CN105610455B - 信号接收装置和信号接收方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种信号接收装置，包括：第一放大装置、第二放大装置、反馈装置和混频装置。其中，第二放大装置用于提供看向该第二放大装置的输入端的输入阻抗，以当该第二放大装置操作在第一频率范围中时，该输入阻抗落入第一阻抗范围内；第二放大装置用于提供看向该第二放大装置的输入端的输入阻抗，以当该第二放大装置操作在第二频率范围中时，该输入阻抗落入第二阻抗范围内。第二频率范围不同于第一频率范围，以及第二阻抗范围不同于第一阻抗范围。相应地，本发明还提供了一种信号接收方法。本发明提供的信号接收装置及方法具有更好的性能。

Description

信号接收装置和信号接收方法
技术领域
本发明涉及涉及一种无线信号的接收方案，更特别地，涉及一种信号接收装置和信号接收方法。
背景技术
在无线通信系统中，接收器用于接收具有特定带宽的无线信号。为了精确地接收该无线信号，在将输入信号转换为数字域前，接收器可能需要具有滤除特定带宽外的非期望信号的能力。与此同时，接收器不应该给输入信号提供太多的噪声。否则，输入信号的信噪比(signal-to-noise ratio,SNR)将降低。通常，低噪声放大器被用来放大无线信号，以及大电容被用来给接收器提供尖锐的(sharp)滤波效果。然而，当增益较高时，低噪声放大器会消耗接收器的大量功率。当增益较高时，由于输入信号会受低噪声放大器的非线性效应而失真，因此，线性度是低噪声放大器的另一问题。另一方面，大电容会减小接收器所需的带内频率中的增益。换言之，大电容会造成接收器的增益响应太尖锐，以致于输入信号的信噪比在信道边沿上降低。此外，大电容也会占用接收器的大量芯片面积。
因此，在无线通信系统中，提供一种高性能的接收器是急需解决的紧急问题。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的之一在于提供一种信号接收装置和信号接收方法，以解决上述问题。
根据本发明的第一实施例，公开了一种信号接收装置。该信号接收装置包括：第一放大装置、第二放大装置、反馈装置和混频装置。第一放大装置具有输入端和输出端。第二放大装置具有输入端和输出端，其中，该第二放大装置的输入端耦接于该第一放大装置的输出端。反馈装置耦接在该第二放大装置的输出端和该第一放大装置的输入端之间。混频装置具有耦接于芯片连接端口的输入端和耦接于该第一放大装置的输入端的输出端。其中，第二放大装置用于提供看向该第二放大装置的输入端的输入阻抗，以当该第二放大装置操作在第一频率范围中时，该输入阻抗落入第一阻抗范围内；第二放大装置用于提供看向该第二放大装置的输入端的输入阻抗，以当该第二放大装置操作在第二频率范围中时，该输入阻抗落入第二阻抗范围内。第二频率范围不同于第一频率范围，以及第二阻抗范围不同于第一阻抗范围。
根据本发明的第二实施例，公开了一种信号接收方法。该信号接收方法包括以下步骤：提供具有输入端和输出端的第一放大装置；提供具有输入端和输出端的第二放大装置，其中，该第二放大装置的输入端耦接于该第一放大装置的输出端；提供耦接在该第二放大装置的输出端和该第一放大装置的输入端之间的反馈装置；提供具有耦接于芯片连接端口的输入端和耦接于该第一放大装置的输入端的输出端的混频装置，其中，控制该第二放大装置来提供看向该第二放大装置的输入端的输入阻抗，以当该第二放大装置操作在第一频率范围中时，该输入阻抗落入第一阻抗范围内；以及控制该第二放大装置来提供看向该第二放大装置的输入端的输入阻抗，以当该第二放大装置操作在第二频率范围中时，该输入阻抗落入第二阻抗范围内。其中，该第二频率范围不同于该第一频率范围，且该第二阻抗范围不同于该第一阻抗范围。
上述方案中，看向第二放大装置的输入端的输入阻抗可以响应频率而改变，信号接收装置具有更好的性能。
本领域技术人员在阅读附图所示优选实施例的下述详细描述之后，可以毫无疑义地理解本发明的这些目的及其它目的。
附图说明
图1是根据本发明实施例说明信号接收装置的示意图；
图2是根据本发明实施例说明信号接收装置的频率响应的示意图；
图3是根据本发明实施例说明第二放大装置的示意图；
图4是根据本发明实施例说明第二放大装置的频率响应的示意图；
图5是根据本发明实施例说明第一放大装置、第二放大装置、反馈装置和电容性装置的组合电路的示意图；
图6A是根据本发明实施例提供的一种看向第一放大装置的输入端的输入阻抗及电容响应频率变化的示意图；
图6B是根据本发明实施例说明第一放大装置、第二放大装置、反馈装置和电容性装置的组合电路的频率响应的示意图；
图7是根据本发明第二实施例说明信号接收装置的示意图；
图8是根据本发明实施例说明信号接收方法的流程图。
具体实施方式
以下描述为本发明实施的较佳实施例。以下实施例仅用来例举阐释本发明的技术特征，并非用来限制本发明的范畴。在通篇说明书及权利要求书当中使用了某些词汇来指称特定的元件。所属领域技术人员应可理解，制造商可能会用不同的名词来称呼同样的元件。本说明书及权利要求书并不以名称的差异来作为区别元件的方式，而是以元件在功能上的差异来作为区别的基准。本发明中使用的术语“元件”、“系统”和“装置”可以是与计算机相关的实体，其中，该计算机可以是硬件、软件、或硬件和软件的结合。在以下描述和权利要求书当中所提及的术语“包含”和“包括”为开放式用语，故应解释成“包含，但不限定于…”的意思。此外，术语“耦接”意指间接或直接的电气连接。因此，若文中描述一个装置耦接于另一装置，则代表该装置可直接电气连接于该另一装置，或者透过其它装置或连接手段间接地电气连接至该另一装置。
请参照图1，图1是根据本发明实施例说明信号接收装置100的示意图。信号接收装置100为无线信号接收器(wireless signal receiver)。例如，信号接收装置100为LTE(Long Term Evolution，长期演进)通信系统中的接收器。信号接收装置100包括天线(antenna)102、匹配网络(matching network)104、电容性装置(capacitive device)106、混频装置(mixing device)108、电容性装置110、第一放大装置(amplifying device)112、第二放大装置114和反馈装置(feedback device)116。天线102用于接收无线信号Sr。匹配网络104具有耦接于天线102的第一端和耦接于芯片连接端口(chip connecting port)Np的第二端。电容性装置106具有耦接于该芯片连接端口Np的第一端和耦接于混频装置108的输入端N1的第二端。混频装置108用于将接收到的射频(Radio frequency,RF)信号Srf下变频(down-convert)至输出端N2上的下变频信号Sds。电容性装置110具有耦接于混频装置108的输出端N2的第一端和耦接于参考电压的第二端。在本实施例中，参考电压为地电压Vgnd。此外，芯片连接端口Np右侧的这些电路元件可以被实现为单芯片(single-chip)。芯片连接端口Np左侧的这些电路元件(即天线102和匹配网络104)在该单芯片的外部。因此，芯片连接端口Np可以被视为该芯片的输入端。
第一放大装置112具有耦接于混频装置108的输出端N2的输入端。第二放大装置114具有耦接于第一放大装置112的输出端的输入端N3。反馈装置116耦接在第二放大装置的输出端No和第一放大装置112的输入端N2之间。
第一放大装置112包括跨导电路(trans-conductance circuit)1122和反馈电路1124。跨导电路1122用于提供从第一放大装置112的输入端N2至第一放大装置112的输出端N3的跨导增益(trans-conductance gain)gm。反馈电路1124耦接在第一放大装置112的输入端N2和其输出端N3之间。根据本实施例，反馈电路1124为具有电容值的电容(capacitor)C1。然而，这并不是对本发明的限制。反馈电路1124可以是电容性组件(capacitiveelement)、电感性组件(inductive element)、电阻性组件(resistive element)和/或晶体管(transistor)的组合电路。
反馈装置116包括反相电路(inverting circuit)1162和电阻性电路1164。反相电路1162具有耦接于第二放大装置114的输出端No的输入端。电阻性电路1164具有耦接于反相电路1162的输出端N4的第一端和耦接于第一放大装置112的输入端N2的第二端。根据本实施例，电阻性电路1164为具有电阻值的电阻R1。然而，这并不是对本发明的限制。反馈装置116可以是电容性组件、电感性组件、电阻性组件和/或晶体管的组合电路。
第二放大装置114包括跨阻抗电路(trans-impedance)1142和反馈电路1144。跨阻抗电路1142用于提供从第二放大装置114的输入端N3至第二放大装置114的输出端No的跨阻抗增益(trans-impedance gain)。反馈电路1144耦接在第二放大装置1144的输入端N3和其输出端No之间。根据本实施例，反馈电路1144包括具有电容值的电容C2和具有电阻值的电阻R2。电容(即C2)耦接在第二放大装置114的输入端N3和其输出端No之间。电阻(即R2)耦接在第二放大装置114的输入端N3和其输出端No之间。然而，这并不是对本发明的限制。反馈电路1144可以是电容性组件、电感性组件、电阻性组件和/或晶体管的组合电路。
根据本实施例，如图2所示，信号接收装置100的整体性能得到提高，特别地，具有平坦的带内响应和尖锐的邻带抑制。图2是根据本发明实施例说明信号接收装置100的频率响应的示意图。上面的曲线202表示从天线102至第二放大装置114的频率响应。下面的曲线204表示从第一放大装置112至第二放大装置114的频率响应。由此可以看出，在带内频率(in-band frequency)206和中间带频率(mid-band frequency)208中，增益保持平坦(iskept flat)；而在近带频率(near-band frequency)210中，增益具有急剧的下降。因此，信道边缘(即中间频率208)中的信号的信噪比没有降低，而相邻信道(adjacent channel，即近带频率210)中的信号可以被大大抑制。具有上述优势的原因是，第一放大装置112和第二放大装置114的组合造就了在带内频率和中间带频率上的低输入阻抗，以及在近带频率上的高输入阻抗。因此，在带内频率206和中间带频率208中，增益保持平坦，而在近带频率210中增益具有急剧的下降。
此外，当应用匹配网络104对天线102的阻抗和看向混频装置108的输入阻抗ZRF进行匹配时，信号接收装置100还具有好的噪声性能。这是因为，电阻性电路1164的电阻R1可以被设计为具有较大的电阻值，以及，具有该较大的电阻值的电阻性电路1164将给接收的信号引入较少的噪声。
更特别地，请参照图3，图3是单独说明第二放大装置114的示意图，第二放大装置114具有看向第二放大装置114的输入端N3的输入阻抗Zin。第二放大装置114的跨阻抗增益Vout/Iin和第二放大装置114的输入阻抗Zin可以分别用下面的公式(1)和公式(2)表示：
wo表示跨阻抗电路1142的带宽，术语1/(R2C2)(即wF)表示第二放大装置114的增益响应的RC转角(RC corner，亦可称作截止角)，wu表示跨阻抗电路1142的单位增益带宽(unity-gain bandwidth)。请参照图4，图4是根据本发明实施例说明第二放大装置114的频率响应的示意图。上图中的曲线402表示跨阻抗增益Vout/Iin关于频率的变化。下图中的曲线404表示输入阻抗Zin关于频率的变化。当频率在第一频率范围(即小于wo的频率)内时，跨阻抗增益Vout/Iin的值基本上保持不变，以及，输入阻抗Zin的值维持在低阻抗范围内，且基本上保持不变，即落入第一阻抗范围Z1内。第一频率范围可以被视为信号接收装置100的带内频率。当频率在第二频率范围(即位于wo和wF之间的频率)内时，跨阻抗增益Vout/Iin的值基本上仍然保持不变，但输入阻抗Zin的值关于频率单调(monotonically)递增。在本实施例中，输入阻抗Zin落入第二阻抗范围内Z2。第二频率范围可以被视为信号接收装置100的中间带频率。因此，在第二频率范围中的输入阻抗Zin的阻抗范围(即Z2)大于第一频率范围中的输入阻抗Zin的阻抗范围(即Z1)，换言之，在第二频率范围中的输入阻抗Zin的任一阻抗值分别大于第一频率范围中的输入阻抗Zin的任一阻抗值。此外，当频率在第三频率范围内时，即高于wF的频率，跨阻抗增益Vout/Iin的值关于频率减小，以及，输入阻抗Zin的值达到最大值后关于频率单调递减。第三频率范围可以被视为信号接收装置100的近带频率。换言之，通过使用跨阻抗放大器(即第二放大装置114)，首先，在低频率范围中，输入阻抗Zin维持在低阻抗水平。然后，在中间频率范围中，输入阻抗Zin单调递增以达到最大值Zmax。最后，在高频率范围中，输入阻抗Zin达到最大值Zmax后关于频率单调递减。
因此，当第一放大装置112、反馈装置116和电容性装置110与第二放大装置114相结合时(如图5所示，图5是根据本发明实施例说明第一放大装置、第二放大装置、反馈装置和电容性装置的组合电路的示意图)，看向第一放大装置112的输入端N2的输入阻抗ZBB可以响应频率而变化。更特别地，请一并参照图6A和图6B，图6A是根据本发明实施例提供的一种看向第一放大装置的输入端的输入阻抗及电容响应频率变化的示意图，图6B是根据本发明实施例说明第一放大装置112、第二放大装置114、反馈装置116和电容性装置110的组合电路的频率响应的示意图。图6A中表602的上行6022表示看向第一放大装置112的输入端N2的输入阻抗(即输入阻抗ZBB的实部)响应频率的变化。图6A中表602的下行6024表示第一放大装置112的输入端N2上的电容响应频率的变化。曲线604表示从输入端N2至输出端No的增益响应。如图6A的上行6022所示，当频率低于wF时(即带内频率和中间带频率)，看向输入端N2的输入阻抗的值可以由下面的公式(3)表示：
当频率高于wF时(即近带频率)，看向输入端N2的输入阻抗的值可以由下面的公式(4)表示：
输入阻抗＝R1 (4)
换言之，由于术语gmR2的值可以被设计为具有很大的值，因此，在带内频率和中间带频率中看向输入端N2的输入电阻远小于近带频率中看向输入端N2的输入阻抗。因此，阻抗电路1164的电阻R1可以被设计为具有大的电阻值，以及，在带内频率和中间带频率中，阻抗电路1164的电阻R1仍能够经由匹配网络104轻易地与天线102的阻抗匹配。应当注意的是，越大的电阻R1会引入越小的噪声至接收到的信号。
此外，如图6A的下行6024所示，当频率低于中间带频率中的特定频率ω1时，输入端N2上的电容的值可以由下面的公式(5)表示：
电容＝C1 (5)
当频率位于特定频率ω1和近带频率中的另一特定频率ω2之间时，输入端N2上的电容的值可以由下面的公式(6)表示：
电容＝C1(1+gmZin) (6)
此外，当频率高于特定频率ω2时，输入端N2上的电容的值可以由下面的公式(7)表示：
电容＝C1 (7)
换言之，在高频率范围中(如在图6B中介于ω1和ω2之间的频率范围)，输入端N2上的电容受第一放大装置112的米勒效应(Miller Effect)而增大。更特别地，第一放大装置112的增益为gmZin。在小于特定频率ω1的频率中，由于输入阻抗Zin还小(如图4所示)，因此，增益gmZin非常小。因此，在小于特定频率ω1的频率中，输入端N2上的电容可以被视为C1。在位于特定频率ω1和ω2之间的频率中，由于输入阻抗Zin在该频率范围中够大，因此增益gmZin变大。因此，在位于特定频率ω1和ω2之间的频率中，输入端N2上的电容为C1(1+gmZin)。此外，在高于特定频率ω2的频率中，由于输入阻抗Zin减小(如图4所示)，因此增益gmZin减小。因此，在高于特定频率ω2的频率中，输入端N2上的电容可以被再次视为C1。根据公式(5)-(7)，可以看出：在特定频率ω1和ω2之间的频率中，输入端N2上的电容被放大(enlarge)，这意味着电容(即C1)和电容性装置110可以被设计为具有小的电容值，但仍然能够在输入端N2处获得大电容的效果。因此，电容(即C1)和电容性装置110所占用的面积相比于常规的对应部分大大减小，信号接收装置的性能大大提高。
在图6B的示意图中，可以看出：第一放大装置112、第二放大装置114、反馈装置116和电容性装置110的组合电路(即图5中的级联放大器)的带宽(即604)被特定的带宽BW1扩展，从而使得信道边缘中的信号的信噪比不会降低。此外，当频率达到近带频率时，增益急剧减小。与传统的对应部分的带宽(标注为606)相比，如图6B所示，本发明的电路不仅具有大的带宽，而且具有尖锐的邻带抑制。
应当注意的是，图1中作为单端(single-ended)电路进行说明的信号接收装置100仅用于描述目的，而并不是对本发明的限制。在本发明的另一实施例中，信号接收装置100可以是差分电路(differential circuit)。请参照图7，图7是根据本发明第二实施例说明信号接收装置700的示意图。信号接收装置700是差分无线信号接收器。信号接收装置700包括天线702、匹配网络704、电容性装置706、混频装置708、第一电容性装置710、第二电容性装置712、第一差分放大装置714、第二差分放大装置716、第一反馈装置718和第二反馈装置720。芯片连接端口Np’右侧的电路元件被实现为单芯片。芯片连接端口Np’左侧的电路元件(即天线702和匹配网络704)在该单芯片的外部。
第一差分放大装置714包括差分跨导电路7142、第一反馈电路7144和第二反馈电路7146。第二差分放大装置716包括差分跨阻抗电路7162、第一反馈电路7164和第二反馈电路7166。根据本实施例，反馈电路7144、7146、7164、7166和反馈装置718、720中的每一个可以是电容性组件、电感性组件、电阻性组件和/或晶体管的组合电路。
信号接收装置700的电路元件中的连接如图7所示，天线702用于接收无线信号，匹配网络704具有耦接于天线702的第一端和耦接于芯片连接端口Np’的第二端。电容性装置706具有耦接于芯片连接端口Np’的第一端和耦接于混频装置708的输入端的第二端。混频装置708用于将接收到的射频信号变频至其输出端上的下变频信号(该下变频信号为差分信号)，混频装置708的差分输出端(第一输出端和第二输出端)分别将该差分信号输出至第一差分放大装置714的差分输入端(第一输入端和第二输入端)。电容性装置710具有耦接于混频装置708的第一输出端的第一端和耦接于第一参考电压的第二端，电容性装置712具有耦接于混频装置708的第二输出端的第一端和耦接于第二参考电压的第二端。在本实施例中，第一参考电压和第二参考电压为地电压。第一反馈电路7144耦接在差分跨导电路7142的第一输入端及其第一输出端之间，第二反馈电路7146耦接在差分跨导电路7142的第二输入端及其第二输出端之间。第一差分放大装置714的差分输出端分别连接至第二差分放大装置716的差分输入端。第一反馈电路7164跨接在第二差分放大装置716的第一输入端及其第一输出端之间，第二反馈电路7166跨接在差分跨阻抗电路7162的第二输入端及其第二输出端之间。第一反馈装置718耦接在第二差分放大装置716的第一输出端和第一差分放大装置714的第一输入端之间，第二反馈装置720耦接在第二差分放大装置716的第二输出端和第一差分放大装置714的第二输入端之间。此外，至于本实施例的其它类似描述可参照上述实施例，因此，为简洁起见，此处省略其详细描述。
请注意，信号接收装置700为信号接收装置100的差分版本。因此，信号接收装置700也会具有与信号接收装置100类似的优势或特性。本领域技术人员在阅读与信号接收装置100有关的上述描述之后，应当理解信号接收装置700的操作，因此，为简洁起见，此处省略其详细描述。
总之，可以将上述信号接收装置100/700的操作总结为如图8所示的过程(procedure)。图8是根据本发明实施例说明信号接收方法800的流程图。假设达到基本上相同的效果，图8所示的流程图的步骤不必严格按照所述顺序进行，且不必是连续的，换言之，其它步骤可以是中间的。请一并参照图8和图1，信号接收方法800包括：
步骤802：提供具有耦接于芯片连接端口Np的第一端的电容性装置106。
步骤804：提供混频装置108，该混频装置108具有耦接于电容性装置106的第二端的输入端N1和耦接于第一放大装置112的输入端N2的输出端。
步骤806：提供跨导电路1122，以从第一放大装置112的输入端N2至输出端N3提供跨导增益。
步骤808：提供耦接在输入端N2和输出端N3之间的第一反馈电路1124。
步骤810：提供跨阻抗电路1142，以从第二放大装置114的输入端N3至输出端No提供跨增益。
步骤812：提供耦接在第二放大装置114的输入端N3和输出端No之间的第二反馈电路1144。
步骤814：提供耦接在第二放大装置114的输出端No和第一放大装置112的输入端N2之间的反馈装置116。
步骤816：控制第二放大装置114，以使第二放大装置114操作在第一频率范围内时，看向第二放大装置114的输入端N3的输入阻抗落入第一阻抗范围Z1内。
步骤818：控制第二放大装置114，以使第二放大装置114操作在第二频率范围内时，看向第二放大装置114的输入端N3的输入阻抗落入第二阻抗范围Z2内。其中，第二频率范围高于第一频率范围，以及，第二阻抗范围Z2大于第一阻抗范围Z1。换言之，第二频率范围中的任一频率分别高于第一频率范围中的任一频率，以及，第二阻抗范围中的任一阻抗分别大于第一阻抗范围中的任一阻抗。
步骤820：控制看向第二放大装置114的输入端N3的输入阻抗，以在高于第二频率范围的第三频率范围中单调递减。例如，请参照图4，在达到最大值Zmax后关于频率单调递减。
综上所述，本发明的信号接收装置为混频器第一(mixer-first)的接收器，以及，信号接收装置提供耦接至跨导电路的输出端的跨阻抗电路，使得跨导电路的米勒效应对在跨导电路的输入端上的电容进行放大(enlarge)。通过这样做，小电容(而不是大电容)能够用于连接至跨导电路的输入端，以给接收到的信号提供带通滤波效果。此外，信号接收装置也具有平坦的带内响应和尖锐的邻带抑制的特性。
通过示例的方式，而不是对其进行限制，当使用无源混频器(passive mixer)实现混频装置108/708时，可以实现SAW(Surface Acoustic Wave，表面声波)较少的接收器100/700。如图6B所示，第一放大装置112、第二放大装置114、反馈装置116和电容性装置110的组合电路可以被视为具有低通滤波器(low-pass filter,LPF)的频率响应。当使用无源混频器实现混频装置108/708时，LPF的频率响应从基带侧通过无源滤波器转换到射频侧，因此，形成中心频率在无源滤波器所使用的本地振荡频率处的带通滤波器(band-pass filter,BPF)的频率响应。举例来说，当LPF的频率响应存在于混频装置108的输出端N2上时，BPF的频率响应存在于混频装置108的输入端N1上，以抑制/减弱非期望的带外阻断信号。由于第一放大装置112、第二放大装置114、反馈装置116和电容性装置110的组合电路具有适当的频率响应，因此在射频前端中可以省略SAW滤波器。此外，也可以省略耦接在无源混频器和芯片连接端口之间的低噪声放大器(low-noise amplifier,LNA)。如图1或图7所示，电容性装置106/706的第一端直接连接于芯片连接端口Np/Np’，以及，电容性装置106/706的第二端直接连接于混频装置108/708的输入端。
在不脱离本发明的精神以及范围内，本发明可以其它特定格式呈现。所描述的实施例在所有方面仅用于说明的目的而并非用于限制本发明。本发明的保护范围当视所附的权利要求所界定者为准。本领域技术人员皆在不脱离本发明之精神以及范围内做些许更动与润饰。

Claims (20)

1.一种信号接收装置，其特征在于，该信号接收装置包括：
第一放大装置，具有输入端和输出端；
第二放大装置，具有输入端和输出端，其中，该第二放大装置的输入端耦接于该第一放大装置的输出端；
反馈装置，耦接在该第二放大装置的输出端和该第一放大装置的输入端之间；
混频装置，具有耦接于芯片连接端口的输入端和耦接于该第一放大装置的输入端的输出端；
其中，该第二放大装置用于提供看向该第二放大装置的输入端的输入阻抗；当该第二放大装置操作在第一频率范围中时，该输入阻抗落入第一阻抗范围内，以及，当该第二放大装置操作在第二频率范围中时，该输入阻抗落入第二阻抗范围内；该第二频率范围不同于该第一频率范围，且该第二阻抗范围不同于该第一阻抗范围。
2.如权利要求1所述的信号接收装置，其特征在于，该第二频率范围中的任一频率高于该第一频率范围中的任一频率，以及，该第二阻抗范围中的任一阻抗大于该第一阻抗范围中的任一阻抗。
3.如权利要求2所述的信号接收装置，其特征在于，当该第二放大装置操作在该第一频率范围中时，看向该第二放大装置的输入端的该输入阻抗基本上保持不变。
4.如权利要求2所述的信号接收装置，其特征在于，当该第二放大装置操作在该第二频率范围中时，看向该第二放大装置的输入端的该输入阻抗关于频率单调递增。
5.如权利要求2所述的信号接收装置，其特征在于，当该第二放大装置操作在第三频率范围中时，看向该第二放大装置的输入端的该输入阻抗关于频率单调递减，以及，该第三频率范围中的任一频率高于该第二频率范围中的任一频率。
6.如权利要求1所述的信号接收装置，其特征在于，该第一放大装置包括：
跨导电路，用于提供从该第一放大装置的输入端至该第一放大装置的输出端的跨导增益；以及
第一反馈电路，耦接在该第一放大装置的输入端和该第一放大装置的输出端之间。
7.如权利要求6所述的信号接收装置，其特征在于，该第一反馈电路至少包括电容性组件。
8.如权利要求1所述的信号接收装置，其特征在于，该第二放大装置包括：
跨阻抗电路，用于提供从该第二放大装置的输入端至该第二放大装置的输出端的跨阻抗增益；以及
第二反馈电路，耦接在该第二放大装置的输入端和该第二放大装置的输出端之间。
9.如权利要求8所述的信号接收装置，其特征在于，该第二反馈电路至少包括：
电容性组件，耦接在该第二放大装置的输入端及其输出端之间；以及
电阻性组件，耦接在该第二放大装置的输入端及其输出端之间。
10.如权利要求1所述的信号接收装置，其特征在于，该反馈装置至少包括：
反相电路，具有耦接于该第二放大装置的输出端的输入端；以及
电阻性电路，具有耦接于该反相电路的输出端的第一端以及耦接于该第一放大装置的输入端的第二端。
11.如权利要求1所述的信号接收装置，其特征在于，该信号接收装置还包括：
第一电容性装置，具有耦接于该第一放大装置的输入端的第一端和耦接于参考电压的第二端。
12.如权利要求1所述的信号接收装置，其特征在于，该混频装置为无源混频器。
13.如权利要求1或12所述的信号接收装置，其特征在于，该信号接收装置还包括：
第二电容性装置，具有直接连接于该芯片连接端口的第一端以及直接连接于该混频装置的输入端的第二端。
14.如权利要求13所述的信号接收装置，其特征在于，该信号接收装置还包括：
匹配网络，具有耦接于该芯片连接端口的第一端。
15.如权利要求14所述的信号接收装置，其特征在于，该信号接收装置还包括：
天线，耦接于该匹配网络的第二端，用于接收无线信号。
16.一种信号接收方法，其特征在于，其应用于如权利要求1-15中任意一项所述的信号接收装置，该方法包括：
控制该第二放大装置来提供看向该第二放大装置的输入端的输入阻抗，以当该第二放大装置操作在第一频率范围中时，该输入阻抗落入第一阻抗范围内；以及当该第二放大装置操作在第二频率范围中时，该输入阻抗落入第二阻抗范围内；其中，该第二频率范围不同于该第一频率范围，且该第二阻抗范围不同于该第一阻抗范围。
17.如权利要求16所述的信号接收方法，其特征在于，该第二频率范围中的任一频率高于该第一频率范围中的任一频率，以及，该第二阻抗范围中的任一阻抗大于该第一阻抗范围中的任一阻抗。
18.如权利要求17所述的信号接收方法，其特征在于，当该第二放大装置操作在该第一频率范围中时，看向该第二放大装置的输入端的该输入阻抗基本上保持不变。
19.如权利要求17所述的信号接收方法，其特征在于，当该第二放大装置操作在该第二频率范围中时，看向该第二放大装置的输入端的该输入阻抗关于频率单调递增。
20.如权利要求17所述的信号接收方法，其特征在于，当该第二放大装置操作在第三频率范围中时，看向该第二放大装置的输入端的该输入阻抗关于频率单调递减，以及，该第三频率范围中的任一频率高于该第二频率范围中的任一频率。
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