CN102201798A

CN102201798A - 一种适于纳米尺度工艺的高线性度射频前端

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Publication number: CN102201798A
Application number: CN2011100843282A
Authority: CN
Inventors: 王川; 陈龙; 叶乐; 廖怀林; 黄如
Original assignee: Peking University
Current assignee: Peking University
Priority date: 2011-04-06
Filing date: 2011-04-06
Publication date: 2011-09-28
Anticipated expiration: 2031-04-06
Also published as: CN102201798B

Abstract

本发明提供一种适于纳米尺度的高频率选择性射频前端，包括具有高频输入匹配网络、低噪声跨导、负载网络以及无源混频器三个部分，无源混频器配置在输入匹配网络或低噪声跨导或负载网络输出节点，所述输入匹配网络和负载网络都采用阻抗转换实现高Q值和高频率选择性，用于滤除频带外干扰；射频信号经由高Q值输入匹配网络滤波后，由输入跨导与高Q值经阻抗变换后的负载网络负载实现放大；由无源混频器将高频信号下变频为低频信号交由模拟或数字基带处理。本发明提供的射频前端具有功耗低、镜像抑制比高、带外线性度好、增益可配置性强、无需片外SAW滤波器等优点，适用于未来多功能集成射频芯片的应用。

Description

一种适于纳米尺度工艺的高线性度射频前端

技术领域

本发明涉及一种适用于纳米尺度工艺的软件无线电高线性度射频前端，属于射频集成电路领域。

背景技术

软件无线电(Software-Defined Radio, SDR)作为一种预期中的通用的射频收发机，已经成为科研和产业界关注的重要方向。

个人移动终端的功能趋于多样化，如目前的部分智能手机已包含2G、3G通信、蓝牙通信、Wi-Fi和数字移动电视等功能。对于兼容多种通信标准的移动终端，目前的主流解决方案为针对不同的标准使用不同的芯片，并在天线后方加入高Q值的表面声波(Surface acoustic wave, SAW)滤波器预先滤除干扰信号后再对有用信号进行处理。这种方案的缺点是芯片和SAW滤波器的成本高昂，并且不利于系统的小型化。因而，无论是从成本、功耗还是从减小设备体积增强便携性等方面来考虑，设计一种宽带、兼容多标准的射频前端芯片势在必行。

顺应这一趋势，无线传输已由最初的模拟无线电向软件无线电全面发展，由单一的、定制的向数字的、可编程的方向发展。SDR的特点在于适用于较宽带的可配置的频率范围，传统的在天线后接宽带低噪声放大器(Low Noise Amplifier, LNA)的SDR架构作为一个宽带系统，无法区分有用频带和干扰信号，在同时放大了有用信号和干扰后，将对LNA后的后级混频器等提出了线性度上过于苛刻的要求。

文献M. Soer, et al, “A 0.2-to-2.0GHz 65nm CMOS Receiver without LNA Achieving >11dBm IIP3 and <6.5 dB NF”, IEEE ISSCC Dig. Tech. Papers, Feb. 2009报道了一种无需LNA直接使用无源混频器作为输入匹配、放大和下变频的技术，有效地增强了干扰抑制能力和接收机的频率工作范围。文献C. Andrews, et al, “A Passive Mixer-First Receiver with Digitally Controlled and Widely Tunable RF Interface”, IEEE J. Solid-State Circuits VOL. 45, NO. 12, DEC. 2010则阐述了按一定频率工作的开关对基带阻抗在频域上的变换；利用该技术，可以作高Q值的窄带匹配与滤波，从而达到滤除带外干扰的目的。

专利文献US20100317311A1和EP2270982A2基于阻抗变化技术，采用一种统一的LO频率，实现了一种无需SAW滤波器、抗干扰能力强的射频前端，但该架构接收机的谐波抑制能力并不理想。

发明内容

针对上述现有技术中的缺点，本发明的目的在于提供一种架构简单、干扰抑制能力强、可配置性的射频前端，在芯片的匹配网络、负载阻抗等不同应用中采用不同的LO频率完成阻抗变换，在大幅提升谐波抑制能力的同时显著增强了系统的可配置性，具有功耗低、镜像抑制比高、带外线性度好、增益可配置性强、无需片外SAW滤波器等优点，适用于未来多功能集成射频芯片的应用。

为了实现本发明的目的，本发明采用的技术方案概述如下：

一种适于纳米尺度的高频率选择性射频前端，包括具有高频输入匹配网络、低噪声跨导、负载网络以及无源混频器三个部分，无源混频器配置在输入匹配网络或低噪声跨导或负载网络输出节点,所述输入匹配网络和负载网络都采用阻抗转换实现高Q值和高频率选择性，用于滤除频带外干扰;射频信号经由高Q值输入匹配网络滤波后，由输入跨导与高Q值经阻抗变换后的负载网络负载实现放大；由无源混频器将高频信号下变频为低频信号交由模拟或数字基带处理。

进一步地，天线接入的射频信号经电感转换为差分信号，后级结构均为全差分结构。

进一步地，高Q输入匹配网络由本地振荡信号(Local-Oscillator, LO)驱动的NMOS开关和基带阻抗构成，该网络将基带阻抗以一定的比例搬移到有用射频信号频率f ₀形成高Q带通网络(该结构以下简述为高Q带通阻抗)。

进一步地，所需的LO信号为N(N=4,8)路信号，每一路的占空比为1/N，相位上依次延迟1/N个LO周期；实际电路可根据噪声、匹配带宽等要求选取4路或8路LO信号。

进一步地，基带阻抗由一个电阻和电容并联形成并表现出低通特性。

进一步地，直接变频系统的所述输入匹配网络的LO信号频率为f ₀/2，滑动中频系统的输入匹配网络的LO信号频率为f ₀/3,调整电阻值实现阻抗实部的匹配(一般地，匹配到天线阻抗50Ω)，调整电容值用以改变该匹配网络的Q值，从而决定匹配带宽与干扰抑制效果。

进一步地，输入跨导应具备的特点为高输入阻抗、低噪声。前者高输入阻抗的特点不改变高Q阻抗变换网络的匹配特性，后者低噪声的特点在提供一定增益的同时可压制后级的噪声。

进一步地，输入跨导的负载为一类似于匹配网络的高Q带通阻抗，其LO信号频率为f ₀，并可根据实际需要选取4路或8路LO来驱动。

进一步地，上述输入跨导和负载网络可级联两级以保证增益和噪声。

进一步地，无源混频器由NMOS开关与有源负载构成，亦可通过阵列的方式形成谐波抑制效果。

与现有技术相比，本发明具有如下优点：

(1) 结构简单。本发明主要由阻抗变换网络的衍生和反复应用构成，电路原理明晰，芯片面积小。

(2) 成本低廉。该架构一方面可满足目前相当部分无线通信标准的性能要求，另一方面，无需表面声波滤波器，大幅度节约了芯片的应用成本。

(3) 匹配网络与信号通道分离。匹配网络和信号通道的分离给设计增加了自由度，使得匹配网络在不显著影响信号通路性能可自由调节。

(4) 具有高的谐波抑制比，本发明在输入匹配和负载网络分别采用f ₀/2和f ₀的频率，2 f ₀、3 f ₀、4 f ₀等谐波处的干扰信号均相对于传统结构有大幅度的抑制。

(5) 增益的配置灵活。本发明所述存在多级放大和混频，在不同的节点抽出信号可以得到不同增益的射频信号或是基带信号。根据实际状况对于噪声、抗干扰能力等指标的要求，可在不同节点抽取射频或基带信号，增益的配置极为灵活。

(6) 带外线性度好。由于匹配网络和负载网络的高Q特点，带外信号的滤除作用明显，因而带外线性度可以达到很高的水平。

(7) 适用于纳米尺度工艺，集成度高。由于该架构只包含开关、电容、电阻和有源晶体管器件，不需要电感和高密度电容结构，因此在纳米尺度工艺下，消耗面积更小，功耗更低，更适合未来与纳米尺度标准CMOS工艺兼容。

附图说明

图1是本发明中所使用的本地振荡信号的时序图；

图2是基带阻抗在频域上的变换示意图；

图3是用于直接变频系统的高频率选择性射频前端的结构图；

图4 是用于滑动中频系统的高频率选择性射频前端的结构图；

图5是输入跨导的一种实现方式电路图。

具体实施方式

本发明所述的高频率选择性射频前端的具体实施方案如下：

图1是本发明中所使用的本地振荡信号的时序图。对于N(N=4,8)路LO信号，要求LO信号为方波，每路信号的占空比为(1/N)，且依次延迟1/N个周期。图1以4路LO信号为例，要求4路信号均为25%占空比，且每路相对延迟1/4个周期。对于8路LO信号为例，则要求LO信号均为12.5%占空比，且每路相对延迟1/8个周期。

图2是NMOS开关对基带阻抗在频域上的变换作用示意图。基带阻抗Z _BB在频率为f ₀且满足图1要求的LO信号的开关作用下，在频域发生搬移。若以Z(f)表示表示发生转换作用后的阻抗，数学运算证明，在满足上述要求的4路LO和开关作用下，该阻抗可以表示为

上式表明，基带阻抗在开关和方波的共同作用下，被以不同的系数搬移到f ₀及其谐波附近。在实际应用中，考虑到开关的导通阻抗Z _SW，上式可进一步写成

上式仅针对4路LO信号的一种状况，对于8路信号以及更高阶的信号，Z(f)表达式与上式类似，只是各阶谐波附近阻抗的变换系数发生改变。

图3是本发明所述的用于软件无线电的高频率选择性射频前端的基本架构。该架构为图2所示的阻抗变换网络的反复应用。以f ₀为有用射频信号的中心频率，输入匹配网络由频率为f ₀ /2的LO信号驱动，基带阻抗由电阻和电容并联形成，合理的电阻值设计可以保证经过频域搬移后的阻抗Z(f)在频率f ₀附近实部匹配到50Ω。对于f ₀ /2频率附近，由于阻抗变换时的系数较大，等效阻抗实部较大因而存在一定的匹配损失；对于f ₀的高阶谐波附近，对于f ₀ /2将表现为一个更高阶的谐波，由于阻抗变换的系数很小，等效阻抗实部非常小，因而匹配损失非常大，这对高阶谐波附近的干扰将有非常大的抑制作用；对于其他非f ₀ /2的高阶谐波频率附近，天线所看到的阻抗接近于0，进入失配状态，因而潜在的干扰亦将收到极大的抑制作用。偶数阶谐波附近的干扰信号通过差分电路消除，而3阶以及更高阶的奇数阶谐波附近的干扰信号，将由于以上所述输入的不匹配而得到很大程度的衰减，因此整个匹配网络实现了f ₀频率附近的窄带匹配，具有一定的干扰抑制作用；并且这种抑制作用，相对于匹配网络亦采用f ₀频率的阻抗变换结构，干扰抑制作用更强。基带阻抗中的电容用以调谐匹配网络Q值电容越大，Q值越大，匹配带宽越小。基带阻抗在频域上是向上搬移，在阻值上则是变小，因此使用较大的电阻即可实现50Ω的匹配，匹配网络将仅引入小量噪声，不会恶化整个射频前端的噪声性能。

在不影响匹配网络特性的前提下，高输入阻抗的跨导Gm提供了信号路径。Gm电流可取值较大，以在减小噪声的同时抑制后级负载和放大级对整个前端噪声的恶化。Gm与其负载共同构成第一级LNA，负载网络亦由频域变换后的高Q带通负载构成。负载阻抗由频率为f ₀的LO信号驱动，保证f ₀频率附近有足够增益。对于f ₀ /2频率附近和非f ₀及其谐波频率附近，基带阻抗被变换到该频点的值近似于0，因此整个负载仅为整个NMOS开关开态电阻的值，故增益很小；对于f ₀的高阶谐波附近，阻抗变换的系数非常小，整个负载亦仅相当于NMOS开关开态电阻的值，增益亦很小。上述分析表明，由频率为f ₀的LO开关驱动的基带负载，对于匹配损失较小的潜在干扰频带(f ₀ /2及其谐波附近)，具有很强的抑制效果。

两级Gm和高Q带通负载组成的LNA的使用可更好地抑制后级混频器的噪声，并给增益以更多的可配置性。

混频器最终将射频信号转变为低频的基带信号，其基本结构仍用一组NMOS开关和高Q带通负载构成。其区别于匹配网络和LNA中的无源负载之处在于，无源混频器的负载为有源负载，或者可描述为一个跨阻放大器(Trans-Impedance Amplifier, TIA)。

图3所示的结构在增益配置上提供了极大的灵活性，对于拓宽系统的动态范围有极大帮助。从图中的A1、A2、B1、B2、C1、C2点均可引出增益不等的射频信号，从无源负载Z₁、Z₂、Z₃以及混频器后均可引出增益不等的基带信号。作为无源负载的Z₁、Z₂、Z₃以及作为无源混频器的TIA的阻值的调节亦很方便，更增加了整个前端增益配置的灵活性。

对于其他接收机系统架构，如滑动中频系统，也可以利用图1和图2所示的基于“匹配网络与信号通道分离”的技术实现高选择性高线性度射频前端。图4给出了一种用于滑动中频系统的高频率选择性射频前端的示意图。该接收机结构与直接变频系统的区别在于其利用两次或者多次变频实现频率的下变频，从而避免了直接下变频系统需要高本振频率和直流偏移等问题。在该架构中，第一级本振信号的频率可以设定2/3 f0, f0为本振信号频率，而第二级频率为1/3 f0。类似与直接变频系统，我们利用1/3 f0的三阶谐波处的能量实现输入匹配，而利用f0的一阶谐波实现输出频率选择。对于f ₀ /3频率附近，由于阻抗变换时的系数较大，等效阻抗实部较大因而存在一定的匹配损失；对于f ₀的高阶谐波附近，对于f ₀ /3将表现为一个更高阶的谐波，由于阻抗变换的系数很小，等效阻抗实部非常小，因而匹配损失非常大，这对高阶谐波附近的干扰将有非常大的抑制作用；对于其他非f ₀ /3的高阶谐波频率附近，天线所看到的阻抗接近于0，进入失配状态，因而潜在的干扰亦将收到极大的抑制作用。因此，基于“匹配网络与信号通道分离”的技术实现高选择性的射频前端可以在直接变频系统和滑动中频系统中都能实现信号高频率选择性下变频，前端配置灵活，覆盖频率范围宽，适合软件未来无线电接收机使用。

图5展示了一种高输入阻抗跨导的结构。大电阻给予了跨导输入管的自偏置，并且保证输入阻抗为高阻以不破坏输入有高Q带通网络的匹配；输出阻抗可近似为NMOS和PMOS管的输出阻抗，亦为高阻，因而该结构是一个高输入阻抗和高输出阻抗的较为理想的跨导。

Claims

1.一种适于纳米尺度的高频率选择性射频前端，其特征在于，包括具有高频输入匹配网络、低噪声跨导、负载网络以及无源混频器三个部分，无源混频器配置在输入匹配网络或低噪声跨导或负载网络输出节点,所述输入匹配网络和负载网络都采用阻抗转换实现高Q值和高频率选择性，用于滤除频带外干扰;射频信号经由高Q值输入匹配网络滤波后，由输入跨导与高Q值经阻抗变换后的负载网络负载实现放大；由无源混频器将高频信号下变频为低频信号交由模拟或数字基带处理。

2.如权利要求1所述的射频前端，其特征在于，天线接入信号经电感或变压器转换为差分信号，输入匹配网络、输入跨导、输入跨导负载结构均为全差分结构。

3.如权利要求1所述的射频前端，其特征在于，输入匹配网络由本地振荡信号LO驱动的NMOS开关和基带阻抗构成。

4.如权利要求3所述的射频前端，其特征在于，所述的本地振荡信号LO为N路信号，每一路的占空比为1/N，相位上依次延迟1/N个LO周期，N=4,8。

5.如权利要求3所述的射频前端，其特征在于，所述基带阻抗由一个电阻和电容并联形成并表现出低通特性。

6.如权利要求3所述的射频前端，其特征在于，直接变频系统的所述输入匹配网络的LO信号频率为f ₀/2，滑动中频系统的输入匹配网络的LO信号频率为f ₀/3。

7.如权利要求3所述的射频前端，其特征在于，所述输入跨导具备高输入阻抗和低噪声。

8.如权利要求1所述的射频前端，其特征在于，所述输入跨导负载的LO信号频率为f ₀，根据实际需要选取4路或8路LO来驱动。

9.如权利要求1所述的射频前端，其特征在于，所述输入跨导和负载网络级联两级。

10.如权利要求1所述的射频前端，其特征在于，所述无源混频器由NMOS开关与有源负载构成，亦可通过阵列的方式构成。