シンボルにおける各ビットの信頼度情報を計算するデマッピング部と、
前記各ビットの信頼度情報を用いて誤り訂正復号処理を実行し、得られた復号ビットを出力する復号部と、
前記等化処理後の周波数領域信号と基準信号との位相差を検出する検出部と、
前記検出された位相差の雑音成分を低減して得られた位相差を出力するループフィルタと、
前記デマッピング部の入力段に配設され、前記出力された位相差を用いて前記等化処理後の周波数領域信号の位相雑音を補償する位相雑音補償処理部と、
前記復号ビットをシンボルにマッピングして再生シンボルを得て、前記再生シンボルを前記基準信号として出力するシンボル推定部と、
を含む。

本開示の第１０の態様にかかる無線受信装置は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号、あるいはDFT-spread OFDM信号についての信号処理を実行する信号処理部を具備し、
受信ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号に含まれるパイロット信号に基づいて、該受信ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号の位相雑音を推定して該受信ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号の位相雑音を補償する位相雑音補償部と、
前記位相雑音補償部によって位相雑音を補償された後の受信ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号を受け取り、該受け取った受信ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号を周波数領域信号に変換する変換部と、
前記変換部で得られた周波数領域信号に対して等化処理を実行する等化部と、
前記変換部で得られた周波数領域信号に含まれるパイロット信号を抽出する抽出部と、
前記抽出されたパイロット信号を用いてチャネル応答を推定するチャネル推定部と、
前記変換部で得られた周波数領域信号に含まれる情報シンボルをデマッピングして情報ビットを再生するデマッピング部と、
前記再生された情報ビットをシンボルにマッピングして再生シンボルを得るシンボル推定部と、
前記変換部で得られた周波数領域信号に含まれる情報シンボルと、前記推定されたチャネル応答と、前記再生シンボルとに基づいて、平均２乗誤差最小規範により位相雑音の離散フーリエ変換係数を算出する算出部と、
前記等化部の入力段に配設され、前記変換部で得られた周波数領域信号と前記算出された離散フーリエ変換係数とを用いて畳み込み処理を行うことによって、前記位相雑音補償部によって位相雑音を補償された後の受信ＯＦＤＭ信号、あるいはDFT-spread OFDM信号の位相雑音を補償するキャリア間干渉補償部と、
を含む。

本開示により、誤り率の劣化を低減できる、無線送信装置及び無線受信装置を提供することができる。

トランスバーサルフィルタの構成を示す図である。周波数領域等化器の構成を示す図である。 NR無線インタフェースにおける位相トラッキング参照信号の多重法を示す図である。周波数領域重畳パイロット多重法を示す図である。周波数拡張パイロット多重法を示す図である。第１実施形態における無線送信装置の一例を示すブロック図である。ＯＦＤＭ信号形成部の一例を示すブロック図である。ＯＦＤＭ信号形成部の他の一例を示すブロック図である。パイロット配置パタンの例１の説明に供する図である。パイロット配置パタンの例２の説明に供する図である。パイロット配置パタンの例３の説明に供する図である。パイロット配置パタンの例４の説明に供する図である。パイロット配置パタンの例５の説明に供する図である。シングルキャリアDFT-spread OFDMにおけるCDMパイロット信号多重法の一例の説明に供する図である。パイロット配置パタンの例６の説明に供する図である。パイロット配置パタンの例７の説明に供する図である。パイロット配置パタンの例７の説明に供する図である。パイロット配置パタンの例８の説明に供する図である。第２実施形態における無線受信装置の基本構成の一例を示す図である。パイロットシンボルを用いる位相雑音推定・補償部の一例を示すブロック図である。第２実施形態における無線受信装置の一例を示すブロック図である。第３実施形態における無線受信装置の一例を示すブロック図である。第４実施形態における無線受信装置の一例を示すブロック図である。パイロット信号抽出部の一例を示すブロック図である。パイロット信号抽出部の処理動作の一例の説明に供する図である。第５実施形態における無線受信装置の一例を示すブロック図である。位相雑音補償信号生成部における平均化処理の一例の説明に供する図である。第８実施形態における無線受信装置の一例を示すブロック図である。第９実施形態におけるＯＦＤＭを用いた場合の無線受信装置の一例を示すブロック図である。第１０実施形態における無線受信装置の一例を示すブロック図である。第１１実施形態における無線受信装置の一例を示すブロック図である。第１２実施形態における無線受信装置の一例を示すブロック図である。無線送信装置のハードウェア構成例を示す図である。無線受信装置のハードウェア構成例を示す図である。

以下、図面を参照しつつ、実施形態について説明する。なお、本開示にかかる図面において、ブロック間の接続を矢印で記載しているが、説明を行うために便宜的に記載したものであり、ブロック間の接続が必ずしも矢印の順序の通りになるとは限られない。また、以下の記載及び図面は、説明の明確化のため、適宜、省略及び簡略化がなされている。また、以下の各図面において、同一の要素には同一の符号が付されており、必要に応じて重複説明は省略されている。また、本開示では、明記のない限り、「ＡとＢの少なくともいずれか」（at least one of A or B (A/B)）は、ＡかＢの任意の１つを意味しても良いし、ＡとＢの両方を意味しても良い。同様に、３つ以上の要素について「少なくともいずれか」が用いられた場合には、これらの要素の任意の１つを意味しても良いし、任意の複数の要素（全ての要素を含む）を意味しても良い。

＜第１実施形態＞
＜無線送信装置の構成例＞
図５は、第１実施形態における無線送信装置の一例を示すブロック図である。図５において無線送信装置１０は、情報シンボル出力部１１と、パイロット信号出力部１２と、ＯＦＤＭ信号形成部１３と、送信無線部１４とを有している。なお、無線送信装置１０は、無線送信装置１０のアンテナ数に応じて、情報シンボル出力部１１とパイロット信号出力部１２とＯＦＤＭ信号形成部１３と送信無線部１４とのセットを、アンテナ数と同じ数だけ有していてもよい。そして、各セットにおいて、対応するアンテナから送信されるＯＦＤＭ信号の無線信号が形成されてもよい。

情報シンボル出力部１１は、情報シンボルを形成してＯＦＤＭ信号形成部１３に出力する。例えば、情報シンボル出力部１１は、情報ビット系列を、例えば低密度パリティチェック符号（LDPC：Low-Density Parity-Check）符号によりチャネル符号化する。そして、情報シンボル出力部１１は、チャネル符号化ビットをビットインタリーブして得られた符号化ビットを、受信品質に応じて割り当てられた変調方式の信号空間配置（コンスタレーション）にビットマッピングすることにより、情報シンボルを形成する。

パイロット信号出力部１２は、パイロット信号を形成してＯＦＤＭ信号形成部１３に出力する。

ＯＦＤＭ信号形成部１３は、情報シンボル及びパイロット信号を含むＯＦＤＭ信号を形成する。例えば、ＯＦＤＭ信号形成部１３は、「パイロット配置パタン」によってパイロット信号を配置することによってＯＦＤＭ信号を形成する。「パイロット配置パタン」は、ＯＦＤＭ信号においてパイロット信号が配置されるリソースエレメントの配置パタンである。リソースエレメントは、サブキャリアとＯＦＤＭシンボルとの組み合わせによって定義（規定）される。なお、本開示では、マルチキャリアのＯＦＤＭとシングルキャリアのDFT-spread OFDMとを纏めて単に「ＯＦＤＭ」と呼ぶことがある。また、シングルキャリアのDFT-spread OFDMの説明においては、便宜上、ＯＦＤＭのサブキャリアを、「トーン（周波数成分）」と呼ぶことがある。また、シングルキャリアのDFT-spread OFDMの説明においては、便宜上、ＯＦＤＭシンボルを、「シングルキャリアシンボルブロック」と呼ぶことがある。

（マルチキャリアのＯＦＤＭのケース）
図６は、ＯＦＤＭ信号形成部の一例を示すブロック図である。図６においてＯＦＤＭ信号形成部１３は、直列並列変換部１３Ａ１，１３Ａ２と、サブキャリアマッピング部１３Ｂと、ＩＦＦＴ部１３Ｃと、ＣＰ挿入部１３Ｄとを有している。

直列並列変換部１３Ａ１は、直列の複数の情報シンボルを並列の情報シンボルに、直列／並列変換（Ｓ／Ｐ変換）する。

直列並列変換部１３Ａ２は、直列の複数のパイロットシンボルを並列のパイロットシンボルにＳ／Ｐ変換する。

サブキャリアマッピング部１３Ｂは、直列並列変換部１３Ａ１から受け取る並列の情報シンボルと、直列並列変換部１３Ａ２から受け取る並列のパイロットシンボルとを、リソース割り当てに従って、サブキャリアにマッピングする。これにより、Ｎ_ＦＦＴサイズの周波数領域のＯＦＤＭ信号（つまり、ＯＦＤＭシンボル）が形成される。上記のとおり、サブキャリアマッピング部１３Ｂは、「パイロット配置パタン」によって、パイロットシンボルをサブキャリア（リソースエレメント）にマッピングする。

ＩＦＦＴ部１３Ｃは、サブキャリアマッピング部１３Ｂにて形成された周波数領域のＯＦＤＭ信号をＮ_ＦＦＴサイズの逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）により時間領域のＯＦＤＭ信号に変換する。

ＣＰ挿入部１３Ｄは、ＯＦＤＭシンボルの末尾の信号をCyclic Prefix（ＣＰ）としてＯＦＤＭシンボルの先頭に付加する。これにより、ＯＦＤＭ信号が形成される。

（シングルキャリアのDFT-spread OFDMのケース）
図７は、ＯＦＤＭ信号形成部の他の一例を示すブロック図である。図７においてＯＦＤＭ信号形成部１３は、ＤＦＴ部１３Ｅ１，１３Ｅ２と、サブキャリアマッピング部１３Ｆと、ＩＤＦＴ部１３Ｇと、ＣＰ挿入部１３Ｈとを有している。

ＤＦＴ部１３Ｅ１は、直列の複数の情報シンボルをＮ_ＤＦＴ個のシンボル毎にブロック化する。ＤＦＴ部１３Ｅ１は、このシングルキャリアシンボルブロックをＮ_ＤＦＴサイズのＤＦＴにより周波数領域信号に変換する。

ＤＦＴ部１３Ｅ２は、直列の複数のパイロットシンボルをＮ_ＤＦＴ個のシンボル毎にブロック化する。ＤＦＴ部１３Ｅ１は、このシングルキャリアシンボルブロックをＮ_ＤＦＴサイズのＤＦＴにより周波数領域信号に変換する。

サブキャリアマッピング部１３Ｆは、ＤＦＴ部１３Ｅ１から受け取る周波数領域信号（情報シンボル）と、ＤＦＴ部１３Ｅ２から受け取る周波数領域信号（パイロットシンボル）とを、リソース割り当てに従って、トーンにマッピングする。これにより、Ｎ_ＦＦＴサイズの周波数領域のＯＦＤＭ信号（つまり、シングルキャリアシンボルブロック）が形成される。上記のとおり、サブキャリアマッピング部１３Ｂは、「パイロット配置パタン」によって、パイロットシンボルをトーン（リソースエレメント）にマッピングする。

ＩＤＦＴ部１３Ｇは、サブキャリアマッピング部１３Ｆにて形成された周波数領域のＯＦＤＭ信号をＮ_ＦＦＴサイズの逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）により時間領域のＯＦＤＭ信号に変換する。

ＣＰ挿入部１３Ｈは、ＯＦＤＭシンボルの末尾の信号をCyclic Prefix（ＣＰ）としてＯＦＤＭシンボルの先頭に付加する。これにより、ＯＦＤＭ信号が形成される。

図５の説明に戻り、送信無線部１４は、ＯＦＤＭ信号形成部１３にて形成されたＯＦＤＭ信号に対して送信無線処理（アナログディジタル変化、アップコンバート等）を施して無線信号を形成する。この無線信号は、送信無線部１４に接続されたアンテナ（不図示）から送信される。

＜パイロット配置パタンの例１＞
図８は、パイロット配置パタンの例１の説明に供する図である。ＯＦＤＭ信号形成部１３は、図８に示すパイロット配置パタンによってパイロット信号を配置してもよい。図８に示すパイロット配置パタン１では、ＯＦＤＭ信号の全サブキャリア（トーン）のうちでＮ_{Pilot_Freq}サブキャリア（トーン）間隔の複数のパイロット配置サブキャリアに、位相雑音推定用のパイロット信号を配置されている。Ｎ_{Pilot_Freq}は、図８では

と記載されているが、同じものを意味している。

また、図８に示すパイロット配置パタン１において、Ｎ_{Pilot_Freq}サブキャリア間隔の複数のパイロット配置サブキャリア（トーン）のうちでＮ_{Pilot_ＳＰＡ}サブキャリア（トーン）間隔の複数の第１パイロット配置サブキャリア（トーン）では、（先頭のOFDMシンボル（先頭のシングルキャリアシンボルブロック）を除く）全てのリソースエレメント（図８では、ＯＦＤＭシンボル（シングルキャリアシンボルブロック）♯１～♯１３）に、位相雑音推定用のパイロット信号が配置されている。すなわち、Ｎ_{Pilot_ＳＰＡ}サブキャリア（トーン）間隔の複数の第１パイロット配置サブキャリア（トーン）では、時間的に連続した複数のリソースエレメントに、位相雑音推定用のパイロット信号が配置されている。

また、図８に示すパイロット配置パタン１において、Ｎ_{Pilot_Freq}サブキャリア（トーン）間隔の複数のパイロット配置サブキャリア（トーン）のうちで複数の第１パイロット配置サブキャリア（トーン）を除く複数の第２パイロット配置サブキャリア（トーン）では、時間領域におけるＮ_{Pilot_Ｔｉｍｅ}個のリソースエレメント周期で、位相雑音推定用のパイロット信号が配置されている。すなわち、第２パイロット配置サブキャリア（トーン）では、離散的にパイロット信号が配置されている。Ｎ_{Pilot_Ｔｉｍｅ}は、２以上の整数値であり、主に変調方式（つまり、チャネル符号化ビットをマッピングする信号空間配置）に応じて変更される。例えば、変調多値数が小さい場合（つまり、信号空間配置の信号点数が少ない場合）、近接信号点間の位相マージンが大きいため、Ｎ_{Pilot_Ｔｉｍｅ}の値を大きく設定して、パイロット信号の挿入損失を低減する。一方、変調多値数が大きい場合（つまり、信号点数が多い場合）、近接信号点間の位相マージンが小さいため、Ｎ_{Pilot_Ｔｉｍｅ}の値を小さくして、短い時間間隔でパイロット信号を用いる位相雑音推定ができるようにする。なお、Ｎ_{Pilot_ＳＰＡ}サブキャリア（トーン）間隔の複数の第１パイロット配置サブキャリア（トーン）以外のサブキャリア（トーン）にはパイロット信号が多重されないモード（つまり、Ｎ_{Pilot_Ｔｉｍｅ}＝∞のモード）があってもよい。

ここで、DFT-spread OFDMでは、情報シンボルのシングルキャリア信号にパイロット信号をFDM多重するとマルチキャリアになるため、PAPRが増大してしまう。しかし、パイロット配置パタン１のパイロット信号多重では、各シングルキャリアシンボルブロックにおいてFDM多重するパイロット信号のトーン間隔は一定である。従って、信号帯域幅の異なるInterleaved FDMAになるため、完全なシングルキャリアに比較してPAPRは増大するものの、PAPRの増大を低く抑えることができる。

図８に示すように、先頭のOFDMシンボル（又は、先頭のシングルキャリアシンボルブロック）に多重したパイロット信号は、同期検波のチャネル応答推定のための復調用パイロット信号である。5G及びBeyond 5G方式では、低伝送遅延を実現するためにサブキャリア間隔をLTEの15 kHzからスケーラブルに広帯域化して、スロット長を短くしている。従って、スロット区間における伝搬路のマルチパスフェージングに起因する振幅及び位相変動は非常に小さい。このため、スロットの先頭位置で推定した各サブキャリア（トーン）位置のチャネル応答は、スロット内の全てのOFDMシンボル（シングルキャリアシンボルブロック）に用いることができる。図８の実施例では、復調用パイロット信号は、OFDMシンボル（又は、シングルキャリアシンボルブロック）の全てのサブキャリア（トーン）位置に連続して多重されている。

以上のパイロット配置パタン１によれば、Ｎ_{Pilot_Freq}サブキャリア（トーン）間隔の複数のパイロット配置サブキャリア（トーン）のうちでＮ_{Pilot_ＳＰＡ}サブキャリア（トーン）間隔の複数の第１パイロット配置サブキャリア（トーン）では、（先頭のOFDMシンボル（シングルキャリアシンボルブロック）を除く）全てのリソースエレメントに、位相雑音推定用のパイロット信号が配置されている。すなわち、Ｎ_{Pilot_ＳＰＡ}サブキャリア（トーン）間隔の複数の第１パイロット配置サブキャリア（トーン）では、時間的に連続した複数のリソースエレメントに、位相雑音推定用のパイロット信号が配置されている。

また、パイロット配置パタン１によれば、情報シンボルとパイロットシンボルとは異なるリソースエレメントにマッピングされる。これにより、FDSPT多重法と異なり、パイロットシンボルは情報シンボルと直交している。このため、情報シンボルからの干渉を受けないパイロットシンボルを用いて高精度に位相雑音を推定することができる。

また、パイロット配置パタン１によれば、Ｎ_{Pilot_Freq}サブキャリア（トーン）間隔の複数のパイロット配置サブキャリア（トーン）のうちで複数の第１パイロット配置サブキャリア（トーン）を除く複数の第２パイロット配置サブキャリア（トーン）では、時間領域におけるＮ_{Pilot_Ｔｉｍｅ}個のリソースエレメント周期で、位相雑音推定用のパイロット信号が配置されている。これにより、FET多重法に比較してパイロット信号の挿入損失を小さくすることができる。

また、パイロット配置パタン１によれば、DFT-spread OFDMのシングルキャリアシンボルブロックでは、パイロット信号は周波数領域で情報シンボル間に一定周波数間隔で多重されている。このため、Interleaved FDMA、FETと同様に、完全なシングルキャリアに比較してピーク電力対平均電力比（PAPR：Peak-to-Average Power Ratio）は増大するものの、PAPRの増大をOFDMに比較して低く抑えることができる。

＜パイロット配置パタンの例２＞
図９は、パイロット配置パタンの例２の説明に供する図である。図９に示すパイロット配置パタン２は、図８のパイロット配置パタン１と比べて、復調用パイロット信号の配置が異なっている。すなわち、図９に示すように、復調用パイロット信号は、周波数領域において離散的なサブキャリア（トーン）位置に間引いて多重されている。このように復調用パイロット信号が間引いて多重されると、復調用パイロット信号が多重されていないリソースエレメント（RE：Resource Element）には、例えば制御情報を多重することができる。シングルキャリアのDFT-spread OFDMにおいて、パイロット信号と制御情報シンボルとを周波数領域で櫛の歯状にInterleaved FDMA多重する場合には、PAPRの増大は生じない。

＜パイロット配置パタンの例３＞
図１０は、パイロット配置パタンの例３の説明に供する図である。図１０に示すパイロット配置パタン３は、マルチアンテナ送信の場合のパイロット配置パタンの一例である。すなわち、無線送信装置１０が第１アンテナ及び第２アンテナを含むＮ_{ＴＸＡｎｔ}（２以上の整数）個のアンテナを有していることを前提としている。図１０では、特にＮ_{ＴＸＡｎｔ}＝２のケースが示されている。

図１０に示すパイロット配置パタン３によれば、第１アンテナにて送信されるＯＦＤＭ信号では、上記のパイロット配置パタン１と同じパタンによって位相雑音推定用のパイロット信号が配置されている。また、パイロット配置パタン３によれば、第２アンテナにて送信されるＯＦＤＭ信号では、パイロット配置パタン１の複数のパイロット配置サブキャリア（トーン）を１サブキャリア（トーン）だけ周波数方向にずらした複数のパイロット配置サブキャリア（トーン）に、パイロット配置パタン１と同じパタンによって位相雑音推定用のパイロット信号が配置されている。なお、第３アンテナ以降に関しては、１つ前のアンテナの複数のパイロット配置サブキャリア（トーン）を１サブキャリア（トーン）だけ周波数方向に順次ずらした複数のパイロット配置サブキャリア（トーン）に、パイロット配置パタン１と同じパタンによって位相雑音推定用のパイロット信号を配置すればよい。すなわち、図１０に示すパイロット配置パタン３によれば、異なる送信アンテナのパイロット信号はFDMで直交多重されている。Ｎ_{ＴｘＡｎｔ}（２以上の整数）個の送信アンテナから送信されるパイロット信号が直交する。このため、或るリソースエレメントに一の送信アンテナから送信されるパイロット信号が多重されている場合、他の送信アンテナから送信されるＯＦＤＭ信号のそのリソースエレメントではミューティングが行われる。

なお、先頭のOFDMシンボル（又は、先頭のシングルキャリアシンボルブロック）に多重される復調用パイロット信号に関しては、復調用パイロット信号を周波数領域でＮ_{ＴＸＡｎｔ}サブキャリア毎にFDM多重する場合、及び、復調用パイロット信号をアンテナ間でCDM多重する場合が考えられる。復調用パイロット信号をFDM多重する場合、復調用パイロット信号が多重されていないサブキャリア位置のチャネル応答は、パイロット信号が多重されているサブキャリア位置のチャネル応答の推定値を内挿補間(Interpolation)することにより推定され得る。

＜パイロット配置パタンの例４＞
図１１は、パイロット配置パタンの例４の説明に供する図である。図１１に示すパイロット配置パタン４では、図１０のパイロット配置パタン３と異なり、Ｎ_{Pilot_Freq}サブキャリア間隔の複数のパイロット配置サブキャリアのうちで複数の第１パイロット配置サブキャリアを除く複数の第２パイロット配置サブキャリアにおいてパイロット信号が配置されるリソースエレメントに関して、第１アンテナにて送信されるＯＦＤＭ信号のリソースエレメントと第２アンテナにて送信されるＯＦＤＭ信号のリソースエレメントとが、互いに時間的に重ならない。具体的には、Ｎ_{Pilot_Freq}サブキャリア間隔の複数のパイロット配置サブキャリアのうちで複数の第１パイロット配置サブキャリアを除く複数の第２パイロット配置サブキャリアにおいてパイロット信号が配置されるリソースエレメントに関して、第１アンテナにて送信されるＯＦＤＭ信号のリソースエレメントは、第２アンテナにて送信されるＯＦＤＭ信号のリソースエレメントから１リソースエレメントだけ時間領域方向にシフトしている。送信アンテナが３個以上の場合も同じルールでパイロット信号を配置することができる。このようなルールによってパイロット信号を配置することによって、Ｎ_{ＴｘＡｎｔ}（２以上の整数）個の送信アンテナから送信されるＯＦＤＭ信号の全体を見れば、パイロット信号が時間領域において連続的に配置（多重）される。以上の説明のサブキャリアは、トーンと読み替えられてもよい。

＜パイロット配置パタンの例５＞
図１２は、パイロット配置パタンの例５の説明に供する図である。図１２に示すパイロット配置パタン５は、マルチアンテナ送信の場合のパイロット配置パタンの一例である。すなわち、無線送信装置１０が第１アンテナ及び第２アンテナを含むＮ_{ＴＸＡｎｔ}（２以上の整数）個のアンテナを有していることを前提としている。図１２では、特にＮ_{ＴＸＡｎｔ}＝２のケースが示されている。図１２に示すパイロット配置パタン５では、ＯＦＤＭ信号の全サブキャリアのうちで、各セットがＮ_{ＴｘＡｎｔ}個の連続するサブキャリアを含み且つ隣合う各２つのセットの間隔がＮ_{Pilot_Freq}サブキャリアである、複数のパイロット配置サブキャリアセットに、位相雑音推定用のパイロット信号を配置されている。

また、図１２に示すパイロット配置パタン５において、上記の複数のパイロット配置サブキャリアセットのうちでＮ_{Pilot_ＳＰＡ}サブキャリア間隔の複数の第１パイロット配置サブキャリアセットでは、全てのリソースエレメント（図１２では、ＯＦＤＭシンボル（シングルキャリアシンボルブロック）♯１～♯１３）に、位相雑音推定用のパイロット信号を配置されている。

また、図１２に示すパイロット配置パタン５において、上記の複数のパイロット配置サブキャリアセットのうちで上記の複数の第１パイロット配置サブキャリアセットを除く複数の第２パイロット配置サブキャリアセットでは、時間領域におけるＮ_{Pilot_Ｔｉｍｅ}個のリソースエレメント周期で、位相雑音推定用のパイロット信号を配置されている。すなわち、第２パイロット配置サブキャリアセットでは、離散的にパイロット信号が配置されている。Ｎ_{Pilot_Ｔｉｍｅ}は、２以上の整数値であり、主に変調方式（つまり、チャネル符号化ビットをマッピングする信号空間配置）に応じて変更される。

各送信アンテナから送信されるパイロット信号は、拡散され、そして、周波数領域のＮ_{ＴｘＡｎｔ}個の連続するサブキャリアにCDMによって直交多重される。すなわち、パイロット信号出力部１２は、各送信アンテナから送信されるパイロット信号を拡散し、拡散されたパイロット信号をＯＦＤＭ信号形成部１３に出力してもよい。CDM直交多重の方法として、次の２つの方法を用いることができる。

第１の方法では、各送信アンテナのパイロット信号を系列長Ｎ_{ＴｘＡｎｔ}の異なるWalsh-Hadamard符号で拡散して、周波数領域のＮ_{ＴｘＡｎｔ}個のサブキャリアのパイロット配置サブキャリアセットにマッピングする方法である。

第２の方法は、次の式（２）に示す定振幅のZadoff-Chu系列の巡回シフトを用いて、多重する方法である。

式（２）において、nは、系列インデックスを表す。また、Ｎ_ｓｅｑは、系列長を表す。また、Ｍは、ルートインデックスを表す。ルートインデックスは、系列長と互いに素の関係になっていることが必須である。Zadoff-Chu系列を巡回シフトした系列は、互いに低い相互相関特性を有することが既に報告されている。巡回シフト数をＮ_ＣＳで表すと、送信アンテナ数が２の場合、つまりＮ_ＣＳ２の場合、送信アンテナ#0のパイロット信号は、巡回シフトされない。そして、送信アンテナ#1のパイロット信号は、系列長の１／２のサンプル数分巡回シフトされる。この場合、周波数領域の２（＝Ｎ_{ＴｘＡｎｔ}＝Ｎ_ＣＳ）サブキャリアにおいてパイロット信号が直交多重される。

なお、先頭のOFDMシンボル（又は、先頭のシングルキャリアシンボルブロック）に多重される復調用パイロット信号に関しては、復調用パイロット信号を周波数領域でＮ_{ＴＸＡｎｔ}サブキャリア毎にFDM多重する場合、及び、復調用パイロット信号を、Ｎ_{ＴｘＡｎｔ}個の連続するサブキャリアにおいてアンテナ間でCDM多重する場合が考えられる。以上の説明のサブキャリアは、トーンと読み替えられてもよい。

図１３は、シングルキャリアDFT-spread OFDMにおけるCDMパイロット信号多重法の一例の説明に供する図である。図１３には、上記の第２の方法に対応する方法が示されている。また、ここでは、同一のルートインデックスのZadoff-Chu系列に異なる巡回シフトを与えて直交する位相雑音推定用のパイロット信号を生成する。また、Zadoff-Chu系列を仮定し、系列長をＮ_ＺＣで表す。パイロット信号出力部１２は、図１３に示す拡散系列生成部と、巡回シフト生成部とを有していてもよい。

拡散符号生成部は、Zadoff-Chu系列等の拡散符号を生成する。巡回シフト部は、拡散符号を拡散符号生成部から受け取り、この拡散符号を用いて、送信アンテナ数Ｎ_{ＴｘＡｎｔ}に相当する数である巡回シフト数と同じ数の巡回シフト系列を生成する。巡回シフト数をＮ_ＣＳとすると、巡回シフトインデックスの巡回シフト系列長（つまり、巡回シフト量）は、Ｎ_ΔＣＳ＝Ｎ_ＺＣ／Ｎ_ＣＳとなる。Ｎ_{ＴｘＡｎｔ}の値が大きくなるに従って巡回シフト数を大きくなると、異なる巡回シフト系列間のシフト量Ｎ_ΔＣＳ、つまり系列長は、短くなる。系列長Ｎ_ΔＣＳの時間は、マルチパスの最大遅延時間よりも長くする必要がある。マルチパスの遅延時間が巡回シフト量Ｎ_ΔＣＳよりも長くなってしまうと、異なる巡回シフトを用いる符号間の符号間干渉が生じてしまうためである。

＜パイロット配置パタンの例６＞
図１４は、パイロット配置パタンの例６の説明に供する図である。図１４に示すパイロット配置パタン６では、ＯＦＤＭ信号の全サブキャリアのうちでＮ_{Pilot_Freq}サブキャリア間隔の複数のパイロット配置サブキャリアに、パイロット信号が配置されている。

また、図１４に示すパイロット配置パタン６において、各パイロット配置サブキャリアでは、時間領域におけるＮ_{Pilot_Ｔｉｍｅ}個のリソースエレメント周期で、パイロット信号が配置されている。

また、図１４に示すパイロット配置パタン６において、隣接する各２つのパイロット配置サブキャリアでは、パイロット信号が配置されるリソースエレメントが時間領域で重ならないように、パイロット信号が配置されている。特に、図１４に示すパイロット配置パタン６では、隣接する各２つのパイロット配置サブキャリアのうちの周波数方向に並ぶ第１パイロット配置サブキャリア及び第２パイロット配置サブキャリアに関して、第２パイロット配置サブキャリアにおいてパイロットが配置される最初のリソースエレメントの時間領域の位置が、第１パイロット配置サブキャリアにおいてパイロットが配置される最初のリソースエレメントの時間領域の位置と時間領域で隣接するように、パイロット信号が配置されている。以上の説明のサブキャリアは、トーンと読み替えられてもよい。

＜パイロット配置パタンの例７＞
図１５，１６は、パイロット配置パタンの例７の説明に供する図である。図１５，１６に示すパイロット配置パタン７は、マルチアンテナ送信の場合のパイロット配置パタンの一例である。すなわち、無線送信装置１０が第１アンテナ（送信アンテナ♯０）及び第２アンテナ（送信アンテナ♯１）を含むＮ_{ＴＸＡｎｔ}（２以上の整数）個のアンテナを有していることを前提としている。図１５，１６では、特にＮ_{ＴＸＡｎｔ}＝２のケースが示されている。

図１５，１６に示すパイロット配置パタン７によれば、第１アンテナにて送信されるＯＦＤＭ信号では、上記のパイロット配置パタン６と同じパタンによって位相雑音推定用のパイロット信号が配置されている。また、パイロット配置パタン７によれば、第２アンテナにて送信されるＯＦＤＭ信号では、パイロット配置パタン６の複数のパイロット配置サブキャリアを１サブキャリアだけ周波数方向にずらした複数のパイロット配置サブキャリアに、パイロット配置パタン６と同じパタンによって位相雑音推定用のパイロット信号が配置されている。なお、第３アンテナ以降に関しては、１つ前のアンテナの複数のパイロット配置サブキャリアを１サブキャリアだけ周波数方向に順次ずらした複数のパイロット配置サブキャリアに、パイロット配置パタン６と同じパタンによって位相雑音推定用のパイロット信号を配置すればよい。すなわち、図１５，１６に示すパイロット配置パタン７によれば、異なる送信アンテナのパイロット信号はFDMで直交多重されている。Ｎ_{ＴｘＡｎｔ}（２以上の整数）個の送信アンテナから送信されるパイロット信号が直交する。このため、図１６に示すように、或るリソースエレメントに一の送信アンテナから送信されるパイロット信号が多重されている場合、他の送信アンテナから送信されるＯＦＤＭ信号のそのリソースエレメントではミューティングが行われる。以上の説明のサブキャリアは、トーンと読み替えられてもよい。

＜パイロット配置パタンの例８＞
図１７は、パイロット配置パタンの例８の説明に供する図である。図１７に示すパイロット配置パタン６は、マルチアンテナ送信の場合のパイロット配置パタンの一例である。すなわち、無線送信装置１０が第１アンテナ及び第２アンテナを含むＮ_{ＴＸＡｎｔ}（２以上の整数）個のアンテナを有していることを前提としている。図１７では、特にＮ_{ＴＸＡｎｔ}＝２のケースが示されている。図１７に示すパイロット配置パタン８では、ＯＦＤＭ信号の全サブキャリアのうちで、各セットがＮ_{ＴｘＡｎｔ}個の連続するサブキャリアを含み且つ隣合う各２つのセットの間隔がＮ_{Pilot_Freq}サブキャリアである、複数のパイロット配置サブキャリアセットに、位相雑音推定用のパイロット信号を配置されている。

また、図１７に示すパイロット配置パタン８によれば、各パイロット配置サブキャリアセットでは、時間領域におけるＮ_{Pilot_Ｔｉｍｅ}個のリソースエレメント周期でパイロット信号が配置されている。

また、図１７に示すパイロット配置パタン８によれば、隣接する各２つのパイロット配置サブキャリアセットでは、パイロット信号が配置されるリソースエレメントが時間領域で重ならないように、パイロット信号が配置されている。特に、図１７に示すパイロット配置パタン８において、各パイロット配置サブキャリアセットでは、各パイロット配置サブキャリアにおいてパイロット信号を配置するリソースエレメントが時間的に重なるように、パイロット信号が配置されている。そして、隣接する各２つのパイロット配置サブキャリアセットのうちの周波数方向に並ぶ第１パイロット配置サブキャリアセット及び第２パイロット配置サブキャリアセットに関して、第２パイロット配置サブキャリアセットにおいてパイロットが配置される最初のリソースエレメントの時間領域の位置が、第１パイロット配置サブキャリアセットにおいてパイロットが配置される最初のリソースエレメントの時間領域の位置と時間領域で隣接するように、パイロット信号が配置されている。

各送信アンテナから送信されるパイロット信号は、拡散され、そして、周波数領域のＮ_{ＴｘＡｎｔ}個の連続するサブキャリアにCDMによって直交多重される。すなわち、パイロット信号出力部１２は、各送信アンテナから送信されるパイロット信号を拡散し、拡散されたパイロット信号をＯＦＤＭ信号形成部１３に出力してもよい。CDM直交多重の方法としては、パイロット配置パタンの例５の説明における上述の２つの方法を用いることができる。

＜第２実施形態＞
第２実施形態は、無線受信装置の一例に関する。

＜無線受信装置の基本構成例＞
図１８は、第２実施形態における無線受信装置の基本構成の一例を示す図である。図１８において無線受信装置２０は、受信無線部２１と、信号処理部２２とを有している。信号処理部２２は、パイロットシンボルを用いる位相雑音推定・補償部２３と、高速フーリエ変換（離散フーリエ変換）部２４と、等化処理部２５と、判定帰還シンボルを用いる位相雑音推定・補償部２６と、誤り訂正復号部２７とを有している。

受信無線部２１は、無線受信装置２０のアンテナ（不図示）を介して受け取った受信無線信号に対して無線受信処理（ダウンコンバート、アナログディジタル変換等）を施して得られた受信信号（時間領域のＯＦＤＭ信号）を信号処理部２２に出力する。

位相雑音推定・補償部２３は、受信無線部２１から受信信号（時間領域のＯＦＤＭ信号）を受け取り、パイロット信号を用いて受信信号の位相雑音を推定し、補償する。

高速フーリエ変換（離散フーリエ変換）部２４は、位相雑音を補償した時間領域信号を周波数領域信号に変換する。

等化処理部２５は、周波数領域信号の各サブキャリア信号のチャネル応答を推定して、伝搬路の位相及び振幅の変動を補償する等化処理を行う。ＯＦＤＭの場合、等化処理部２５を、サブキャリア当たり1タップの等化器で実現できる。すなわち、等化処理部２５を、同期検波復調器で実現できる。さらに、等化処理部２５は、等化後のシンボルをデマッピングして誤り訂正復号前の硬判定ビットを再生する。等化処理部２５は、繰り返し処理の位相雑音補償後は、等化後のシンボルから各ビットの信頼度情報を生成する。

位相雑音推定・補償部２６は、硬判定ビットを再マッピングしてシンボルを生成し、チャネル応答の推定値を乗算後、IFFTにより時間領域信号に変換する。さらに、位相雑音推定・補償部２６は、受信信号と上記の時間領域信号から、残留位相雑音を推定し、補償する。従って、判定帰還シンボルを用いる位相雑音推定・補償部２６は、周波数領域信号を時間領域信号に変換するIFFTを含む。

誤り訂正復号部２７は、繰り返し処理の位相雑音補償後に、等化後のシンボルから各ビットの信頼度情報を受け取り、誤り訂正復号を行う。

図１９は、パイロットシンボルを用いる位相雑音推定・補償部の一例を示すブロック図である。図１９において位相雑音推定・補償部２３は、直交基底関数生成部（出力部）２３Ａと、重み係数生成部（重み生成部）２３Ｂと、位相雑音算出部２３Ｃと、乗算部２３Ｄとを有している。

時間領域のOFDMシンボル区間のサンプル数を、Ｎ_ＦＦＴで表す。そして、各サンプル位置における位相雑音を次の式で表す。この式において、Tは、転置を表す。

基底関数に、離散コサイン変換（DCT：Discrete Cosine Transform）を用いる場合を説明する。Ｎ_ＦＦＴ長のＤ個の基底関数を、

で表すと、ＤＣＴは、次の式（３）で表される。

式（３）において、０≦ｌ＜Ｎ_ＦＦＴ及び０≦ｉ＜Ｄが満たされる。

Ｖ^（Ｄ）＝［ｖ_０，ｖ_１，・・・，ｖ_Ｄ－１］に対して、次の式（４）を満たすように、重み係数γ（＝［γ_０，γ_１，・・・γ_Ｄ－１］^Ｔ）を定義する。

重み係数γは、平均2乗誤差最小(LS：Least Squares)規範により、次の式（５）によって求めることができる。

例えば、重み係数γは、時間領域で連続して多重されているパイロットシンボルを用いて推定される。例えば、上記のパイロット配置パタンの例１等で説明したＮ_{Pilot_ＳＰＡ}サブキャリア間隔の複数の第１パイロット配置サブキャリアに配置されたパイロット信号が、重み係数γの推定に用いられてもよい。また、上記のパイロット配置パタンの例６等では、ＯＦＤＭシンボルによって位相雑音推定用のパイロット信号が配置されているサブキャリアは異なるが、いずれのＯＦＤＭシンボルにも位相雑音推定用のパイロット信号が配置されている。このため、複数のサブキャリアの全体で見れば、パイロット信号が時間領域で連続して多重されている。このため、上記のパイロット配置パタンの例６等に関しては、これらのパイロット信号を重み係数γに用いることができる。

行列Ｗを、次の式（６）で定義する。

行列Ｗの行数は、FFTサンプル数に相当するサブキャリア数に対応し、列数は、基底関数の数に対応している。また、Λは、各サブキャリア位置に対応するチャネル係数を対角成分に有する対角行列を表す。

は、DFT行列を表す。また、Ｚは、受信信号のサンプル値を対角成分にマッピングした対角行列を表す。

式（５）により、重み係数γの推定値である、

は、LSアルゴリズムに基づいて、次の式（７）で求めることができる。

式（７）において、Ｗ_Ｐは、ＷからFDM多重した送信パイロットシンボルｓ_Ｐを多重したサブキャリア位置に対応する行を抽出した行列を表す。また、上付きの記号（・）^Ｈは、複素共役転置を表す。また、（・）^－１は、逆行列を表す。

重み係数生成部２３Ｂは、パイロット信号抽出部４１にて抽出されたパイロット信号を用いて、例えば式（７）に従って、重み係数γの推定値を算出する。

位相雑音算出部２３Ｃは、重み係数生成部２３Ｂにて算出された重み係数γの推定値と直交基底関数生成部２３Ａにて生成された基底関数とを用いて、式（４）に従って、位相雑音の推定値ｅ^－ｊΦを算出する。位相雑音の推定値ｅ^－ｊΦは、サンプル単位で算出されて、乗算部２３Ｄに出力される。

乗算部２３Ｄは、位相雑音の推定値ｅ^－ｊΦをサンプル単位で受信信号に乗算することにより、位相雑音を補償する。

なお、基底関数に、位相雑音の共分散行列の固有ベクトルを用いることもできる。位相雑音の複素表示を、ψ（ｔ）＝ｅ^{ｊΦ（ｔ）}で定義する。ψ（ｔ）の共分散ｒ_ψ（τ）は、次の式によって算出することができる。

OFDMシンボルのサンプル数（又は、シングルキャリアシンボルブロック内のシンボル）数をＮ_ＦＦＴとした場合の離散的なψ（ｔ）を次の式で表す。

ここで、Ｔ_Ｓをサンプリング間隔とすると、次の式が成り立つ。

位相雑音の共分散行列を次の式（８）で定義する。

共分散行列は、パイロットの変調位相及び変調振幅が既知のパイロット信号を用いて推定される。式（８）の共分散行列を、次の式（９）に示すように、固有値分解（特異値分解）する。

式（９）において、

は、固有値である。

は、固有ベクトルである。
これらの固有ベクトルを、基底関数とすればよい。

以上のように、式（７）の重み係数γの計算をOFDMシンボルのサンプル単位で計算し、式（４）より位相雑音を推定する方法であるため、シングルキャリアシンボルブロックのシンボル単位で同様の処理を行うことにより、シングルキャリアにも直接適用できる。

＜無線受信装置の構成例＞
図２０は、第２実施形態における無線受信装置の一例を示すブロック図である。図２０において無線受信装置２０は、ＦＦＴ部３１と、等化器（同期検波器）３２と、デマッピング部３３と、誤り訂正復号部３４とを有する。また、無線受信装置２０は、パイロット信号抽出部４１と、チャネル応答推定部４２と、シンボル推定値生成部４３と、パイロットシンボル生成部４４と、サブキャリアマッピング部４５と、乗算部４６と、ＩＦＦＴ部４７と、位相雑音補償信号生成部４８と、乗算部４９とを有している。ＦＦＴ部３１は、上記の高速フーリエ変換（離散フーリエ変換）部２４に対応する。等化器（同期検波器）３２と、デマッピング部３３とは、上記の等化処理部２５に対応する。また、誤り訂正復号部３４は、上記の誤り訂正復号部２７に対応する。また、パイロット信号抽出部４１と、チャネル応答推定部４２と、シンボル推定値生成部４３と、パイロットシンボル生成部４４と、サブキャリアマッピング部４５と、乗算部４６と、ＩＦＦＴ部４７と、位相雑音補償信号生成部４８と、乗算部４９とは、上記の位相雑音推定・補償部２６に対応する。

ＦＦＴ部３１は、パイロットシンボルを用いる位相雑音推定・補償部２３で位相雑音を補償した後の受信信号（時間領域のＯＦＤＭ信号（以下では、「第１の時間領域信号」と呼ぶことがある））を受け取り、受け取った第１の時間領域信号を周波数領域信号に変換する。

ここで、無線送信装置１０において、ＦＦＴ部３１の段数に相当する情報シンボルをブロック化してＯＦＤＭ信号を生成するケースを考える。情報シンボルｓ_ｋをＩＦＦＴ処理してＯＦＤＭ信号ｄ_ｎを生成する（０≦ｋ，ｎ≦Ｎ_ＦＦＴ－１）。ｄ_ｎは、次の式（１０）で表される。

このとき、ＦＦＴブロック内のサンプルタイミングnにおける受信信号ｒ_ｎは、次の式（１１）で表される。

式（１１）において、ｈ_ｌは、パスlにおけるチャネルインパルス応答である（０≦ｌ≦Ｌ－１）。また、Ｗ_ｎは、AWGN（Additive White Gaussian Noise）成分を表す。また、Φ_ｎは、残留位相雑音を表す。式（１１）において、ｒ_ｎの中でマルチパスフェージングを受けた情報シンボルの項を、ｙ_ｎで表す。すなわち、ｙ_ｎは、次の式で表される。

ＦＦＴ部３１は、受信信号ｒ_ｎをFFTにより周波数領域信号Ｒ_ｋに変換する。Ｒ_ｋは、次の式（１２）で表される。

式（１２）において、Ｈ_ｋ，ｐ_ｋ，Ｗ_ｋは、それぞれ、ｈ_ｎ，ｅ^ｊΦｎ，ｗ_ｎのＦＦＴ変換である。式（１１）、式（１２）にあるように、時間領域でランダム位相回転を与える位相雑音は、周波数領域ではサブキャリア間干渉（ICI）の畳込みで表される。

パイロット信号抽出部４１は、ＦＦＴ部３１で得られた周波数領域信号に含まれるパイロット信号を抽出する。

ＯＦＤＭの場合、等化器３２は、1タップの等化器で構成され、同期検波復調を行う。各サブキャリア位置のチャネル応答は、スロットの先頭のOFDMシンボル位置に多重した復調用パイロット信号を用いて推定する。あるいは、スロットの先頭のスロットの先頭のOFDMシンボル位置に多重した復調用パイロット信号に加えて、情報シンボル間に多重されたパイロット信号を用いてもよい。

デマッピング部３３は、同期検波後のシンボル系列の各シンボルをデマッピングし、送信ビットを再生する。位相雑音推定、補償に用いる場合は、デマッピング部３３は、硬判定ビットを生成する。デマッピング部３３は、誤り訂正復号部３５に対しては、各ビットが“１”、あるいは“０（－１）”になる確率の比の対数値である対数尤度比（ＬＬＲ）を生成する。
受信機がアンテナダイバーシチ受信を用いる場合には、複数のアンテナ、受信無線部、等化器（同期検波器）の出力信号を、同相(In-phase)成分、直交(Quadrature)成分、独立に加算する。

誤り訂正復号部３４は、デマッピング部３３で生成した各ビットが“１”、あるいは“０（－１）”になる確率の比の対数値である対数尤度比（ＬＬＲ）を入力して、誤り訂正復号処理を実行し、得られた復号ビットを出力する。

シンボル推定値生成部４３は、送信ビットの硬判定ビットをマッピングすることにより、情報シンボルの推定値である、

を生成する。ここで、上付きインデックスiは、繰り返しループ回数を表す。

サブキャリアマッピング部４５は、シンボル推定値生成部４３で得られた情報シンボルの推定値、及びパイロットシンボル生成部２６で生成されたパイロットシンボルをサブキャリアにマッピングする。パイロットシンボル系列は、基地局装置では既知であり、ユーザ端末は予め既知であるか、制御チャネルで基地局から事前に通知される。

チャネル応答推定部４２は、サブキャリアkにおけるチャネル応答の推定値である、

を推定する。

乗算部４６は、シンボル推定値生成部４３で生成されてサブキャリアｋにマッピングされた情報シンボルの推定値と、サブキャリアkにおけるチャネル応答の推定値とを、次の式のように乗算する。乗算部４６で得られる乗算結果は、周波数領域の「受信信号レプリカ」と呼ぶことができる。

ＩＦＦＴ部４７は、周波数領域の受信信号レプリカをＩＦＦＴ変換して、時間領域の受信信号レプリカ（以下では、「第２の時間領域信号」と呼ぶことがある）である、

に変換する。

位相雑音補償信号生成部４８は、受信信号と、時間領域の受信信号レプリカ（上記の「第２の時間領域信号」）とを用いて、位相雑音を推定し、前記推定された位相雑音の逆特性の位相雑音補償信号を出力する。

例えば、ループ回数iにおける判定帰還後の信号である、

は、次の式（１３）で表される。

式（１３）に示すように、

の復号誤りが少ない場合は、

となる。式（１３）に示すように、

には，雑音（ＡＷＧＮ）成分が含まれているため、平均化処理により、雑音成分を低減する。式（１３）で求めたループ回数iにおける信号

から、次の式（１４）を用いて、位相雑音の推定値である、

を求める。

式（１３）の各サンプルタイミングにおける位相雑音である、

には位相雑音以外の雑音成分が含まれているため、複数のサンプルタイミングにおける位相雑音の値を平均化することにより、雑音成分を抑圧する必要がある。一方、平均化窓幅を増大すると位相雑音の追従性が劣化してしまう。

平均化後の各サンプルタイミングにおける位相雑音を、

で表す。

を用いて、各サンプルタイミングにおける位相雑音の補償値である、

を、位相雑音補償信号生成部４８、算出して、乗算部４３に出力する。

乗算部４９は、上記の各サンプルタイミングにおける位相雑音の補償値を、残留位相雑音を含む受信信号である、

に乗算することにより、残留位相雑音を補償する。以上の処理を所定の回数繰り返す。繰り返し回数は、予め設定されていてもよい。又は、残留位相雑音を測定し、残留位相雑音が予め設定した値よりも小さくなった場合に、繰り返し処理が終了されてもよい。

＜第３実施形態＞
第３実施形態は、無線受信装置の他の一例に関する。具体的には、第２実施形態では、誤り訂正復号前（チャネル符号化復号前）の信号をデマッピングした硬判定ビットによりシンボル推定値を生成した一方で、第３実施形態では、誤り訂正復号後のビットからシンボル数推定値を生成する。なお、第３実施形態の無線受信装置の基本構成は、第２実施形態の無線受信装置２０の基本構成と同じである。

図２１は、第３実施形態における無線受信装置の一例を示すブロック図である。図２１において無線受信装置５０は、ＦＦＴ部３１と、等化器（同期検波器）３２と、デマッピング部３３と、誤り訂正復号部３４とを有する。また、無線受信装置５０は、パイロット信号抽出部４１と、チャネル応答推定部４２と、シンボル推定値生成部５１と、パイロットシンボル生成部４４と、サブキャリアマッピング部５２と、乗算部４６と、ＩＦＦＴ部４７と、位相雑音補償信号生成部４８と、乗算部４９とを有している。ＦＦＴ部３１は、上記の高速フーリエ変換（離散フーリエ変換）部２４に対応する。等化器（同期検波器）３２と、デマッピング部３３とは、上記の等化処理部２５に対応する。また、誤り訂正復号部３４は、上記の誤り訂正復号部２７に対応する。また、パイロット信号抽出部４１と、チャネル応答推定部４２と、シンボル推定値生成部５１と、サブキャリアマッピング部５２と、パイロットシンボル生成部４４と、乗算部４６と、ＩＦＦＴ部４７と、位相雑音補償信号生成部４８と、乗算部４９とは、上記の位相雑音推定・補償部２６に対応する。

無線受信装置５０におけるデマッピング部３３は、等化処理後の時間領域信号に含まれる情報シンボルをデマッピングして、各シンボルにおける各ビットが“１”，あるいは“０（－１）”になる確率の比の対数値である対数尤度比（LLR: Log-Likelihood Ratio）を計算する。

無線受信装置５０における誤り訂正復号部３４は、デマッピング部３３で得られた各シンボルにおける各ビットの信頼度情報LLRを入力して誤り訂正復号処理を実行する。そして、誤り訂正復号部３４は、得られた復号ビットを出力する。

例えば、誤り訂正復号部３４は、各ビットの対数尤度比をデインタリーブし、デインタリーブ後の対数尤度比を入力して誤り訂正復号処理を行い、信頼度が向上した各ビットの対数尤度比を硬判定することによって、送信ビットを再生する。あるいは、誤り訂正復号器出力の各ビットのLLRから、各ビットが“１”あるいは“0（-1）”になる確率を計算する。信号空間配置の各シンボル（信号点）の各ビットは独立であると仮定して、各ビットの“１”あるいは“0（-1）”になる確率からシンボルの確率を計算する。このようにして生成した軟判定シンボルを用いることもできる。

シンボル推定値生成部５１は、誤り訂正復号部３４にて再生された送信ビットの硬判定ビットをマッピングすることにより、情報シンボルの推定値を生成する。

サブキャリアマッピング部５２は、シンボル推定値生成部５１で得られた情報シンボルの推定値、及びパイロットシンボル生成部４４で生成されたパイロットシンボルをサブキャリアにマッピングする。

乗算部４６は、シンボル推定値生成部５１で生成されてサブキャリアｋにマッピングされた情報シンボルの推定値と、サブキャリアkにおけるチャネル応答の推定値とを、乗算する。

＜第４実施形態＞
第４実施形態は、無線受信装置の他の一例に関する。特に、第４実施形態は、シングルキャリアDFT-spread OFDMに対応する構成に関する。すなわち、第４実施形態の無線受信装置は、第２実施形態のマルチキャリアＯＦＤＭに対応する無線受信装置２０の構成と比べて、シングルキャリアDFT-spread OFDMに対応する構成を有している。なお、第４実施形態の無線受信装置の基本構成は、第２実施形態の無線受信装置２０の基本構成と同じである。

図２２は、第４実施形態における無線受信装置の一例を示すブロック図である。図２２において無線受信装置６０は、ＦＦＴ部３１と、等化器３２と、ＩＤＦＴ部６１と、デマッピング部６２と、誤り訂正復号部３４とを有する。また、無線受信装置６０は、パイロット信号抽出部４１と、チャネル応答推定部４２と、シンボル推定値生成部４３と、ＤＦＴ部６３と、パイロット信号生成部６４と、サブキャリアマッピング部４５と、乗算部４６と、ＩＦＦＴ部４７と、位相雑音補償信号生成部４８と、乗算部４９とを有している。ＦＦＴ部３１は、上記の高速フーリエ変換（離散フーリエ変換）部２４に対応する。等化器３２と、ＩＤＦＴ部６１と、デマッピング部６２とは、上記の等化処理部２５に対応する。また、誤り訂正復号部３４は、上記の誤り訂正復号部２７に対応する。パイロット信号抽出部４１と、チャネル応答推定部４２と、シンボル推定値生成部４３と、ＤＦＴ部６３と、パイロット信号生成部６４と、サブキャリアマッピング部４５と、乗算部４６と、ＩＦＦＴ部４７と、位相雑音補償信号生成部４８と、乗算部４９とは、上記の位相雑音推定・補償部２６に対応する。

無線受信装置６０における等化器３２は、ＦＦＴ部３１で得られた周波数領域信号に対して波形等化を実行する。通常、平均2乗誤差最小(MMSE: Minimum Mean Square Error)アルゴリズムに基づく等化重み係数を用いる。

ＩＤＦＴ部６１は、等化後の周波数領域信号を時間領域信号に変換する。

デマッピング部６２は、情報シンボル系列の各シンボルをデマッピングし、送信ビットを再生する。位相雑音推定、補償に用いる場合は、硬判定ビットを生成する。誤り訂正復号部３４に対しては、各ビットが“１”、あるいは“０（－１）”になる確率の比の対数値である対数尤度比（ＬＬＲ）を生成する。受信機がアンテナダイバーシチ受信を用いる場合には、複数のアンテナ、受信無線部、等化器（同期検波器）の出力信号を同相(In-phase)成分と直交(Quadrature)成分で独立に加算する．

シンボル推定値生成部４３は、送信ビットの硬判定ビットをマッピングすることにより、情報シンボルの推定値を生成する。

ＤＦＴ部６３は、シンボル推定値生成部４３にて生成された複数の情報シンボル推定値を周波数領域信号に変換する。

サブキャリアマッピング部４５は、ＤＦＴ部６３で得られた周波数領域信号をトーンにマッピングする。また、サブキャリアマッピング部４５は、パイロット信号生成部６４で生成されたパイロット信号を情報シンボルのトーン間のトーン位置に多重する。

図２３は、パイロット信号抽出部の一例を示すブロック図である。図２４は、パイロット信号抽出部の処理動作の一例の説明に供する図である。ここでは、図１３のZadoff-Chu系列の巡回シフトにより送信アンテナ固有の直交系列を用いてパイロット信号が送信された場合のパイロット信号系列の抽出について説明する。

図２３に示すように、パイロット信号抽出部４１は、サブキャリアデマッピング部４１Ａと、パイロット抽出処理部４１Ｂとを有している。

サブキャリアデマッピング部４１Ａは、ＦＦＴ部３１にて得られた周波数領域信号において情報シンボル間のトーンに多重されているパイロット信号を抽出する。

パイロット抽出処理部４１Ｂは、サブキャリアデマッピング部４１Ａにて抽出されたパイロット信号に、周波数領域のパイロット信号の巡回シフト系列の複素共役を乗算し、得られたＮ_ＣＳ個の信号を同相加算することにより（つまり、逆拡散することにより）、送信アンテナ固有のパイロット信号を生成（抽出）する。

ここで、離散フーリエ変換（高速フーリエ変換）により、時間領域のシフトは、周波数領域の位相回転処理に相当する。時間領域における巡回シフト数Ｎ_ＣＳに対して、周波数領域では、トーン毎に２π／Ｎ_ＣＳだけ位相シフトが生じる。従って、離散的にマッピングされたＮ_ＣＳ個のトーンの間で位相回転量が２πになるため、Ｎ_ＣＳ個のトーンの間での符号の相互相関は、ゼロになる。

チャネル応答推定部４２は、トーンkにおけるチャネル応答の推定値を推定する。

乗算部４６は、シンボル推定値生成部４３で生成されてトーンｋにマッピングされた情報シンボルの推定値と、トーンkにおけるチャネル応答の推定値とを、乗算する。

＜第５実施形態＞
第５実施形態は、無線受信装置の他の一例に関する。具体的には、第４実施形態では、誤り訂正復号前（チャネル符号化復号前）の信号をデマッピングした硬判定ビットによりシンボル推定値を生成した一方で、第５実施形態では、誤り訂正復号後のビットからシンボル数推定値を生成する。なお、第５実施形態の無線受信装置の基本構成は、第２実施形態の無線受信装置２０の基本構成と同じである。

図２５は、第５実施形態における無線受信装置の一例を示すブロック図である。図２５において無線受信装置７０は、ＦＦＴ部３１と、等化器３２と、ＩＤＦＴ部６１と、デマッピング部６２と、誤り訂正復号部３４とを有する。また、無線受信装置７０は、パイロット信号抽出部４１と、チャネル応答推定部４２と、シンボル推定値生成部５１と、ＤＦＴ部６３と、パイロット信号生成部６４と、サブキャリアマッピング部４５と、乗算部４６と、ＩＦＦＴ部４７と、位相雑音補償信号生成部４８と、乗算部４９とを有している。ＦＦＴ部３１は、上記の高速フーリエ変換（離散フーリエ変換）部２４に対応する。等化器３２と、ＩＤＦＴ部６１と、デマッピング部６２とは、上記の等化処理部２５に対応する。また、誤り訂正復号部３４は、上記の誤り訂正復号部２７に対応する。パイロット信号抽出部４１と、チャネル応答推定部４２と、シンボル推定値生成部５１と、ＤＦＴ部６３と、パイロット信号生成部６４と、サブキャリアマッピング部４５と、乗算部４６と、ＩＦＦＴ部４７と、位相雑音補償信号生成部４８と、乗算部４９とは、上記の位相雑音推定・補償部２６に対応する。

無線受信装置７０におけるデマッピング部６２は、等化処理後の時間領域信号に含まれる情報シンボルをデマッピングして、各シンボルにおける各ビットが“１”、あるいは“０（－１）”になる確率の比の対数値である対数尤度比（LLR: Log-Likelihood Ratio）を生成する。

無線受信装置７０における誤り訂正復号部３４は、デマッピング部６２で得られた各シンボルにおける各ビットが“１”，あるいは“０（－１）”になる確率の比の対数値である対数尤度比（LLR: Log-Likelihood Ratio）を入力して，誤り訂正復号を行う。そして、誤り訂正復号後の信頼度が向上したLLRを出力する。

無線受信装置７０におけるシンボル推定値生成部５１は、誤り訂正復号部３４にてから出力される対数尤度比(LLR)を硬判定したビットをマッピングすることにより、情報シンボルの推定値を生成する。

無線受信装置７０におけるＤＦＴ部６３は、シンボル推定値生成部５１にて生成された複数の情報シンボル推定値を周波数領域信号に変換する。

無線受信装置７０におけるサブキャリアマッピング部４５は、ＤＦＴ部６３で得られた周波数領域信号、及びパイロット信号生成部６４で生成されたパイロット信号をそれぞれのトーン位置にマッピングする。

乗算部４６は、シンボル推定値生成部５１で生成されてトーンｋにマッピングされた情報シンボルの推定値と、トーンkにおけるチャネル応答の推定値とを、乗算する。

＜第６実施形態＞
第６実施形態は、第２実施形態から第５実施形態において説明した位相雑音補償信号生成部４８における平均化処理の一例に関する。

図２６は、位相雑音補償信号生成部における平均化処理の一例の説明に供する図である。この平均化処理は、サンプル単位の処理であるため、OFDM及びDFT-spread OFDMの双方に適用できる。

をブロック平均化した信号のt番目（１≦ｔ≦Ｎ_ＦＦＴ／Ｎ_ＷＤ）の位相である

は、次の式（１５）によって表される。

式（１５）においてＮ_ＷＤは、平均化窓幅（平均化サンプル数）を示す。Ｎ_ＷＤの大きさは外部雑音（ＡＷＧＮ）の低減効果（抑圧効果）と位相雑音推定の追従性とのトレードオフの関係にある。すなわち、Ｎ_ＷＤを大きくすると雑音成分の抑圧効果は向上するものの、位相雑音推定の追従性は劣化する。

連続する平均化窓の中心位置における位相雑音の推定値である、

を線形補間、２次補間、又は、高次関数による補間を実行して、その間のサンプルタイミングにおける位相雑音である、

を推定する。

例えば、位相雑音補償信号生成部（第２の位相雑音補償処理部）４８は、ＦＦＴブロックに対応するＯＦＤＭシンボルのＮ_ＦＦＴ個のサンプルをＮ_Ｂｌｋ個のブロックに分割した各ブロックのＮ_ＦＦＴ／Ｎ_Ｂｌｋ個のサンプルの位相雑音推定値を、同相成分と直交成分とで独立に平均する。そして、位相雑音補償信号生成部（第２の位相雑音補償処理部）４８は、得られたＮ_Ｂｌｋ個のブロックの位相雑音推定値の平均値を、線形補間、２次補間、又は、高次関数を用いた補間によって補間することによって、各サンプル点における位相雑音を推定する。

＜第７実施形態＞
第７実施形態は、第２実施形態から第５実施形態において説明した位相雑音補償信号生成部４８における平均化処理の他の一例に関する。以下ではOFDMの場合を説明するが、シングルキャリアのDFT-spread OFDMの場合も同様の手順で実現可能である。

サンプリングタイミングnにおける位相雑音の１サンプル前の位相雑音との相対的な位相シフトを、

で表す。

受信信号と、チャネル応答及び位相雑音を考慮したシンボル推定値との誤差信号ｅ_ｎは、次の式（１６）によって表される。

位相雑音補償処理部（第２の位相雑音補償処理部）４９は、次の式（１７）に示すように、LMSアルゴリズムを用いて相対的な位相シフトψ_ｎを更新する。

なお、式（１７）においてμ_ψは、ステップサイズを表す。

＜第８実施形態＞
第８実施形態は、無線受信装置の他の一例に関する。特に、第８実施形態の無線受信装置は、ＯＦＤＭを用いた場合の位相ロックループ（ＰＬＬ: Phase Locked Loop）を用いる位相雑音推定及び位相雑音補償に関する。なお、第８実施形態の無線受信装置の基本構成は、第２実施形態の無線受信装置２０の基本構成と同じである。

図２７は、第８実施形態における無線受信装置の一例を示すブロック図である。図２７において無線受信装置８０は、ＦＦＴ部３１と、等化器（同期検波器）３２と、デマッピング部３３と、誤路訂正復号部３４とを有する。また、無線受信装置８０は、ビットマッピング部８１と、位相検出器（ＰＤ: Phase Detector）８２と、ループフィルタ８３と、位相雑音補償処理部（第２の位相雑音補償処理部）８４と、スイッチ８５とを有している。ＦＦＴ部３１は、上記の高速フーリエ変換（離散フーリエ変換）部２４に対応する。等化器（同期検波器）３２と、デマッピング部３３とは、上記の等化処理部２５に対応する。また、誤り訂正復号部３４は、上記の誤り訂正復号部２７に対応する。また、ビットマッピング部８１と、位相検出器（ＰＤ）８２と、ループフィルタ８３と、位相雑音補償処理部（第２の位相雑音補償処理部）８４とは、上記の位相雑音推定・補償部２６に対応する。

無線受信装置８０におけるデマッピング部３３は、スイッチ８５によって等化器（同期検波器）３２とデマッピング部３３とが接続されているとき、等化処理後の時間領域信号に含まれる情報シンボルをデマッピングして、各シンボルにおける各ビットの信頼度情報（つまり、対数尤度比（LLR：Log-Likelihood Ratio））を計算する。また、デマッピング部３３は、スイッチ８５によって位相雑音補償処理部８４とデマッピング部３３とが接続されているとき、補償処理後の時間領域信号に含まれる情報シンボルをデマッピングして、各シンボルにおける各ビットの信頼度情報を計算する。

無線受信装置８０における誤り訂正復号部３４は、デマッピング部３３で得られた各シンボルにおける各ビットの信頼度情報（ＬＬＲ）を入力して誤り訂正復号処理を実行する。そして、誤り訂正復号部３４は、信頼度が向上した各ビットの対数尤度比（ＬＬＲ）を出力する。

ビットマッピング部８１は、誤り訂正復号部３４の出力の対数尤度比（ＬＬＲ）を硬判定したビットを再マッピングすることにより、情報シンボルの推定値を生成する。

位相検出器（ＰＤ）８２は、位相雑音補償処理部８４が着目する情報シンボルに対して位相雑音に起因する位相変動を補償した信号と、基準信号（ビットマッピング部８１にて生成された情報シンボルの推定値が基準信号として用いられる）との位相差を検出する。

位相検出器（ＰＤ）８２出力の位相差信号には雑音（ＡＷＧＮ）成分が含まれているため、ループフィルタ８３は、位相検出器（ＰＤ）８２の出力の位相差信号を平均化することにより、雑音に起因する位相変動を抑圧して、残留位相雑音の推定値を生成する。

位相雑音補償処理部８４は、ループフィルタ８３の出力の残留位相雑音の推定値の複素共役を等化器（同期検波器）３２の出力信号に乗算することにより、残留位相雑音を補償する。スイッチ８５によって位相雑音補償処理部８４とデマッピング部３３とが接続されている状態で、このＰＬＬの繰り返し処理を行うことにより、残留位相雑音を低いレベルに抑圧できる。

なお、等化器３２の後に、ＩＤＦＴを挿入することによって、DFT-spread OFDMに適用可能な無線受信装置を実現することができる。

＜第９実施形態＞
第９実施形態は、無線受信装置の他の一例に関する。なお、第９実施形態の無線受信装置の基本構成は、第２実施形態の無線受信装置２０の基本構成と同じである。

図２８は、第９実施形態におけるＯＦＤＭを用いた場合の無線受信装置の一例を示すブロック図である。図２８において無線受信装置９０は、ＦＦＴ部３１と、等化器（同期検波器）３２と、デマッピング部３３と、誤り訂正復号部３４とを有する。また、無線受信装置９０は、パイロット信号抽出部４１と、チャネル応答推定部４２と、共通位相誤差補償部９１と、デマッピング部９２と、シンボル推定部９３と、キャリア間干渉（ＩＣＩ：Inter-Carrier Interference）推定部９４と、キャリア間干渉（ＩＣＩ）補償部９５とを有している。ＦＦＴ部３１は、上記の高速フーリエ変換（離散フーリエ変換）部２４に対応する。等化器（同期検波器）３２と、デマッピング部３３とは、上記の等化処理部２５に対応する。また、誤り訂正復号部３４は、上記の誤り訂正復号部２７に対応する。パイロット信号抽出部４１と、チャネル応答推定部４２と、共通位相誤差補償部９１と、デマッピング部９２と、シンボル推定部９３と、キャリア間干渉推定部９４と、キャリア間干渉補償部９５とは、上記の位相雑音推定・補償部２６に対応する。

ここで、上記の通り、位相雑音は時間領域の送信信号あるいは受信信号にランダム位相回転を与えるため、周波数領域では全てのサブキャリアで共通の位相誤差（位相回転）（CPE: Common Phase Error）、及びサブキャリア間で異なるサブキャリア間干渉を与える。サブキャリア間干渉は簡単にキャリア間干渉(ICI: Inter-Carrier Interference)と呼ばれている。従って、ＯＦＤＭのＦＦＴ処理後の各サブキャリア信号に対して、等化（同期検波）後のシンボルのCPEを補償する。CPE補償後のシンボルをデマッピングした後、シンボル推定値を生成し、各サブキャリア位置の受信シンボル、シンボル推定値、及びチャネル応答の推定値と、平均2乗誤差最小(MMSE: Minimum Mean Square Error)規範の重み係数とから、キャリア間干渉(ICI)を推定し、各シンボルからICIを除去（補償）する。

マルチパスフェージングを受けた時間領域のブロック単位の受信信号は、次の式（１８）で表される。

式（１８）において、ｘ_ｎは、パイロット信号あるいは情報シンボルを表す。また、ｈ_ｎは、チャネルインパルス応答を表す。また、ｗ_ｎは、背景雑音成分を表す。背景雑音成分を考慮しない場合の受信信号ｒは、次のように表される。

ここで、

はベクトルの巡回畳込み(Circular convolution)を表す。
また、

である。

受信信号ｒ_ｎの周波数領域信号Ｒ_ｋ（ｋ＝０，１，・・・，Ｎ_ＦＦＴ－１）は、非特許文献９に開示されているように、次の式（１９）によって表される。

式（１９）において、Ｘ_ｋ，Ｈ_ｋ，η_ｋは、それぞれ、サブキャリアkにおける、情報シンボル、チャネル応答、及び背景雑音成分を表す。Ｊ_ｋは、式（２０）に示すように、時間領域の位相雑音

を離散フーリエ変換した周波数領域信号を表す。

式（２０）において、特に、ゼロ周波数成分Ｊ_０は、次の式（２１）のように表わすことができる。

式（２１）において、Φ_０は、ブロック間の平均の位相偏移を表す。また、Δφ_ｎは、サンプル点におけるΦ_０からの位相偏移を表す。Δφ_ｎは非常に小さな値であるため、式（２１）の近似が成り立つ。ゼロ周波数成分Ｊ_０は、全てのサブキャリア位置で共通の位相回転であるため、Common Phase Error（CPE）と呼ばれ、容易に推定できる。また、式（１９）の右辺第２項は、サブキャリア位置に応じて異なるサブキャリア間干渉（ＩＣＩ）である。式（１９）に示したように、時間領域における位相雑音に起因する位相変動は、周波数領域では、CPEと各サブキャリア位置で異なるキャリア間干渉（ＩＣＩ）とになる。キャリア間干渉Ｊ_ｋは、全てのkについて推定することは演算量が増大するため、ある特定のk次のキャリア間干渉まで推定し、補償する。

式（１９）に示したε_ｋは、補償しない残留のＩＣＩの項と外部雑音との和であり、平均０であり、分散が

である、ガウス雑音でモデル化される。パイロット信号を用いて、次の式（２２）に示すように、平均2乗誤差最小規範によって、Ｊ_０を求める。

式（２２）において、Ｘ_ｋ及びＲ_ｋは、それぞれ、パイロットシンボルの複素信号と、それに対する受信信号の周波数領域信号である。

式（２２）から、

は、次の式（２３）によって表される。

図２８に示した無線受信装置９０の共通位相誤差補償部９１は、例えば、パイロット信号を用いて、式（２３）に従って、ＣＰＥ（Common Phase Error）を推定する。

式（２３）によって推定したＣＰＥを用いて、MMSEの等化ウエイトは、次の式（２４）で与えられる。

式（２４）において、

である。Ｅ_ｘは、希望波信号の１シンボル当たりの信号電力である。また、

である。

式（２３）によって推定したＣＰＥを用いて、最大比合成(MRC：Maximal Ratio Combining)ウエイトは、次の式（２５）によって与えられる。

チャネル応答推定部４２は、サブキャリアkにおけるチャネル応答の推定値を推定し、共通位相誤差補償部９１およびＩＣＩ推定部９４に出力する。

共通位相誤差補償部９１は、例えば、式（２５）に従って算出される等化重み係数を、周波数領域の受信信号（周波数領域のＯＦＤＭ信号）に乗算することによって、ＣＰＥを補償する。

デマッピング部９２は、CPEを補償したシンボル系列の各シンボルをデマッピングし、送信ビットを再生する。

シンボル推定部９３は、送信ビットの硬判定ビットを再マッピングすることにより、情報シンボルの推定値を生成する。

前述のように位相雑音は、周波数領域では複数のサブキャリアに干渉を与えるサブキャリア間干渉（ＩＣＩ）を生じる。続いて、受信信号のFFT処理後の各シンボル、各シンボルの推定値、及び各シンボル位置のチャネル応答の推定値を用いて、キャリア間干渉(ICI)を推定する。実際のシステムでは、２次程度のＩＣＩを補償すれば、時変の位相雑音の変動に近接する位相雑音の推定精度が得られる。
サブキャリアインデックスｌである

のサブセットを、

として定義する。

サブキャリアのサブセットＬに対する周波数領域の受信信号Ｒを、

で表す。

は、次の式（２６）で表すことができる。

式（２６）において、

である。また、Ｊ_ｋは、位相雑音の周波数スペクトル成分である。また、

は、ＩＣＩである。また、η_ｋは、雑音成分である。

式（２６）を行列標記して、

と記すと、平均2乗誤差最小（MMSE）となるＪの推定値は、次の式（２７）によって、

で求めることができる。

ここで、補償しない高次の残留キャリア間干渉及び背景雑音の和であるεの成分は、

である。

行列Ｍは、次の式（２８）によって求めることができる。

式（２８）において、

は、Ｊの相関行列である。

は、εの相関行列である。
これらは、パイロット信号、あるいは着目するFFTブロックの前のFFTブロックの情報シンボルを用いて判定帰還処理により求めることができる。

キャリア間干渉推定部９４は、例えば式（２７）及び式（２８）を用いて、キャリア間干渉の推定値を算出する。

キャリア間干渉補償部９５は、キャリア間干渉推定部９４にて推定したキャリア間干渉を、ＦＦＴ部３１の出力信号の各シンボルから差し引くことによりキャリア干渉を補償したシンボルを生成する。

＜第１０実施形態＞
第１０実施形態は、無線受信装置の他の一例に関する。具体的には、第９実施形態では、誤り訂正復号前（チャネル符号化復号前）の信号をデマッピングした硬判定ビットによりシンボル推定値を生成した一方で、第１０実施形態では、誤り訂正復号後の復号ビットからシンボル数推定値を生成する。なお、第１０実施形態の無線受信装置の基本構成は、第２実施形態の無線受信装置２０の基本構成と同じである。

図２９は、第１０実施形態における無線受信装置の一例を示すブロック図である。図２９において無線受信装置１００は、ＦＦＴ部３１と、等化器（同期検波器）３２と、デマッピング部３３と、誤り訂正復号部３４とを有する。また、無線受信装置１００は、パイロット信号抽出部４１と、チャネル応答推定部４２と、共通位相誤差補償部９１と、デマッピング部９２と、誤り訂正復号部１０１と、シンボル推定部９３と、キャリア間干渉生成部９４と、キャリア間干渉補償部９５とを有している。ＦＦＴ部３１は、上記の高速フーリエ変換（離散フーリエ変換）部２４に対応する。等化器（同期検波器）３２と、デマッピング部３３とは、上記の等化処理部２５に対応する。また、誤り訂正復号部３４は、上記の誤り訂正復号部２７に対応する。パイロット信号抽出部４１と、チャネル応答推定部４２と、共通位相誤差補償部９１と、デマッピング部９２と、誤り訂正復号部１０１と、シンボル推定部９３と、キャリア間干渉生成部９４と、キャリア間干渉補償部９５とは、上記の位相雑音推定・補償部２６に対応する。

無線受信装置１００におけるデマッピング部９２は、共通位相誤差(CPE)補償後のシンボルをデマッピングして、各シンボルにおける各ビットが“１”，あるいは“０（－１）”になる確率の比の対数値である対数尤度比（LLR: Log-Likelihood Ratio）を計算する。

無線受信装置１００における誤り訂正復号部１０１は、デマッピング部９２で得られた各シンボルにおける各ビットの対数尤度比をデインタリーブした後、入力して誤り訂正復号を行う。そして、誤り訂正復号部１０１は、信頼度が向上した復号ビットを出力する。

無線受信装置１００におけるシンボル推定部９３は、誤り訂正復号部１０１にて再生された送信ビットの硬判定ビットをマッピングすることにより、情報シンボルの推定値を生成する。

＜第１１実施形態＞
第１１実施形態は、無線受信装置の他の一例に関する。特に、第１１実施形態は、シングルキャリアDFT-spread OFDMに対応する構成に関する。すなわち、第１１実施形態の無線受信装置は、第９実施形態のマルチキャリアＯＦＤＭに対応する無線受信装置９０の構成と比べて、シングルキャリアDFT-spread OFDMに対応する構成を有している。なお、第１１実施形態の無線受信装置の基本構成は、第２実施形態の無線受信装置２０の基本構成と同じである。

図３０は、第１１実施形態における無線受信装置の一例を示すブロック図である。図３０において無線受信装置１１０は、ＦＦＴ部３１と、等化器３２と、ＩＤＦＴ部６１と、デマッピング部６２と、誤り訂正復号部３４とを有する。また、無線受信装置１１０は、パイロット信号抽出部４１と、チャネル応答推定部４２と、周波数領域等化器(FDE)１１１と、共通位相誤差補償部９１と、ＩＤＦＴ部１１２と、デマッピング部９２と、シンボル推定部９３と、ＤＦＴ部１１３と、キャリア間干渉生成部９４と、キャリア間干渉補償部９５とを有している。ＦＦＴ部３１は、上記の高速フーリエ変換（離散フーリエ変換）部２４に対応する。周波数領域(FDE)等化器３２と、ＩＤＦＴ部６１と、デマッピング部６２とは、上記の等化処理部２５に対応する。また、誤り訂正復号部３４は、上記の誤り訂正復号部２７に対応する。パイロット信号抽出部４１と、チャネル応答推定部４２と、周波数領域(FDE)等化器１１１と、共通位相誤差補償部９１と、ＩＤＦＴ部１１２と、デマッピング部９２と、シンボル推定部９３と、ＤＦＴ部１１３と、キャリア間干渉生成部９４と、キャリア間干渉補償部９５とは、上記の位相雑音推定・補償部２６に対応する。

無線受信装置１１０において周波数領域等化器(FDE)１１１と、共通位相誤差補償部９１とは、例えば、式（２４）に従って算出される等化重み係数を、周波数領域のシングルキャリアの受信信号に乗算することによって、等化する。伝搬路の振幅変動及び位相変動を補償する等化処理とＣＰＥの補償とを同時に行う。

無線受信装置１１０においてＩＤＦＴ部１１２は、等化及びCPE補償の後の周波数領域信号を時間領域信号（シングルキャリアのシンボル列）に変換する。

デマッピング部９２は、シングルキャリアの各シンボルをデマッピングし、送信ビットを再生する。

シンボル推定部９３は、硬判定ビットを再マッピングすることにより、情報シンボルの推定値を生成する。

ＤＦＴ部１１３は、シンボル推定部９３にて生成された複数の情報シンボル推定値を周波数領域信号に変換する。

＜第１２実施形態＞
第１２実施形態は、無線受信装置の他の一例に関する。具体的には、第１１実施形態では、誤り訂正復号前（チャネル符号化復号前）のシンボルをデマッピングした硬判定ビットによりシンボル推定値を生成した一方で、第１２実施形態では、誤り訂正復号後のビットからシンボル数推定値を生成する。なお、第１２実施形態の無線受信装置の基本構成は、第２実施形態の無線受信装置２０の基本構成と同じである。

図３１は、第１２実施形態における無線受信装置の一例を示すブロック図である。図３１において無線受信装置１２０は、ＦＦＴ部３１と、周波数領域等化器３２と、ＩＤＦＴ部６１と、デマッピング部６２と、誤り訂正復号部３４とを有する。また、無線受信装置１２０は、パイロット信号抽出部４１と、チャネル応答推定部４２と、周波数領域等化器１１１と、共通位相誤差補償部９１と、ＩＤＦＴ部１１２と、デマッピング部９２と、誤り訂正復号部１０１と、シンボル推定部９３と、ＤＦＴ部１１３と、キャリア間干渉生成部９４と、キャリア間干渉補償部９５とを有している。ＦＦＴ部３１は、上記の高速フーリエ変換（離散フーリエ変換）部２４に対応する。周波数領域等化器３２と、ＩＤＦＴ部６１と、デマッピング部６２とは、上記の等化処理部２５に対応する。また、誤り訂正復号部３４は、上記の誤り訂正復号部２７に対応する。パイロット信号抽出部４１と、チャネル応答推定部４２と、周波数領域等化器１１１と、共通位相誤差補償部９１と、ＩＤＦＴ部１１２と、デマッピング部９２と、誤り訂正復号部１０１と、シンボル推定部９３と、ＤＦＴ部１１３と、キャリア間干渉生成部９４と、キャリア間干渉補償部９５とは、上記の位相雑音推定・補償部２６に対応する。

無線受信装置１２０においてＩＤＦＴ部１１２は、等化及び共通位相誤差(CPE)補償の後の周波数領域信号を時間領域のシングルキャリア信号に変換する。

マッピング部９２は、等化及び共通位相誤差(CPE)補償の後の時間領域の情報シンボルをデマッピングして、各シンボルにおける各ビットが“１”，あるいは“０（－１）”になる確率の比の対数値である対数尤度比（LLR: Log-Likelihood Ratio）を計算する。

誤り訂正復号部１０１は、デマッピング部９２で得られた各シンボルにおける各ビットの対数尤度比をデインタリーブ後に入力して誤り訂正復号を行う。そして、誤り訂正復号部１０１は、信頼度が向上した復号ビットを出力する。

シンボル推定部９３は、誤り訂正復号部１０１にて再生された送信ビットの硬判定ビットをマッピングすることにより、情報シンボルの推定値を生成する。

ＤＦＴ部１１３は、シンボル推定部９３にて生成されたシングルキャリアの情報シンボル推定値を周波数領域信号に変換する。

＜他の実施形態＞
図３２は、無線送信装置のハードウェア構成例を示す図である。図３２において無線送信装置２００は、通信回路２０１と、プロセッサ２０２と、メモリ２０３とを有している。プロセッサ２０２は、例えば、マイクロプロセッサ、MPU（Micro Processing Unit）、又はCPU（Central Processing Unit）であってもよい。プロセッサ２０２は、複数のプロセッサを含んでもよい。メモリ２０３は、揮発性メモリ及び不揮発性メモリの組み合わせによって構成される。メモリ２０３は、プロセッサ２０２から離れて配置されたストレージを含んでもよい。この場合、プロセッサ２０２は、図示されていないI (input)/O (output)インタフェースを介してメモリ２０３にアクセスしてもよい。

第１実施形態の無線送信装置１０は、図３２に示したハードウェア構成を有することができる。第１実施形態の無線送信装置１０の情報シンボル出力部１１と、パイロット信号出力部１２と、ＯＦＤＭ信号形成部１３とは、プロセッサ２０２がメモリ２０３に記憶されたプログラムを読み込んで実行することにより実現されてもよい。送信無線部１４は、通信回路２０１によって実現されてもよい。プログラムは、様々なタイプの非一時的なコンピュータ可読媒体（non-transitory computer readable medium）を用いて格納され、無線送信装置１０に供給することができる。非一時的なコンピュータ可読媒体の例は、磁気記録媒体（例えばフレキシブルディスク、磁気テープ、ハードディスクドライブ）、光磁気記録媒体（例えば光磁気ディスク）を含む。さらに、非一時的なコンピュータ可読媒体の例は、ＣＤ－ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＣＤ－Ｒ、ＣＤ－Ｒ／Ｗを含む。さらに、非一時的なコンピュータ可読媒体の例は、半導体メモリを含む。半導体メモリは、例えば、マスクＲＯＭ、ＰＲＯＭ（Programmable ROM）、ＥＰＲＯＭ（Erasable PROM）、フラッシュＲＯＭ、ＲＡＭ（Random Access Memory）を含む。また、プログラムは、様々なタイプの一時的なコンピュータ可読媒体（transitory computer readable medium）によって無線送信装置１０に供給されてもよい。一時的なコンピュータ可読媒体の例は、電気信号、光信号、及び電磁波を含む。一時的なコンピュータ可読媒体は、電線及び光ファイバ等の有線通信路、又は無線通信路を介して、プログラムを無線送信装置１０に供給できる。

図３３は、無線受信装置のハードウェア構成例を示す図である。図３３において無線受信装置３００は、通信回路３０１と、プロセッサ３０２と、メモリ３０３とを有している。プロセッサ３０２は、例えば、マイクロプロセッサ、MPU（Micro Processing Unit）、又はCPU（Central Processing Unit）であってもよい。プロセッサ３０２は、複数のプロセッサを含んでもよい。メモリ３０３は、揮発性メモリ及び不揮発性メモリの組み合わせによって構成される。メモリ３０３は、プロセッサ３０２から離れて配置されたストレージを含んでもよい。この場合、プロセッサ３０２は、図示されていないI (input)/O (output)インタフェースを介してメモリ３０３にアクセスしてもよい。

第２実施形態から第１２実施形態の無線受信装置２０，５０，６０，７０，８０，９０，１００，１１０，１２０は、それぞれ、図３３に示したハードウェア構成を有することができる。第２実施形態から第１２実施形態の無線受信装置２０，５０，６０，７０，８０，９０，１００，１１０，１２０の信号処理部２２は、プロセッサ３０２がメモリ３０３に記憶されたプログラムを読み込んで実行することにより実現されてもよい。受信無線部２１は、通信回路３０１によって実現されてもよい。プログラムは、様々なタイプの非一時的なコンピュータ可読媒体（non-transitory computer readable medium）を用いて格納され、無線受信装置２０，５０，６０，７０，８０，９０，１００，１１０，１２０に供給することができる。非一時的なコンピュータ可読媒体の例は、磁気記録媒体（例えばフレキシブルディスク、磁気テープ、ハードディスクドライブ）、光磁気記録媒体（例えば光磁気ディスク）を含む。さらに、非一時的なコンピュータ可読媒体の例は、ＣＤ－ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＣＤ－Ｒ、ＣＤ－Ｒ／Ｗを含む。さらに、非一時的なコンピュータ可読媒体の例は、半導体メモリを含む。半導体メモリは、例えば、マスクＲＯＭ、ＰＲＯＭ（Programmable ROM）、ＥＰＲＯＭ（Erasable PROM）、フラッシュＲＯＭ、ＲＡＭ（Random Access Memory）を含む。また、プログラムは、様々なタイプの一時的なコンピュータ可読媒体（transitory computer readable medium）によって無線受信装置２０，５０，６０，７０，８０，９０，１００，１１０，１２０に供給されてもよい。一時的なコンピュータ可読媒体の例は、電気信号、光信号、及び電磁波を含む。一時的なコンピュータ可読媒体は、電線及び光ファイバ等の有線通信路、又は無線通信路を介して、プログラムを無線受信装置２０，５０，６０，７０，８０，９０，１００，１１０，１２０に供給できる。

以上、実施の形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記によって限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。

上記の実施形態の一部又は全部は、以下の付記のようにも記載されうるが、以下には限られない。
（付記１）
パイロット信号を含むＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を形成する信号形成部と、
前記形成されたＯＦＤＭ信号から無線信号を形成する送信無線部と、
を具備し、
前記信号形成部は、
前記ＯＦＤＭ信号の全サブキャリアのうちでＮ_{Pilot_Freq}サブキャリア間隔の複数のパイロット配置サブキャリアに前記パイロット信号を配置し、
前記複数のパイロット配置サブキャリアのうちでＮ_{Pilot_ＳＰＡ}サブキャリア間隔の複数の第１パイロット配置サブキャリアでは、各リソースエレメントがサブキャリアとＯＦＤＭシンボルとの組み合わせによって定義される全てのリソースエレメントに前記パイロット信号を配置し、
前記複数のパイロット配置サブキャリアのうちで前記複数の第１パイロット配置サブキャリアを除く複数の第２パイロット配置サブキャリアでは、時間領域におけるＮ_{Pilot_Ｔｉｍｅ}個のリソースエレメント周期で前記パイロット信号を配置する、
パイロット配置パタンによって、前記パイロット信号を配置する、
無線送信装置。
（付記２）
前記ＯＦＤＭ信号は、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transformation）拡散ＯＦＤＭ信号であり、
前記信号形成部は、
時間領域のパイロットシンボルをブロック化したパイロットシンボルブロックを離散フーリエ変換によって周波数領域信号に変換する変換部と、
前記周波数領域信号を前記パイロット配置サブキャリアにマッピングするマッピング部と、
前記マッピングされた周波数領域信号を逆離散フーリエ変換によって時間領域信号に変換する逆変換部と、
を具備する、
付記１記載の無線送信装置。
（付記３）
前記無線送信装置は、第１アンテナ及び第２アンテナを含む複数のアンテナを具備し、
前記信号形成部は、
前記第１アンテナにて送信されるＯＦＤＭ信号では、前記パイロット配置パタンによって前記パイロット信号を配置し、
前記第２アンテナにて送信されるＯＦＤＭ信号では、前記パイロット配置パタンの複数のパイロット配置サブキャリアを１サブキャリアだけ周波数方向にずらした複数のパイロット配置サブキャリアに、前記パイロット配置パタンと同じパタンによって前記パイロット信号を配置する、
付記１記載の無線送信装置。
（付記４）
Ｎ_{ＴｘＡｎｔ}個の送信アンテナと、
パイロット信号を含むＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を形成する信号形成部と、
前記形成されたＯＦＤＭ信号から無線信号を形成する送信無線部と、
を具備し、
前記信号形成部は、
前記ＯＦＤＭ信号の全サブキャリアのうちで、各セットがＮ_{ＴｘＡｎｔ}個の連続するサブキャリアを含み且つ隣合う各２つのセットの間隔がＮ_{Pilot_Freq}サブキャリアである、複数のパイロット配置サブキャリアセットに、前記パイロット信号を配置し、
前記複数のパイロット配置サブキャリアセットのうちでＮ_{Pilot_ＳＰＡ}サブキャリア間隔の複数の第１パイロット配置サブキャリアセットでは、各リソースエレメントがサブキャリアとＯＦＤＭシンボルとの組み合わせによって定義される、全てのリソースエレメントに前記パイロット信号を配置し、
前記複数のパイロット配置サブキャリアセットのうちで前記複数の第１パイロット配置サブキャリアセットを除く複数の第２パイロット配置サブキャリアセットでは、時間領域におけるＮ_{Pilot_Ｔｉｍｅ}個のリソースエレメント周期で前記パイロット信号を配置する、
パイロット配置パタンによって、前記パイロット信号を配置し、
前記Ｎ_{ＴｘＡｎｔ}個の送信アンテナからそれぞれ送信される複数の前記パイロット信号は、互いに異なる送信アンテナに固有の拡散系列によって拡散されている、
無線送信装置。
（付記５）
パイロット信号を含むＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を形成する信号形成部と、
前記形成されたＯＦＤＭ信号から無線信号を形成する送信無線部と、
を具備し、
前記信号形成部は、
前記ＯＦＤＭ信号の全サブキャリアのうちでＮ_{Pilot_Freq}サブキャリア間隔の複数のパイロット配置サブキャリアに前記パイロット信号を配置し、
各パイロット配置サブキャリアでは、時間領域におけるＮ_{Pilot_Ｔｉｍｅ}個のリソースエレメント周期で前記パイロット信号を配置し、
隣接する各２つのパイロット配置サブキャリアでは、前記パイロット信号が配置されるリソースエレメントが時間領域で重ならないように、前記パイロット信号を配置する、
パイロット配置パタンによって、前記パイロット信号を配置する、
無線送信装置。
（付記６）
前記信号形成部は、前記隣接する各２つのパイロット配置サブキャリアのうちの周波数方向に並ぶ第１パイロット配置サブキャリア及び第２パイロット配置サブキャリアに関して、前記第２パイロット配置サブキャリアにおいて前記パイロット信号が配置される最初のリソースエレメントの時間領域の位置が、前記第１パイロット配置サブキャリアにおいて前記パイロット信号が配置される最初のリソースエレメントの時間領域の位置と時間領域で隣接するように、前記パイロット信号を配置する、
付記５記載の無線送信装置。
（付記７）
前記無線送信装置は、第１アンテナ及び第２アンテナを含む複数のアンテナを具備し、
前記信号形成部は、
前記第１アンテナにて送信されるＯＦＤＭ信号では、前記パイロット配置パタンによって前記パイロット信号を配置し、
前記第２アンテナにて送信されるＯＦＤＭ信号では、前記パイロット配置パタンの複数のパイロット配置サブキャリアを１サブキャリアだけ周波数方向にずらした複数のパイロットサブキャリアに、前記パイロット配置パタンと同じパタンによって前記パイロット信号を配置する、
付記５記載の無線送信装置。
（付記８）
Ｎ_{ＴｘＡｎｔ}個の送信アンテナと、
パイロット信号を含むＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を形成する信号形成部と、
前記形成されたＯＦＤＭ信号から無線信号を形成する送信無線部と、
を具備し、
前記信号形成部は、
前記ＯＦＤＭ信号の全サブキャリアのうちで、各セットがＮ_{ＴｘＡｎｔ}個の連続するサブキャリアを含み且つ隣合う各２つのセットの間隔がＮ_{Pilot_Freq}サブキャリアである、複数のパイロット配置サブキャリアセットに、前記パイロット信号を配置し、
各パイロット配置サブキャリアセットでは、時間領域におけるＮ_{Pilot_Ｔｉｍｅ}個のリソースエレメント周期で前記パイロット信号を配置し、
隣接する各２つのパイロット配置サブキャリアセットでは、前記パイロット信号が配置されるリソースエレメントが時間領域で重ならないように、前記パイロット信号を配置する、
パイロット配置パタンによって、前記パイロット信号を配置し、
前記Ｎ_{ＴｘＡｎｔ}個の送信アンテナからそれぞれ送信される複数の前記パイロット信号は、互いに異なる送信アンテナに固有の拡散系列によって拡散されている、
無線送信装置。
（付記９）
前記信号形成部は、
各パイロット配置サブキャリアセットでは、各パイロット配置サブキャリアにおいて前記パイロット信号を配置するリソースエレメントが時間的に重なるように、前記パイロット信号を配置し、
前記隣接する各２つのパイロット配置サブキャリアセットのうちの周波数方向に並ぶ第１パイロット配置サブキャリアセット及び第２パイロット配置サブキャリアセットに関して、前記第２パイロット配置サブキャリアセットにおいて前記パイロット信号が配置される最初のリソースエレメントの時間領域の位置が、前記第１パイロット配置サブキャリアセットにおいて前記パイロット信号が配置される最初のリソースエレメントの時間領域の位置と時間領域で隣接するように、前記パイロット信号を配置する、
付記８記載の無線送信装置。
（付記１０）
ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号についての信号処理を実行する信号処理部を具備し、
前記信号処理部は、
受信ＯＦＤＭ信号に含まれるパイロット信号に基づいて、該受信ＯＦＤＭ信号の位相雑音を推定して該受信ＯＦＤＭ信号の位相雑音を補償する位相雑音補償部と、
第１の時間領域信号を受け取り、前記受け取った第１の時間領域信号を周波数領域信号に変換する変換部と、
前記変換部で得られた周波数領域信号に対して等化処理を実行する等化部と、
前記等化処理後の周波数領域信号に含まれる情報シンボルをデマッピングして情報ビットを再生するデマッピング部と、
前記変換部で得られた周波数領域信号に含まれるパイロット信号を抽出する抽出部と、
前記抽出されたパイロット信号を用いてチャネル応答を推定するチャネル推定部と、
前記再生された情報ビットをシンボルにマッピングして再生シンボルを得るシンボル推定部と、
前記得られた再生シンボルに、前記推定されたチャネル応答を乗算する第１の乗算部と、
前記チャネル応答が乗算された再生シンボルを第２の時間領域信号に変換する逆変換部と、
前記第１の時間領域信号と前記逆変換部で得られた第２の時間領域信号とを用いて、位相雑音の推定し、前記推定された位相雑音の逆特性を出力する位相雑音補償信号生成部と、
前記変換部の入力段に配設され、前記出力された位相雑音の逆特性を前記位相雑音補償部によって位相雑音を補償された後の受信ＯＦＤＭ信号に乗算することによって該受信ＯＦＤＭ信号の位相雑音を補償し、該位相雑音補償後の受信ＯＦＤＭ信号を前記第１の時間領域信号として前記変換部に出力する第２の乗算部と、
を含む、
無線受信装置。
（付記１１）
ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号についての信号処理を実行する信号処理部を具備し、
前記信号処理部は、
受信ＯＦＤＭ信号に含まれるパイロット信号に基づいて、該受信ＯＦＤＭ信号の位相雑音を推定して該ＯＦＤＭ信号の位相雑音を補償する位相雑音補償部と、
第１の時間領域信号を受け取り、前記受け取った第１の時間領域信号を周波数領域信号に変換する変換部と、
前記変換部で得られた周波数領域信号に対して等化処理を実行する等化部と、
前記等化処理後の周波数領域信号に含まれる情報シンボルをデマッピングして、各シンボルにおける各ビットの信頼度情報を計算するデマッピング部と、
前記各ビットの信頼度情報を用いて誤り訂正復号処理を実行し、得られた復号ビットを出力する復号部と、
前記変換部で得られた周波数領域信号に含まれるパイロット信号を抽出する抽出部と、
前記抽出されたパイロット信号を用いてチャネル応答を推定するチャネル推定部と、
前記復号部から出力された復号ビットをシンボルにマッピングして再生シンボルを得るシンボル推定部と、
前記得られた再生シンボルに、前記推定されたチャネル応答を乗算する第１の乗算部と、
前記チャネル応答が乗算された再生シンボルを第２の時間領域信号に変換する逆変換部と、
前記第１の時間領域信号と前記逆変換部で得られた第２の時間領域信号とを用いて、位相雑音の推定し、前記推定された位相雑音の逆特性を出力する位相雑音補償信号生成部と、
前記変換部の入力段に配設され、前記出力された位相雑音の逆特性を前記位相雑音補償部によって位相雑音を補償された後の受信ＯＦＤＭ信号に乗算することによって該受信ＯＦＤＭ信号の位相雑音を補償し、該位相雑音補償後の受信ＯＦＤＭ信号を前記第１の時間領域信号として前記変換部に出力する第２の乗算部と、
を含む、
無線受信装置。
（付記１２）
ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号についての信号処理を実行する信号処理部を具備し、
前記信号処理部は、
受信ＯＦＤＭ信号に含まれるパイロット信号に基づいて、該受信ＯＦＤＭ信号の位相雑音を推定して該受信ＯＦＤＭ信号の位相雑音を補償する位相雑音補償部と、
第１の時間領域信号を受け取り、前記受け取った第１の時間領域信号を第１の周波数領域信号に変換する第１の変換部と、
前記第１の変換部で得られた第１の周波数領域信号に対して等化処理を実行する等化部と、
前記等化処理後の周波数領域信号を第２の時間領域信号である情報シンボルに変換する第１の逆変換部と、
前記情報シンボルをデマッピングして情報ビットを再生するデマッピング部と、
前記第１の変換部で得られた第１の周波数領域信号に含まれるパイロット信号を抽出する抽出部と、
前記抽出されたパイロット信号を用いてチャネル応答を推定するチャネル推定部と、
前記再生された情報ビットをシンボルにマッピングして再生シンボルを得るシンボル推定部と、
前記再生シンボルを第２の周波数領域信号であるシンボルに変換する第２の変換部と、
前記第２の周波数領域信号であるシンボルをサブキャリアにマッピングするマッピング部と、
前記サブキャリアにマッピングされたシンボルに、前記推定されたチャネル応答を乗算する第１の乗算部と、
前記チャネル応答が乗算されたシンボルを第３の時間領域信号に変換する第２の逆変換部と、
前記第１の時間領域信号と前記第２の逆変換部で得られた第３の時間領域信号とを用いて、位相雑音の推定し、前記推定された位相雑音の逆特性を出力する位相雑音補償信号生成部と、
前記第１の変換部の入力段に配設され、前記出力された位相雑音の逆特性を前記位相雑音補償部によって位相雑音を補償された後の受信ＯＦＤＭ信号に乗算することによって該受信ＯＦＤＭ信号の位相雑音を補償し、該位相雑音補償後の受信ＯＦＤＭ信号を前記第１の時間領域信号として前記第１の変換部に出力する第２の乗算部と、
を含む、
無線受信装置。
（付記１３）
ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号についての信号処理を実行する信号処理部を具備し、
前記信号処理部は、
受信ＯＦＤＭ信号に含まれるパイロット信号に基づいて、該受信ＯＦＤＭ信号の位相雑音を推定して該受信ＯＦＤＭ信号の位相雑音を補償する位相雑音補償部と、
第１の時間領域信号を受け取り、前記受け取った第１の時間領域信号を第１の周波数領域信号に変換する第１の変換部と、
前記第１の変換部で得られた第１の周波数領域信号に対して等化処理を実行する等化部と、
前記等化処理後の周波数領域信号を第２の時間領域信号である情報シンボルに変換する第１の逆変換部と、
前記情報シンボルをデマッピングして、各シンボルにおける各ビットの信頼度情報を計算するデマッピング部と、
前記各ビットの信頼度情報を用いて誤り訂正復号処理を実行し、得られた復号ビットを出力する復号部と、
前記第１の変換部で得られた第１の周波数領域信号に含まれるパイロット信号を抽出する抽出部と、
前記抽出されたパイロット信号を用いてチャネル応答を推定するチャネル推定部と、
前記復号部から出力された復号ビットをシンボルにマッピングして再生シンボルを得るシンボル推定部と、
前記再生シンボルを第２の周波数領域信号であるシンボルに変換する第２の変換部と、
前記第２の周波数領域信号であるシンボルをサブキャリアにマッピングするマッピング部と、
前記サブキャリアにマッピングされたシンボルに、前記推定されたチャネル応答を乗算する第１の乗算部と、
前記チャネル応答が乗算されたシンボルを第３の時間領域信号に変換する第２の逆変換部と、
前記第１の時間領域信号と前記第２の逆変換部で得られた第３の時間領域信号とを用いて、位相雑音の推定し、前記推定された位相雑音の逆特性を出力する位相雑音補償信号生成部と、
前記第１の変換部の入力段に配設され、前記出力された位相雑音の逆特性を前記位相雑音補償部によって位相雑音を補償された後の受信ＯＦＤＭ信号に乗算することによって該受信ＯＦＤＭ信号の位相雑音を補償し、該位相雑音補償後の受信ＯＦＤＭ信号を前記第１の時間領域信号として前記第１の変換部に出力する第２の乗算部と、
を含む、
無線受信装置。
（付記１４）
前記位相雑音補償部は、
複数の基底関数を出力する出力部と、
前記受信ＯＦＤＭ信号に含まれるパイロット信号と前記複数の基底関数とを用いて、該受信ＯＦＤＭ信号に含まれる位相雑音と各基底関数に重み係数を乗算して得られる乗算結果との線形和の平均２乗誤差を計算し、前記計算した平均２乗誤差を最小にするように各基底関数の重み係数を生成する重み生成部と、
前記生成された重み係数を用いて基底関数の線形和を求めることによって位相雑音を算出する位相雑音算出部と、
を含む、
付記１０記載の無線受信装置。
（付記１５）
前記位相雑音補償信号生成部は、ＦＦＴブロックに対応するＯＦＤＭシンボルのＮ_ＦＦＴ個のサンプルをＮ_Ｂｌｋ個のブロックに分割した各ブロックのＮ_ＦＦＴ／Ｎ_Ｂｌｋ個のサンプルの位相雑音推定値を、同相成分と直交成分とで独立に平均し、得られた前記Ｎ_Ｂｌｋ個のブロックの位相雑音推定値の平均値を、線形補間、２次補間、又は、高次関数を用いた補間によって補間することによって、各サンプル点における位相雑音を推定する、
付記１０記載の無線受信装置。
（付記１６）
前記位相雑音補償信号生成部は、
前記第１の時間領域信号と前記逆変換部で得られた第２の時間領域信号とを用いて、ＦＦＴブロックに対応するＯＦＤＭシンボルのＮ_ＦＦＴ個のサンプル位置の位相雑音の推定する手段と、
前記推定された各サンプルの位相雑音をそれぞれＯＦＤＭシンボルにわたって平均２乗誤差最小規範の適応アルゴリズムにより平均化する手段と、
を含む、
付記１０記載の無線受信装置。
（付記１７）
ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号についての信号処理を実行する信号処理部を具備し、
前記信号処理部は、
受信ＯＦＤＭ信号に含まれるパイロット信号に基づいて、該受信ＯＦＤＭ信号の位相雑音を推定して該受信ＯＦＤＭ信号の位相雑音を補償する位相雑音補償部と、
前記位相雑音補償部によって位相雑音を補償された後の受信ＯＦＤＭ信号を受け取り、該受け取った受信ＯＦＤＭ信号を周波数領域信号に変換する変換部と、
前記変換部で得られた周波数領域信号に対して等化処理を実行する等化部と、
前記等化処理後の周波数領域信号に含まれる情報シンボルをデマッピングして、各シンボルにおける各ビットの信頼度情報を計算するデマッピング部と、
前記各ビットの信頼度情報を用いて誤り訂正復号処理を実行し、得られた復号ビットを出力する復号部と、
前記等化処理後の周波数領域信号と基準信号との位相差を検出する検出部と、
前記検出された位相差の雑音成分を低減して得られた位相差を出力するループフィルタと、
前記デマッピング部の入力段に配設され、前記出力された位相差を用いて前記等化処理後の周波数領域信号の位相雑音を補償する位相雑音補償処理部と、
前記復号ビットをシンボルにマッピングして再生シンボルを得て、前記再生シンボルを前記基準信号として出力するシンボル推定部と、
を含む、
無線受信装置。
（付記１８）
ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号についての信号処理を実行する信号処理部を具備し、
受信ＯＦＤＭ信号に含まれるパイロット信号に基づいて、該受信ＯＦＤＭ信号の位相雑音を推定して該受信ＯＦＤＭ信号の位相雑音を補償する位相雑音補償部と、
前記位相雑音補償部によって位相雑音を補償された後の受信ＯＦＤＭ信号を受け取り、該受け取った受信ＯＦＤＭ信号を周波数領域信号に変換する変換部と、
前記変換部で得られた周波数領域信号に対して等化処理を実行する等化部と、
前記変換部で得られた周波数領域信号に含まれるパイロット信号を抽出する抽出部と、
前記抽出されたパイロット信号を用いてチャネル応答を推定するチャネル推定部と、
前記変換部で得られた周波数領域信号に含まれる情報シンボルをデマッピングして情報ビットを再生するデマッピング部と、
前記再生された情報ビットをシンボルにマッピングして再生シンボルを得るシンボル推定部と、
前記変換部で得られた周波数領域信号に含まれる情報シンボルと、前記推定されたチャネル応答と、前記再生シンボルとに基づいて、平均２乗誤差最小規範により位相雑音の離散フーリエ変換係数を算出する算出部と、
前記等化部の入力段に配設され、前記変換部で得られた周波数領域信号と前記算出された離散フーリエ変換係数とを用いて畳み込み処理を行うことによって、前記位相雑音補償部によって位相雑音を補償された後の受信ＯＦＤＭ信号の位相雑音を補償するキャリア間干渉補償部と、
を含む、
無線受信装置。

１０無線送信装置
１１情報シンボル出力部
１２パイロット信号出力部
１３ＯＦＤＭ信号形成部
１４送信無線部
２０，５０，６０，７０，８０，９０，１００，１１０，１２０無線受信装置
２１受信無線部
２２信号処理部

Claims

パイロット信号を含むＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を形成する信号形成部と、
前記形成されたＯＦＤＭ信号から無線信号を形成する送信無線部と、
を具備し、
前記信号形成部は、
前記ＯＦＤＭ信号の全サブキャリアのうちでＮ_{Pilot_Freq}サブキャリア間隔の複数のパイロット配置サブキャリアに前記パイロット信号を配置し、
前記複数のパイロット配置サブキャリアのうちでＮ_{Pilot_ＳＰＡ}サブキャリア間隔の複数の第１パイロット配置サブキャリアでは、各リソースエレメントがサブキャリアとＯＦＤＭシンボルとの組み合わせによって定義される全てのリソースエレメントに前記パイロット信号を配置し、
前記複数のパイロット配置サブキャリアのうちで前記複数の第１パイロット配置サブキャリアを除く複数の第２パイロット配置サブキャリアでは、時間領域におけるＮ_{Pilot_Ｔｉｍｅ}個のリソースエレメント周期で前記パイロット信号を配置する、
パイロット配置パタンによって、前記パイロット信号を配置する、
無線送信装置。
前記ＯＦＤＭ信号は、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transformation）拡散ＯＦＤＭ信号であり、
前記信号形成部は、
時間領域のパイロットシンボルをブロック化したパイロットシンボルブロックを離散フーリエ変換によって周波数領域信号に変換する変換部と、
前記周波数領域信号を前記パイロット配置サブキャリアにマッピングするマッピング部と、
前記マッピングされた周波数領域信号を逆離散フーリエ変換によって時間領域信号に変換する逆変換部と、
を具備する、
請求項１記載の無線送信装置。
前記無線送信装置は、第１アンテナ及び第２アンテナを含む複数のアンテナを具備し、
前記信号形成部は、
前記第１アンテナにて送信されるＯＦＤＭ信号では、前記パイロット配置パタンによって前記パイロット信号を配置し、
前記第２アンテナにて送信されるＯＦＤＭ信号では、前記パイロット配置パタンの複数のパイロット配置サブキャリアを１サブキャリアだけ周波数方向にずらした複数のパイロット配置サブキャリアに、前記パイロット配置パタンと同じパタンによって前記パイロット信号を配置する、
請求項１記載の無線送信装置。
Ｎ_{ＴｘＡｎｔ}個の送信アンテナと、
パイロット信号を含むＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を形成する信号形成部と、
前記形成されたＯＦＤＭ信号から無線信号を形成する送信無線部と、
を具備し、
前記信号形成部は、
前記ＯＦＤＭ信号の全サブキャリアのうちで、各セットがＮ_{ＴｘＡｎｔ}個の連続するサブキャリアを含み且つ隣合う各２つのセットの間隔がＮ_{Pilot_Freq}サブキャリアである、複数のパイロット配置サブキャリアセットに、前記パイロット信号を配置し、
前記複数のパイロット配置サブキャリアセットのうちでＮ_{Pilot_ＳＰＡ}サブキャリア間隔の複数の第１パイロット配置サブキャリアセットでは、各リソースエレメントがサブキャリアとＯＦＤＭシンボルとの組み合わせによって定義される、全てのリソースエレメントに前記パイロット信号を配置し、
前記複数のパイロット配置サブキャリアセットのうちで前記複数の第１パイロット配置サブキャリアセットを除く複数の第２パイロット配置サブキャリアセットでは、時間領域におけるＮ_{Pilot_Ｔｉｍｅ}個のリソースエレメント周期で前記パイロット信号を配置する、
パイロット配置パタンによって、前記パイロット信号を配置し、
前記Ｎ_{ＴｘＡｎｔ}個の送信アンテナからそれぞれ送信される複数の前記パイロット信号は、互いに異なる送信アンテナに固有の拡散系列によって拡散されている、
無線送信装置。
パイロット信号を含むＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を形成する信号形成部と、
前記形成されたＯＦＤＭ信号から無線信号を形成する送信無線部と、
を具備し、
前記信号形成部は、
前記ＯＦＤＭ信号の全サブキャリアのうちでＮ_{Pilot_Freq}サブキャリア間隔の複数のパイロット配置サブキャリアに前記パイロット信号を配置し、
各パイロット配置サブキャリアでは、時間領域におけるＮ_{Pilot_Ｔｉｍｅ}個のリソースエレメント周期で前記パイロット信号を配置し、
隣接する各２つのパイロット配置サブキャリアでは、前記パイロット信号が配置されるリソースエレメントが時間領域で重ならないように、前記パイロット信号を配置する、
パイロット配置パタンによって、前記パイロット信号を配置する、
無線送信装置。
前記信号形成部は、前記隣接する各２つのパイロット配置サブキャリアのうちの周波数方向に並ぶ第１パイロット配置サブキャリア及び第２パイロット配置サブキャリアに関して、前記第２パイロット配置サブキャリアにおいて前記パイロット信号が配置される最初のリソースエレメントの時間領域の位置が、前記第１パイロット配置サブキャリアにおいて前記パイロット信号が配置される最初のリソースエレメントの時間領域の位置と時間領域で隣接するように、前記パイロット信号を配置する、
請求項５記載の無線送信装置。
前記無線送信装置は、第１アンテナ及び第２アンテナを含む複数のアンテナを具備し、
前記信号形成部は、
前記第１アンテナにて送信されるＯＦＤＭ信号では、前記パイロット配置パタンによって前記パイロット信号を配置し、
前記第２アンテナにて送信されるＯＦＤＭ信号では、前記パイロット配置パタンの複数のパイロット配置サブキャリアを１サブキャリアだけ周波数方向にずらした複数のパイロットサブキャリアに、前記パイロット配置パタンと同じパタンによって前記パイロット信号を配置する、
請求項５記載の無線送信装置。
Ｎ_{ＴｘＡｎｔ}個の送信アンテナと、
パイロット信号を含むＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を形成する信号形成部と、
前記形成されたＯＦＤＭ信号から無線信号を形成する送信無線部と、
を具備し、
前記信号形成部は、
前記ＯＦＤＭ信号の全サブキャリアのうちで、各セットがＮ_{ＴｘＡｎｔ}個の連続するサブキャリアを含み且つ隣合う各２つのセットの間隔がＮ_{Pilot_Freq}サブキャリアである、複数のパイロット配置サブキャリアセットに、前記パイロット信号を配置し、
各パイロット配置サブキャリアセットでは、時間領域におけるＮ_{Pilot_Ｔｉｍｅ}個のリソースエレメント周期で前記パイロット信号を配置し、
隣接する各２つのパイロット配置サブキャリアセットでは、前記パイロット信号が配置されるリソースエレメントが時間領域で重ならないように、前記パイロット信号を配置する、
パイロット配置パタンによって、前記パイロット信号を配置し、
前記Ｎ_{ＴｘＡｎｔ}個の送信アンテナからそれぞれ送信される複数の前記パイロット信号は、互いに異なる送信アンテナに固有の拡散系列によって拡散されている、
無線送信装置。
前記信号形成部は、
各パイロット配置サブキャリアセットでは、各パイロット配置サブキャリアにおいて前記パイロット信号を配置するリソースエレメントが時間的に重なるように、前記パイロット信号を配置し、
前記隣接する各２つのパイロット配置サブキャリアセットのうちの周波数方向に並ぶ第１パイロット配置サブキャリアセット及び第２パイロット配置サブキャリアセットに関して、前記第２パイロット配置サブキャリアセットにおいて前記パイロット信号が配置される最初のリソースエレメントの時間領域の位置が、前記第１パイロット配置サブキャリアセットにおいて前記パイロット信号が配置される最初のリソースエレメントの時間領域の位置と時間領域で隣接するように、前記パイロット信号を配置する、
請求項８記載の無線送信装置。
ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号についての信号処理を実行する信号処理部を具備し、
前記信号処理部は、
受信ＯＦＤＭ信号に含まれるパイロット信号に基づいて、該受信ＯＦＤＭ信号の位相雑音を推定して該受信ＯＦＤＭ信号の位相雑音を補償する位相雑音補償部と、
第１の時間領域信号を受け取り、前記受け取った第１の時間領域信号を周波数領域信号に変換する変換部と、
前記変換部で得られた周波数領域信号に対して等化処理を実行する等化部と、
前記等化処理後の周波数領域信号に含まれる情報シンボルをデマッピングして情報ビットを再生するデマッピング部と、
前記変換部で得られた周波数領域信号に含まれるパイロット信号を抽出する抽出部と、
前記抽出されたパイロット信号を用いてチャネル応答を推定するチャネル推定部と、
前記再生された情報ビットをシンボルにマッピングして再生シンボルを得るシンボル推定部と、
前記得られた再生シンボルに、前記推定されたチャネル応答を乗算する第１の乗算部と、
前記チャネル応答が乗算された再生シンボルを第２の時間領域信号に変換する逆変換部と、
前記第１の時間領域信号と前記逆変換部で得られた第２の時間領域信号とを用いて、位相雑音の推定し、前記推定された位相雑音の逆特性を出力する位相雑音補償信号生成部と、
前記変換部の入力段に配設され、前記出力された位相雑音の逆特性を前記位相雑音補償部によって位相雑音を補償された後の受信ＯＦＤＭ信号に乗算することによって該受信ＯＦＤＭ信号の位相雑音を補償し、該位相雑音補償後の受信ＯＦＤＭ信号を前記第１の時間領域信号として前記変換部に出力する第２の乗算部と、
を含む、
無線受信装置。
ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号についての信号処理を実行する信号処理部を具備し、
前記信号処理部は、
受信ＯＦＤＭ信号に含まれるパイロット信号に基づいて、該受信ＯＦＤＭ信号の位相雑音を推定して該ＯＦＤＭ信号の位相雑音を補償する位相雑音補償部と、
第１の時間領域信号を受け取り、前記受け取った第１の時間領域信号を周波数領域信号に変換する変換部と、
前記変換部で得られた周波数領域信号に対して等化処理を実行する等化部と、
前記等化処理後の周波数領域信号に含まれる情報シンボルをデマッピングして、各シンボルにおける各ビットの信頼度情報を計算するデマッピング部と、
前記各ビットの信頼度情報を用いて誤り訂正復号処理を実行し、得られた復号ビットを出力する復号部と、
前記変換部で得られた周波数領域信号に含まれるパイロット信号を抽出する抽出部と、
前記抽出されたパイロット信号を用いてチャネル応答を推定するチャネル推定部と、
前記復号部から出力された復号ビットをシンボルにマッピングして再生シンボルを得るシンボル推定部と、
前記得られた再生シンボルに、前記推定されたチャネル応答を乗算する第１の乗算部と、
前記チャネル応答が乗算された再生シンボルを第２の時間領域信号に変換する逆変換部と、
前記第１の時間領域信号と前記逆変換部で得られた第２の時間領域信号とを用いて、位相雑音の推定し、前記推定された位相雑音の逆特性を出力する位相雑音補償信号生成部と、
前記変換部の入力段に配設され、前記出力された位相雑音の逆特性を前記位相雑音補償部によって位相雑音を補償された後の受信ＯＦＤＭ信号に乗算することによって該受信ＯＦＤＭ信号の位相雑音を補償し、該位相雑音補償後の受信ＯＦＤＭ信号を前記第１の時間領域信号として前記変換部に出力する第２の乗算部と、
を含む、
無線受信装置。
ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号についての信号処理を実行する信号処理部を具備し、
前記信号処理部は、
受信ＯＦＤＭ信号に含まれるパイロット信号に基づいて、該受信ＯＦＤＭ信号の位相雑音を推定して該受信ＯＦＤＭ信号の位相雑音を補償する位相雑音補償部と、
第１の時間領域信号を受け取り、前記受け取った第１の時間領域信号を第１の周波数領域信号に変換する第１の変換部と、
前記第１の変換部で得られた第１の周波数領域信号に対して等化処理を実行する等化部と、
前記等化処理後の周波数領域信号を第２の時間領域信号である情報シンボルに変換する第１の逆変換部と、
前記情報シンボルをデマッピングして情報ビットを再生するデマッピング部と、
前記第１の変換部で得られた第１の周波数領域信号に含まれるパイロット信号を抽出する抽出部と、
前記抽出されたパイロット信号を用いてチャネル応答を推定するチャネル推定部と、
前記再生された情報ビットをシンボルにマッピングして再生シンボルを得るシンボル推定部と、
前記再生シンボルを第２の周波数領域信号であるシンボルに変換する第２の変換部と、
前記第２の周波数領域信号であるシンボルをサブキャリアにマッピングするマッピング部と、
前記サブキャリアにマッピングされたシンボルに、前記推定されたチャネル応答を乗算する第１の乗算部と、
前記チャネル応答が乗算されたシンボルを第３の時間領域信号に変換する第２の逆変換部と、
前記第１の時間領域信号と前記第２の逆変換部で得られた第３の時間領域信号とを用いて、位相雑音の推定し、前記推定された位相雑音の逆特性を出力するの位相雑音補償信号生成部と、
前記第１の変換部の入力段に配設され、前記出力された位相雑音の逆特性を前記位相雑音補償部によって位相雑音を補償された後の受信ＯＦＤＭ信号に乗算することによって該受信ＯＦＤＭ信号の位相雑音を補償し、該位相雑音補償後の受信ＯＦＤＭ信号を前記第１の時間領域信号として前記第１の変換部に出力する第２の乗算部と、
を含む、
無線受信装置。
ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号についての信号処理を実行する信号処理部を具備し、
前記信号処理部は、
受信ＯＦＤＭ信号に含まれるパイロット信号に基づいて、該受信ＯＦＤＭ信号の位相雑音を推定して該受信ＯＦＤＭ信号の位相雑音を補償する位相雑音補償部と、
第１の時間領域信号を受け取り、前記受け取った第１の時間領域信号を第１の周波数領域信号に変換する第１の変換部と、
前記第１の変換部で得られた第１の周波数領域信号に対して等化処理を実行する等化部と、
前記等化処理後の周波数領域信号を第２の時間領域信号である情報シンボルに変換する第１の逆変換部と、
前記情報シンボルをデマッピングして、各シンボルにおける各ビットの信頼度情報を計算するデマッピング部と、
前記各ビットの信頼度情報を用いて誤り訂正復号処理を実行し、得られた復号ビットを出力する復号部と、
前記第１の変換部で得られた第１の周波数領域信号に含まれるパイロット信号を抽出する抽出部と、
前記抽出されたパイロット信号を用いてチャネル応答を推定するチャネル推定部と、
前記復号部から出力された復号ビットをシンボルにマッピングして再生シンボルを得るシンボル推定部と、
前記再生シンボルを第２の周波数領域信号であるシンボルに変換する第２の変換部と、
前記第２の周波数領域信号であるシンボルをサブキャリアにマッピングするマッピング部と、
前記サブキャリアにマッピングされたシンボルに、前記推定されたチャネル応答を乗算する第１の乗算部と、
前記チャネル応答が乗算されたシンボルを第３の時間領域信号に変換する第２の逆変換部と、
前記第１の時間領域信号と前記第２の逆変換部で得られた第３の時間領域信号とを用いて、位相雑音の推定し、前記推定された位相雑音の逆特性を出力する位相雑音補償信号生成部と、
前記第１の変換部の入力段に配設され、前記出力された位相雑音の逆特性を前記位相雑音補償部によって位相雑音を補償された後の受信ＯＦＤＭ信号に乗算することによって該受信ＯＦＤＭ信号の位相雑音を補償し、該位相雑音補償後の受信ＯＦＤＭ信号を前記第１の時間領域信号として前記第１の変換部に出力する第２の乗算部と、
を含む、
無線受信装置。
前記位相雑音補償部は、
複数の基底関数を出力する出力部と、
前記受信ＯＦＤＭ信号に含まれるパイロット信号と前記複数の基底関数とを用いて、該受信ＯＦＤＭ信号に含まれる位相雑音と各基底関数に重み係数を乗算して得られる乗算結果との線形和の平均２乗誤差を計算し、前記計算した平均２乗誤差を最小にするように各基底関数の重み係数を生成する重み生成部と、
前記生成された重み係数を用いて基底関数の線形和を求めることによって位相雑音を算出する位相雑音算出部と、
を含む、
請求項１０記載の無線受信装置。
前記位相雑音補償信号生成部は、ＦＦＴブロックに対応するＯＦＤＭシンボルのＮ_ＦＦＴ個のサンプルをＮ_Ｂｌｋ個のブロックに分割した各ブロックのＮ_ＦＦＴ／Ｎ_Ｂｌｋ個のサンプルの位相雑音推定値を、同相成分と直交成分とで独立に平均し、得られた前記Ｎ_Ｂｌｋ個のブロックの位相雑音推定値の平均値を、線形補間、２次補間、又は、高次関数を用いた補間によって補間することによって、各サンプル点における位相雑音を推定する、
請求項１０記載の無線受信装置。
前記位相雑音補償信号生成部は、
前記第１の時間領域信号と前記逆変換部で得られた第２の時間領域信号とを用いて、ＦＦＴブロックに対応するＯＦＤＭシンボルのＮ_ＦＦＴ個のサンプル位置の位相雑音の推定する手段と、
前記推定された各サンプルの位相雑音をそれぞれＯＦＤＭシンボルにわたって平均２乗誤差最小規範の適応アルゴリズムにより平均化する手段と、
を含む、
請求項１０記載の無線受信装置。
ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号についての信号処理を実行する信号処理部を具備し、
前記信号処理部は、
受信ＯＦＤＭ信号に含まれるパイロット信号に基づいて、該受信ＯＦＤＭ信号の位相雑音を推定して該受信ＯＦＤＭ信号の位相雑音を補償する位相雑音補償部と、
前記位相雑音補償部によって位相雑音を補償された後の受信ＯＦＤＭ信号を受け取り、該受け取った受信ＯＦＤＭ信号を周波数領域信号に変換する変換部と、
前記変換部で得られた周波数領域信号に対して等化処理を実行する等化部と、
前記等化処理後の周波数領域信号に含まれる情報シンボルをデマッピングして、各シンボルにおける各ビットの信頼度情報を計算するデマッピング部と、
前記各ビットの信頼度情報を用いて誤り訂正復号処理を実行し、得られた復号ビットを出力する復号部と、
前記等化処理後の周波数領域信号と基準信号との位相差を検出する検出部と、
前記検出された位相差の雑音成分を低減して得られた位相差を出力するループフィルタと、
前記デマッピング部の入力段に配設され、前記出力された位相差を用いて前記等化処理後の周波数領域信号の位相雑音を補償する位相雑音補償処理部と、
前記復号ビットをシンボルにマッピングして再生シンボルを得て、前記再生シンボルを前記基準信号として出力するシンボル推定部と、
を含む、
無線受信装置。
ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号についての信号処理を実行する信号処理部を具備し、
受信ＯＦＤＭ信号に含まれるパイロット信号に基づいて、該受信ＯＦＤＭ信号の位相雑音を推定して該受信ＯＦＤＭ信号の位相雑音を補償する位相雑音補償部と、
前記位相雑音補償部によって位相雑音を補償された後の受信ＯＦＤＭ信号を受け取り、該受け取った受信ＯＦＤＭ信号を周波数領域信号に変換する変換部と、
前記変換部で得られた周波数領域信号に対して等化処理を実行する等化部と、
前記変換部で得られた周波数領域信号に含まれるパイロット信号を抽出する抽出部と、
前記抽出されたパイロット信号を用いてチャネル応答を推定するチャネル推定部と、
前記変換部で得られた周波数領域信号に含まれる情報シンボルをデマッピングして情報ビットを再生するデマッピング部と、
前記再生された情報ビットをシンボルにマッピングして再生シンボルを得るシンボル推定部と、
前記変換部で得られた周波数領域信号に含まれる情報シンボルと、前記推定されたチャネル応答と、前記再生シンボルとに基づいて、平均２乗誤差最小規範により位相雑音の離散フーリエ変換係数を算出する算出部と、
前記等化部の入力段に配設され、前記変換部で得られた周波数領域信号と前記算出された離散フーリエ変換係数とを用いて畳み込み処理を行うことによって、前記位相雑音補償部によって位相雑音を補償された後の受信ＯＦＤＭ信号の位相雑音を補償するキャリア間干渉補償部と、
を含む、
無線受信装置。