CN105591653A - 具有跨导器网络用于动态调整环路滤波器系数的△-σ调制器 - Google Patents

具有跨导器网络用于动态调整环路滤波器系数的△-σ调制器 Download PDF

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Abstract

本申请公开了一种具有跨导器网络用于动态调整环路滤波器系数的△-Σ调制器。动态可调跨导器包括用于基于电压信号产生电流信号的电压-电流转换器级；和电流缩放级，用于通过缩放因子来调整所述电流信号以实现特定的跨导。电流缩放级包括具有相关联的粗调步骤的粗调机构和具有相关联的微调步骤的微调机构，其中所述缩放因子是粗调步骤到微调步骤的比例。Δ-Σ调制器可以通过动态调整跨导以实现特定电阻而实现跨导器，以产生环路滤波器系数。

Description

具有跨导器网络用于动态调整环路滤波器系数的△-Σ调制器
技术领域
本公开一般涉及△-Σ调制器，并且更具体地涉及用于动态调谐环路滤波器系数的Δ-Σ调制器。
背景技术
Δ-Σ(ΔΣ)调制器是可以实现高清晰数字信号的反馈系统。Δ-Σ调制器已经在各种电子电路中实现，包括但不限于：模数转换器(ADC)、数模转换器(DAC)、频率合成器和其它电子电路。Δ-Σ调制器通常被配置来调谐环路滤波器系数，例如控制量化噪声的频度分布、成形(移动)任何量化噪声到较高和/或较低频率以实现几乎无噪声区。虽然调谐环路滤波器系数的已知△-Σ调制器配置已足够一般用于上述目的，但他们没有在所有方面都完全令人满意。
附图说明
当结合附图阅读时从下面的详细描述可以最好理解本公开内容。需要强调，按照行业的标准做法，各种特征未按比例绘制，并且仅用于说明目的。事实上，各种特征的尺寸可以任意增加或减少，为了清楚的讨论。
图1是根据本公开的各个方面的示例性数据采集系统的示意性框图。
图2是根据本公开的各个方面的示例性Δ-Σ调制器的示意性电路图。
图3是根据本公开的各个方面的示例性积分器的示意性电路图，它可以在图2所示的Δ-Σ调制器中实现。
图4是根据本公开的各个方面的另一示例性△-Σ调制器的示意性电路图。
图5是根据本发明的各个方面的另一个示例性Δ-Σ调制器的示意电路图。
图6是根据本发明的各个方面的另一个示例性Δ-Σ调制器的示意电路图。
图7是根据本公开的各个方面可在△-Σ调制器来实现的示例性跨导器网络的示意电路图，诸如图6中描绘的△-Σ调制器。
图8A和图8B是根据本公开的各个方面，可在跨导器网络中实现的示例性晶体管阵列的示意电路图，诸如图7中描绘的跨导器网络。
图9是根据本公开的各个方面可通过Δ-Σ调制器来实现的示例性方法的简化流程图。
发明内容
在本文中公开用于动态调谐跨导的动态可调跨导器和相关方法。示例性动态可调跨导器包括：用于基于电压信号产生电流信号的电压-电流转换器级；和电流缩放级，用于通过缩放因子来调整电流信号以实现特定跨导。电流缩放级包括具有相关联的粗调步骤的粗调机构和具有相关联的微调步骤的微调机构，其中所述缩放因子是粗调步骤到微调步骤的比例。电压-电流转换器级可包括具有固定电阻的电阻器阵列。粗调机构可包括粗调晶体管阵列，其包括配置成用于选择性切换进或出粗调晶体管阵列以设置粗调步骤的开关粗调晶体管。该微调机构可以包括微调晶体管阵列，其包括配置成用于选择性切换进或出微调晶体管阵列，以设置微调步骤。在各种实施方式中，该晶体管被配置为接收至少两个输入信号，其中所述电压-电流转换器级设置至少两个输入信号的电流比率。
在各种实施方式中，跨导器进一步包括从电流缩放级到电压-电流转换器级的反馈路径，其中所述反馈路径经配置以维持低阻抗。反馈路径可以包括具有耦合电压到变换器级的源极和耦合电流缩放级的漏极的晶体管。在各种实施方式中，电流缩放级包括具有粗调晶体管的粗调晶体管阵列，其中每一个粗调晶体管具有通过开关耦合跨导器的输出的源极，耦合接地的漏极，和耦合晶体管的漏极的栅极。在各种实施方式中，具有微调晶体管的微调晶体管阵列，其中每个微调晶体管具有通过开关耦合电压-电流转换器级的源极、耦合接地的漏极和耦合晶体管的漏极的栅极。
Δ-Σ调制器可以通过动态调整跨导实现跨导器来实现特定电阻而产生环路滤波器系数。在各种实施方式中，本文所描述的Δ-Σ调制器可以动态地调整环路滤波器系数以放置陷波频率。Δ-Σ调制器可以使用数字滤波器/抽取器实施，以形成Δ-Σ模数转换器。示例性的Δ-Σ调制器包括环路滤波器，被配置成基于模拟输入信号、反馈模拟信号和环路滤波器系数产生环路滤波器模拟信号；耦合环路滤波器的量化器，其中该量化器被配置为基于所述环路滤波器模拟信号生成数字信号；如本文所述的跨导器耦合环路滤波器，其中跨导器被配置为通过动态调谐跨导以获得特定电阻而生成环路滤波器系数；和耦合量化器和环路滤波器的数模转换器，所述数模转换器被配置为基于所述数字信号产生反馈模拟信号。在各种实施方式中，粗调步骤设置包括用于设定环路滤波器系数的特定电阻的电阻子范围，微调步骤设定电阻子范围内的特定电阻。在各种实施方式中，跨导器被配置成基于从所述环路滤波器接收的至少两个输入信号产生环路滤波器系数，其中所述电压-电流转换器级设置至少两个输入信号的电流比。在各种实施方式中，模拟输入信号具有相关联的中频(IF)，和跨导器被配置以产生环路滤波器系数，其将噪声转移函数的陷波频率置于约IF频率。在各种实施方式中，跨导器形成被配置以模仿由环路滤波器的第n个积分器产生的积分差异信号的反馈路径。
在各种实施方式中，环路滤波器包括：第一加法器，被配置成基于所述模拟输入信号、反馈模拟信号，以及环路滤波器系数产生差异信号；耦合第一加法器的第一积分器，其中，所述第一积分器被配置为基于所述差异信号产生第一积分差异信号；耦合第一积分器的第二积分器，其中，所述第二积分器被配置成基于所述第一积分差值信号产生第二积分差值信号；以及耦合第二积分器的第二加法器，其中，所述第二加法器被配置成基于所述第二积分差值信号产生环路滤波器模拟信号。跨导器可以被配置成基于从环路滤波器接收的第一积分差信号和环路滤波器模拟信号产生环路滤波器系数。第二积分器可包括前馈增益路径，经配置成生成积分增益信号，其中所述第二加法被配置成进一步基于所述积分增益信号生成环路滤波器模拟信号。
一种方法可以动态调整包括跨导以实现特定电阻，用于设置△-Σ调制器的环路滤波器的环路滤波器系数；基于模拟信号、反馈模拟信号以及以及环路滤波器系数产生环路滤波器模拟信号；和基于所述环路滤波器模拟信号产生数字信号。动态地调整跨导可包括：基于从环路滤波器接收的输入信号产生电流信号，并通过设置比例因子的粗调步骤和微调步骤来实现特定电阻而调整电流信号，其中调整因子是粗调步骤到微调步骤的比率。在各种实施方式中，模拟信号具有相关联的中频(IF)，并且所述方法包括：设置所述环路滤波器系数以将Δ-Σ调制器的陷波频率放置于约IF频率。该方法还可以包括：选择性地切换晶体管进或出晶体管阵列以设置粗调步骤和细调步骤。
具体实施方式
Δ-Σ(ΔΣ)调制器是可以实现高清晰数字信号的反馈系统。Δ-Σ调制器已经在各种电子电路中实现，包括(但不限于)模数转换器(ADC)、数模转换器(DAC)、频率合成器和其它电子电路。图1是根据本公开的各个方面的可以实现Δ-Σ调制器的示例性数据采集系统10的示意框图。数据采集系统10是经配置以将信号(诸如，模拟信号)转换成可使用形式的电子设备(包括电子电路和/或一个或多个组件)。在各种实施方式中，数据采集系统10将物理条件转换为数字形式，其可以被存储和/或分析。为清楚起见，图1进行了简化以更好地理解本公开的发明概念。附加特征可以在数据采集系统10添加，和一些所描述的特征可以在数据采集系统10的其它实施例中被替换或者排除。
在图1中，数据获取系统10包括表示物理量的输入信号15，诸如温度、压力、速度、流速、位置、其他物理量或其组合。传感器电路块20接收输入信号20，并将物理量(由输入信号15表示)转换成电信号，诸如模拟信号25。模拟信号25可以是代表物理量的电压或电流(表示为输入信号15)。信号调节电路块30在模数转换器(ADC)的可接受范围内接收和调整模拟信号25，提供经调节的模拟信号35。ADC可以在ADC电路块40提供，使得信号调节电路块30用作传感器电路块20和ADC电路块40之间的接口，在ADC电路块40数字化模拟信号之前调节模拟信号25(和因此提供经调节的模拟信号35)。信号调节电路块30可以对模拟信号25放大、衰减、滤波和/或执行其他调节功能。ADC电路块40接收和将经调节的模拟信号35转换成数字形式，提供数字信号45。数字信号45表示由传感器通过输入信号15接收的物理量。数字信号处理器(DSP)电路块50可以接收和处理数字信号45。
在各种实施方式中，ADC电路块40包括采用反馈技术产生数字信号的Δ-ΣADC，其中，Δ-ΣADC可以过采样其输入信号(这里，调节的模拟信号35)，并执行噪声整形以实现高分辨率数字信号(这里，数字信号45)。Δ-ΣADC可以包括Δ-Σ调制器60和数字滤波器/抽取器70。Δ-Σ调制器60可以使用过采样(例如，奈奎斯特速率以上的采样率)和滤波，以产生表示由Δ-ΣADC接收的输入信号的数字信号(诸如，调节的模拟信号35)。在各种实施方式中，Δ-ΣADC测量调节的模拟信号35和反馈信号之间的差，诸如由Δ-Σ调制器60提供。数字滤波器/抽取器70可以衰减噪声和/或减慢数字信号的数据速率(例如到奈奎斯特采样速率)，提供数字信号45。数字滤波器/抽取器70可以包括数字滤波器、抽取器或两者。数字滤波器可以衰减从Δ-Σ调制60接收的数字信号，以及抽取器可以减少从Δ-Σ调制器60接收的数字信号的采样速率。
图2是根据本公开的各个方面的示例性Δ-Σ调制器100的简化电路示意图。Δ-Σ调制器100是配置为将输入信号102(诸如模拟信号)转换成输出信号104(诸如数字信号)的电子设备(包括电子电路和/或一个或多个组件)。在各种实施方式中，Δ-Σ调制器100是连续时间三角积分调制器。为清楚起见，图2已被简化以更好地理解本公开的发明概念。附加特征可以在Δ-Σ调制器100被添加，并且一些描述的特征可以在Δ-Σ调制器100的其它实施例被替换或者排除。
为了便于讨论，在所描绘的实施例中，Δ-Σ调制器100表示第二阶Δ-Σ调制器，但本公开考虑所描述的技术在此适用于任何阶Δ-Σ调制器。Δ-Σ调制器100包括用于过采样和噪声整形输入信号102(例如，模拟输入信号XIN)的前馈路径，以产生输出信号104(诸如，数字信号Z)。当将输入信号102转换为输出信号104时，的输入信号102和输出信号104之间产生量化误差(也称为量化噪声)。为了减少量化误差，△-Σ调制器100可包括反馈路径，用于提供反馈信号106(诸如，模拟反馈信号XFB)到前馈路径。反馈信号106可以协助推进任何量化误差为零，从而确保输出信号104的平均值基本上等于输入信号102的平均值。在所描绘的实施例中，前馈路径可包括加法器110、积分器112、积分器114、加法器116和量化器118；和反馈路径可以包括数模转换器(DAC)120，其将输出信号104(数字信号Z)转换成反馈信号106(模拟反馈信号XFB)。在各种实施方式中，加法器110、积分器112、积分器114和加法器116可以形成环路滤波器，它可被配置为使特定频率范围(频带)通过量化器118，同时防止特定频率之外的频率范围通过量化器118。如下面进一步讨论，该环路滤波器被配置以优化信噪比，例如通过控制量化噪声的频率分布。在各种实施方式中，环路滤波器可以成形(移动)任何量化噪声到较高和/或较低频率以实现在滤波频率范围中几乎无噪声区。在各种实施方式中，环路滤波器被配置为低通滤波器、带通滤波器、高通滤波器或它们的组合。
在操作中，加法器110结合输入信号102(模拟输入信号XIN)与反馈信号106(模拟反馈信号XFB)，以产生差值(误差)信号122(如模拟差信号XDIFF)，它代表输入信号102和反馈信号106之间的差(或误差)。积分器112然后积分差分信号122，以产生积分差值信号124(诸如模拟积分差值信号X1)，它进一步由积分器114积分以生成积分差值信号126(诸如，模拟积分差值信号X2)。在所描绘的实施例中，积分器114具有根据前馈增益系数GAIN生成积分增益信号130的相关联的前馈增益路径128(诸如模拟积分增益信号Y1)。加法器116结合积分差值信号126(模拟积分差分信号X2)和积分增益信号130(模拟积分增益信号Y1)以产生积分差值信号132(诸如，模拟信号Y)，用于通过量化器118量化，在那里，量化器118将数字化积分差值信号132(模拟信号Y)转换成输出信号104(数字信号Z)。在各种实施方式中，量化器118可以比较参考电压和与积分差值信号132(模拟信号Y)相关联的电压，基于比较产生“高”或“低”输出，诸如数字1或数字0。
图3是根据本公开的各个方面可在Δ-Σ调制器中实现(诸如，在图2的Δ-Σ调制器100实现的积分器114)的示例性积分器的简化示意电路图。在图3中，积分器114被配置为RC积分器。积分器114包括运算放大器134，其包括反相输入(标示为“-”)和非反相输入端(标记为“+”)。在各种实施方式中，接地节点136耦合非反相运算放大器134的输入端，和电容反馈138耦合运算放大器134的反相输入和输出。例如，反馈电容器CFB耦合运算放大器134的反相输入和输出。积分器114还包括电阻器/电容器对140，例如并联连接电容器C的电阻器R。在各种实施方式中，前馈增益路径128的输出可以由电容器C和反馈电容器CFB形成，以根据前馈增益系数GAIN产生积分增益信号130。在各种实施方式中，前馈增益系数GAIN引入约1.5的增益至积分差值信号124(模拟积分差值信号X1)，由此生成积分增益信号130(模拟积分增益信号Y1，并指出，Y1＝GAIN*X1)。积分器114向加法器116提供积分差值信号126(模拟积分差分信号X2)和积分增益信号130(模拟积分增益信号Y1)，其产生数字化积分差分信号132(模拟信号Y)。图3已被简化为清楚起见，以更好地理解本公开的发明概念。附加特征可在积分器114被添加，并且一些描述的特征可以在积分器114的其它实施例中被替换或排除。
返回到图2，如上所述，Δ-Σ调制器100(此处，加法器110、积分器112、积分器114和加法器116)的环路滤波器通过控制(成形)量化噪声的频率分配优化信噪比(SNR)，这可以通过噪声转移函数(NTF)进行建模。例如，环路滤波器可以成形与Δ-Σ调制器100相关联的噪声转移函数以将量化噪声转移到更高的频率，其中陷波频率设置将被环路滤波器拒绝的频率(或频率范围)。在各种实施方式中，陷波频率定义NTF零(滤波器极)的位置，它标识从其中量化噪声被从过滤掉的频率的频带。通常，对于二阶低通带Δ-Σ调制，将NTF零置于关注的频率带宽0.57最大化SNR。然而，对于中频(IF)信号，NTF零被最佳放置在中间频率以最大化信噪比。例如，当应用于射频RF)实现(时，Δ-Σ调制器100接收射频(RF)信号(也被称为IF信号)。在这样的应用中，Δ-Σ调制器100可以被配置来调节陷波频率，定位NTF零在与输入信号102相关联的中频。例如，该环路滤波器可以包括反馈路径150，其形成从耦合积分器114(其接收积分差值信号126(模拟积分差值信号X2))的输出的节点152到加法器110的内部环路，其可以结合输入信号102(模拟输入信号XIN)、反馈信号106(模拟反馈信号输出XFB)，和积分差值信号126(模拟积分差值信号X2)。反馈路径150具有在噪声转移函数中控制NTF零的位置的相关联的反馈系数-g，从而最大化SNR。例如，反馈系数-g在环路滤波器中创建缺口，其可以调节(编程)到最佳位置，以适应输入信号102的变化频率。在各种实施方式中，Δ-Σ调制器100可以通过改变反馈系数-g而将NTF零移动到非DC的位置，并指出，当反馈系数-g等于零时，NTF零置于DC。在实际应用中，节点152经常是不可访问，以使得反馈路径150是不容易实现的，并由此积分差信号126(模拟积分差值信号X2)是不容易访问的。下面的描述提出配置为通过使用容易获得的信号而被动模拟积分差值信号126(模拟积分差值信号X2)的各种△-Σ调制器，其可以从而便于调节(包括调谐和/或编程)Δ-Σ调制器的陷波频率。尽管下面的Δ-Σ调制器配置参照放置陷波频率描述，本公开考虑本文所描述的Δ-Σ调制器的配置和相关技术可以在Δ-Σ调制器中实现，以动态调谐环路滤波器系数用于各种应用，而不限于放置陷波频率。
图4是根据本公开的各个方面的另一个示例性Δ-Σ调制器200的简化的示意性电路图。Δ-Σ调制器200是被配置于将输入信号102(模拟信号XIN)转换成输出信号104(数字信号Z)的电子设备(包括电子电路和/或一种或多种组件)。在各种实施方式中，Δ-Σ调制器200是连续时间三角积分调制器。图4的实施例在许多方面类似于图2的实施例。因此，为了清楚和简洁性，在图2和图4中类似的特征由相同的标号表示。为清楚起见，图4已被简化以更好地理解本公开的发明概念。附加特征可以在Δ-Σ调制器200被添加，并且一些下面描述的特征可以在Δ-Σ调制器200的其它实施例中被替换或者排除。
在图4中，为了调整陷波频率，环路滤波器可以包括具有相关的反馈系数-g用于控制噪声转移函数中NTF零的位置的反馈路径210，从而在最大化Δ-Σ调制器200的SNR。对比于Δ-Σ调制器100的反馈路径150，反馈路径200使用无障碍信号模拟积分差分信号126(模拟积分差分信号X2)。例如，认识到积分差值信号132(模拟信号Y)产生于组合积分差值信号126(模拟积分信号X2)和积分增益信号130(模拟积分增益信号Y1)，积分的差值信号132(模拟信号Y)可以表示为：
Y＝X2+Y1＝X+(GAIN*X1)
以及和当改写时，积分的差值信号126(模拟积分信号X2)可以表示为：
X2＝Y-Y1＝Y-(GAIN*X1)
反馈路径210可包括加法器212耦合节点214以形成反馈部216，和耦合节点218以形成反馈部分220，其中反馈部分216被配置成向加法器212提供积分的差值信号132(模拟信号Y)，和反馈部分220被配置成提供表示积分增益信号130(模拟积分增益信号Y1)的信号。在所描绘的实施例中，反馈部分220可以根据负反馈增益系数GAIN调整积分差信号124(模拟积分差值信号X1)，以提供代表积分增益信号130(模拟，积分增益信号Y1)的信号。在操作中，加法器212可以组合调整的积分差值信号124(模拟积分差值信号X1)和积分差值信号132(模拟信号Y)，以产生表示积分差信号126(模拟积分差值信号X2)的信号，从而提供反馈系数-g用于调谐环路滤波器系数，并在所描绘的实施例中，在环路滤波器中产生陷波。类似于图2的Δ-Σ调制器100，图4的Δ-Σ调制器200可以调节(编程)环路滤波器系数以优化操作。例如，Δ-Σ调制器200可以调节(编程)陷波频率为最佳位置，以适应输入信号102的变化的频率。在各种实施方式中，Δ-Σ调制器200可以通过改变(微调)反馈系数-g而移动NTF零到非DC位置。
图5是根据本公开的各个方面的示例性Δ-Σ调制器300的简化示意电路图，其可以实现图4描述的环路滤波器系数调谐原则(例如，要实现陷波频率的位置)。例如，Δ-Σ调制器300可基于输入信号(诸如，输入信号102)的频率调谐环路滤波器系数以设置噪声转移函数的的陷波频率。类似于Δ-Σ调制器200，Δ-Σ调制器300是被配置于将输入信号102(模拟信号XIN)转换成输出信号104(数字信号Z)的电子设备(包括电子电路和/或一种或多种组件)。在各种实施方式中，Δ-Σ调制器300是连续时间三角积分调制器。图5的实施例在许多方面类似于图4的实施例。因此，为了清楚和简洁性，在图4和图25相似的特征由相同的标号表示。为清楚起见，图5已被简化以更好地理解本公开的发明概念。附加特征可以在Δ-Σ调制器300被添加，并且一些下面描述的特征可以在△-Σ调制器300的其它实施例中被替换或者排除。
在图5中，为了调整环路滤波器系数(在各种实施方式中，为了调整陷波频率)，反馈路径310可放置在环路滤波器，其中，反馈路径310具有相关联的反馈系数-g用于控制NTF零在△-Σ调制器300的噪声转移函数中的位置，以使得Δ-Σ调制器300可以最大化关于各种频率的SNR。使用可访问的信号，反馈路径310被配置为仿真由反馈系数-g表示的积分差信号126(模拟积分差值信号X2)。在所描绘的实施例中，反馈路径310包括被动反馈电阻网络。例如，反馈路径310具有包括反馈电阻RFB1的反馈电阻器部分330，包括反馈电阻RFB2的反馈电阻器部分332。反馈电阻RFB1耦接节点214和加法器110，和反馈电阻RFB2耦接节点218和加法器110。在各种实现方式中，在反馈电阻器部分330中，反馈电阻器RFB1基于积分差值信号132(模拟信号Y)生成反馈系数-g，和反馈电阻器部分332根据前馈增益系数GAIN，基于积分差值信号124(模拟积分差值信号X1)产生反馈系数g。加法器110从反馈电阻器部分330接收反馈系数-g和从反馈电阻器部分320通过前馈增益系数GAIN调整的反馈系数g，其用于产生差分信号122(模拟差信号XFB)。反馈路径310的被动反馈电阻网络实质上创建谐振器，其可用于设置环路滤波器系数，在一些实施方案中，以在环路滤波器中放置陷波。
无源反馈电阻网络可以以对现有Δ-Σ调制器架构最小的修改很容易地实现，提供低功耗、低风险的解决方案以编程NTF零。然而，如上面所指出的，在各种实施方式中，Δ-Σ调制器300被理想地配置以连续地调节环路滤波器系数。例如，理想地，Δ-Σ调制器可连续调整陷波频率以匹配输入信号102(它通常由相关系统不断调整)的IF频率，并实现最大SNR，Δ-Σ调制器300需要精确地放置NTF零点在IF频率。因为与NTF零相关的频率成比例于电阻器的值的平方根，为了覆盖足够的频率范围，无源反馈电阻网络的电阻值可以被配置在以上十年范围可调，理想地以良好的精度。这样的配置可存在困难。例如，在所示实施例中，调整(调谐)反馈电阻RFB1和反馈电阻RFB2同时并保持与前馈增益系数一致的增益比率可以是相当复杂。在实施方式中，Δ-Σ调制器300使用电阻阵列以覆盖大于十年的可调节范围，电阻阵列的每个电阻器将被调谐到覆盖特定范围，进一步复杂可编程性和设计。当试图编程具有良好的分辨率的电阻值时再出现困难。例如，通常，电阻值使用开关来短接电阻阵列的某些开关进行编程，其中与开关相关联的开关导通电阻可影响调整精度。为了实现小的调谐步骤，同时降低导通电阻开关，相对较大的开关将被执行，从而导致增加的面积、增加的复杂性和/或增加的寄生电容。另外，用于实现更广泛的可调节范围的大体积电阻可以显著减少带宽，从有关相对大的寄生电容的相对大时间常数和相对大的电阻器产生。当在ADC中实现时，这样的配置可以极大地增加复杂性。
为了解决这些困难，本公开提出包括跨导器网络的△-Σ调制器，用于动态调整其相关联的环路滤波器系数。在各种实施方式中，Δ-Σ调制器可以将噪声转移函数的陷波频率置于所希望的频率，诸如输入信号的中频。图6是根据本公开的各个方面另一种示例性Δ-Σ调制器400的简化示意电路图，其可以实现图4中描述的环路滤波器系数调谐原则(例如，实现陷波频率的位置)。例如，Δ-Σ调制器400可基于输入信号(诸如，输入信号102)的频率调谐环路滤波器系数以设置噪声转移函数的陷波频率。类似于Δ-Σ调制器200，Δ-Σ调制器的400是被配置于将输入信号102(模拟信号XIN)转换成输出信号104(数字信号Z)电子设备(包括电子电路和/或一种或多种组件)。在各种实施方式中，Δ-Σ调制器400是连续时间三角积分调制器。图6的实施例在许多方面类似于图4的实施例。因此，在图4和图6中相似的特征由相同的标号表示，为了清楚和简洁性。为清楚起见，图6已经被简化以更好地理解本公开的发明概念。附加特征可以在Δ-Σ调制器400被添加，并且一些下面描述的特征可以在△-Σ调制器400的其它实施例中被替换或者排除。
在图6中，为了调整环路滤波器系数(在各种实施方式中，为了调整陷波频率)，反馈路径410可放置在该环路滤波器，其中，反馈路径410具有相关联的反馈系数-g用于控制NTF零在Δ-Σ调制器400的噪声转移函数中的位置，以使得Δ-Σ调制器400可以最大化关于各种频率的SNR。使用可访问的信号，反馈路径410被配置为近似于由反馈系数-g表示的积分差值信号126(模拟积分差值信号X2)。例如，反馈路径410包括经配置以产生反馈系数-g用于放置陷波频率在环路滤波器的噪声转移函数中的跨导器网络420。如下面进一步描述，通过调节与跨导器网络420相关联的等效跨导(Gm)，Δ-Σ调制器400可以动态调整Δ-Σ调制器400的环路滤波器系数(μs)，使得Δ-Σ调制器400可以在噪声转移函数中最佳地放置陷波频率。在所描绘的实施例中，跨导器网络420经由节点214耦合加法器116的输出，以形成反馈部422，和经由节点218耦合积分器112的输出，以形成反馈部分424。跨导器网络420从从反馈部分422接收到的积分差值信号132(模拟信号Y)和从反馈部分424接收的积分差分信号124(模拟积分差值信号X1)产生反馈系数-g。在各种实施方式中，跨导器网络420可以从积分差值信号132(模拟信号Y)和积分差信号124(模拟积分差值信号X1)的线性组合生成反馈系数-g。
图7是根据本公开的各个方面可在△-Σ调制器来实现的示例性跨导体网络500的简化示意性电路图，诸如图6的Δ-Σ调制器400。在所描绘的实施例中，跨导器网络500是多进单出的连续可调跨导器网络。例如，跨导器网络500耦合加法器116的输出，用于接收积分差值信号132(模拟信号Y)和积分器112的输出，用于接收积分差值信号124(模拟积分差值信号X1)。在所描绘的实施例中，跨导器网络500有两个输入：差分输入(例如，输入IN1和输入IP1)，用于接收积分差值信号132；和差分输入(例如，输入平方英寸和输入IP2)，用于接收积分差值信号124.跨导体网络500进一步包括用于提供反馈系数-g的单个输出。在所描绘的实施例中，跨导器网络500具有差分输出(例如，输出outn和输出outp)，用于提供反馈系数-g，它模拟积分差信号126(模拟积分差值信号X2)。虽然所示实施例示出了多进单出跨导器网络，本公开还设想其中跨导器网络500包括多个输出端的实施方式，使得跨导体网络500可以生成被供给到Δ-Σ调制器的环路滤波器的多个反馈系数(环路滤波器系数)。为清楚起见，图7已被简化以更好地理解本公开的发明概念。附加特征可以在跨导器网络500被添加，并且一些描述的特征可以在跨导器网络500的其它实施例中被替换或者排除。
在图7中，跨导器网络500包括两个级：电压-电流转换器级510和电流缩放级520。一对晶体管(晶体管Q1和晶体管Q2)耦合电压-电流转换器级510和电流缩放级520。晶体管Q1包括耦合偏置电压源VBIAS的栅极，耦合电流源I的漏极，和耦合电压-电流转换器级510的节点r1的源极。晶体管Q2包括耦合偏置电压源VBIAS的栅极，耦合电流源I的漏极，和耦合电压-电流转换器级510的节点R2的源极。在各种实施方式中，晶体管Q1和晶体管Q2具有在相应漏极的浮动电压，其中电压取决于到电压-电流转换器级510的电流输入。为了保持电压-转换器级510和电流缩放级520的结的低阻抗，跨导器网络500具有从电流缩放级520到电压-转换器级510的反馈路径522和反馈路径524，其中，反馈路径522经由耦合晶体管Q1的漏极的节点q1耦合电流缩放级520与电压-转换器级510，以及反馈路径524通过耦合晶体管Q2的漏极的节点q2耦合电流缩放级520和电压-转换器级510。
电压-电流转换器级510设置电流比用于通过跨导器网络500接收到的输入信号。例如，电压-电流转换器级510耦合加法器116的输出和积分器112的输出，以使得电压-电流转换器级510接收积分差信号132(模拟信号Y)和积分差值信号124(模拟积分差值信号X1)，并设置积分差值信号132和积分差值信号124之间的比值。在所描绘的实施例中，电压-电流转换器级510包括电阻器阵列530，其从加法器116经由差分输入(输入in1和输入ip1)接收积分差值信号132(模拟信号Y)，以及经由差分输入(输入in2和输入ip2)从积分器112接收积分差分信号124。电阻阵列530产生表示积分差信号132和积分差分信号124的电流比的电流信号，诸如电流信号Ioutp和电流信号Ioutn。在所描绘的实施方式中，电阻阵列530包括将积分差值信号132转换成电流信号iR1的电阻器R1，积分差值信号132转换成电流信号iR2的电阻R2，将积分差值信号124转换成电流信号iR3的电阻器R3，以及将积分差分信号124转换为电流信号iR4的电阻器R4。因此，电流信号IOUTP表示根据由电阻器R1和电阻器R3设定的电流比电流信号iR1结合电流信号iR3。电流信号IOUTN表示根据由电阻R2和电阻R4设定的电流比电流信号iR2结合电流信号iR4。为了促进所描绘的实施例，电阻器R1、电阻器R2、电阻器R3和电阻器R4具有固定值，使得电阻器阵列530具有固定的等价电阻(Rnotch)和输入信号之间的固定电流比(这里，积分差信号132和积分差值信号124)。根据跨导器网络500及其相关的△-Σ调制器的设计考虑，任何电阻值被考虑用于电阻R1、电阻R2、电阻器R3以及电阻R4。在各种实施方式中，电阻器R1和电阻器R2具有相同的值，并且电阻器R3和电阻器R4具有相同的值。在各种实施方式中，电阻器R1和电阻器R2具有与电阻器R3和电阻器R4不同的值。
电流缩放级520根据缩放因子缩放从电压-电流转换器级510接收的电流信号k，其中所述缩放电流信号模拟积分差值信号126。缩放电流信号提供反馈系数-g到环路滤波器Δ-Σ调制器400，特别是加法器110。在所描绘的实施例中，电流缩放级520调整电流信号Ioutp以提供缩放的电流信号ISoutp和电流信号Ioutn，以提供缩放的电流信号ISoutn。由于通过电流缩放级520接收的输入信号将基于输入信号102的频率而变化，比例因子k可被调节以改变缩放电流信号ISoutp和缩放电流信号ISoutn，用于实现所需的环路滤波器系数。例如，在各种实施方式中，缩放因子k可被调节以改变缩放电流信号ISoutp和缩放电流信号ISoutn以实现所需的反馈系数-g，用于放置陷波频率在△-Σ调制器400的噪声传递函数中，在大约输入信号102的频率。缩放因子k可连续调节输入信号102变化的频率，以使得NTF零点连续在运行期间最佳地放置。
电流缩放级520包括具有粗调相关步数M的粗调机构540和具有微调相关步数N的微调机构550，其中，缩放因子k可以表示为：
k = M N
在操作中，在所描绘的实施例中，粗调步骤M为电流信号Ioutp和电流信号Ioutn设定电流缩放比，而微调间隔N优化比例因子k以达到特定的陷波频率的位置。微调步骤N设置独立于由粗调步骤定义的电流缩放比率。在各种实施方式中，数字控制位设置粗调步骤M和微调步骤N。在图5中，跨导器网络500的等效跨导(GM)是通过设置缩放因子k变化，它设置反馈系数-g以达到用来放置陷波频率的预期的环路滤波器系数。例如，跨导器网络500的等效跨导可表示：
G m = k R n o t c h = M / N R n o t c h
因为，如上所述，电阻阵列530的等效电阻Rnotch是固定的，变化的比例因子k改变等效跨导，其基本上在大范围内改变等效电阻Rnotch，而不需要调整电阻阵列530Δ-Σ的电阻值。调制器400可以因此在大范围上动态调谐环路，在各种实施方式中，通过实施跨导器网络500而在大的频率范围设置陷波频率。在各种实施方式中，其中输入信号102具有约50千赫至约200千赫的范围内的频率，Δ-Σ调制器400将需要在反馈路径410中实现约0.34兆欧至约3.7兆欧姆的等效电阻，以产生所希望的反馈系数-g，用于放置陷波频率在这样的频率。在各种实施方式中，通过改变缩放因子k，跨导体网络500可以实现这样的等效电阻，例如从约0.2兆欧到约5兆欧。
粗调机构540可包括交换网络，诸如晶体管阵列QM用于改变粗调步骤M以获得所需的电流缩放比；和微调机构550可包括交换网络，诸如晶体管阵列QN用于改变微调步骤N以优化电流缩放比率。图8A和图8B是根据本公开的各个方面可在跨导器网络中实现的示例性晶体管阵列570和示例性晶体管阵列580的简化电路原理图，诸如图6的跨导器网络500。在各种实施方式中，晶体管阵列570可以在粗调机构540中实施为晶体管阵列QM，和晶体管阵列580可在微调机构550中实现为晶体管阵列QN。在图8A，晶体管阵列570包括晶体管M1，M2，..Mm，其中m是晶体管阵列570中晶体管的的总数量。每个晶体管M1，M2，..Mm具有耦合相关开关S1，S2..Sm的源极，使得晶体管可以有选择地切换进和/或出晶体管阵列570以改变在跨导器500的输出(诸如，outp)的增益。在各种实施方式中，数字控制位可以选择性切换晶体管进或出晶体管阵列570以设置粗调步骤M。另外，各晶体管M1，M2…，Mm的漏极耦合接地节点590，并且每个晶体管M1，M2…Mm的栅极耦合节点Q1，使得在晶体管阵列570的晶体管被连接到晶体管Q1的漏极。在图8B中，晶体管阵列580包括晶体管N1，N2…，Nn，其中n是晶体管阵列580中晶体管的总数量。每个晶体管N1，N2，…，Nn具有在节点R1通过相关联的开关S1，S2…，Sn耦合电压-转换器级510的源极，使得晶体管可以有选择地切换进和/或出晶体管阵列580，以改变跨导器500的输入信号的增益。在各种实施方式中，数字控制位可以选择性切换晶体管进或出晶体管阵列580以设置微调步骤N。此外，每个晶体管N1，N2，…，Nn的漏极耦合接地节点590，并且每个晶体管N1，N2…，Nn的栅极耦合节点q1，使得在晶体管阵列580的晶体管被连接到晶体管Q1的漏极。为清楚起见，图8A和图8B已被简化以更好地理解本公开的发明概念。附加特征可以晶体管阵列570和晶体管阵列580中被添加，并且一些描述的特征可以在晶体管阵列570和晶体管阵列580的其他实施例中被替换或者排除。
返回到图7，每个粗调步骤M可表示施加到电流信号IOUTP和电流信号IOUTN的增益。在各种实施方式中，晶体管阵列QM包括与每个粗调步骤M相关联的晶体管，其中每个晶体管是由粗调位控制。在一些实现方式中，粗调机构540可以包括63粗调步骤(M＝1-63)，其中，晶体管阵列QM具有63个晶体管，每个晶体管响应于粗调位。根据晶体管的粗调比特的状态，与晶体管相关联的增益可以或可以不被应用到电流信号IOUTP和电流信号IOUTN。同样地，晶体管可以有选择地切换进和/出与细调机构550相关联的晶体管阵列QN，以改变在跨导器500的输出的增益。在各种实施方式中，微调步骤N被表示为：
N＝NFIXED+ΔN
其中NFIXED是由微调机构550提供的微调步骤的数量，和ΔN是微调步骤的数量以获得所需的增益。基于ΔN(实质上的百分比)调整微调间隔N可以确保微调步骤N是不依赖于由粗调步骤M设置的电流缩放比。在各种实施方式中，晶体管阵列QN还可以包括与每个微调步骤相关联的晶体管，其中每个晶体管由微调位控制。例如，在一些实施方式中，微调机构550可以包括48微调步骤(NFIXED＝48)，其中，响应于微调位，晶体管阵列QN有48个晶体管。根据晶体管的微调位的状态，与晶体管相关联的增益可以或可以不被应用到电流信号Ioutp和电流信号Ioutn。在一些实现中，每个微调步骤可提供约1.5的增益，其中ΔN范围可以从约-9至约13.5。
在操作中，粗调的步骤M可以设置电阻子范围(例如，所希望的电阻范围，包括用于实现所希望的环路滤波器系数的特定电阻，例如环路滤波器系数用于实现期望的陷波频率的位置)，和微调步骤N可设置电阻子范围内的特定电阻(例如，用于实现期望的环路滤波器系数的特定电阻，诸如用于实现期望的陷波频率的位置)。微调间隔N也可以校准从晶体管阵列QM的任何不匹配错误，其可能由制造缺陷产生。例如，当跨导体网络500可以实现范围从约0.2兆欧到约5兆欧姆的电阻时，粗调步骤M可被设置为实现电阻子范围，包括从约280千欧姆到约320千欧的电阻范围，和细调步骤N然后被设置以实现电阻分范围内的特定电阻，例如300欧姆。在各种实施方式中，微调可以实现期望的电阻，用于在约1％以内实现期望的陷波频率位置。通过组合粗调机构540和微调机构550，跨导器网络500可以精确地放置环路滤波器系数，并且在所描述的实施例中精确地放置陷波频率(NTF零)，在很大的频率范围上具有约1％或更低的精度。因此，Δ-Σ调制器400可以在大的频率范围内最大化SNR，特别有利当输入信号102在较大的频率范围通常表现出变化频率。值得注意，控制单元(机构)可以耦合跨导器网络500和/或Δ-Σ调制器400以设置粗调步骤和微调步骤，用于实现所希望的环路滤波器系数。在各种实施方式中，数字控制位可以设置粗调步骤和细调步骤以实现期望的缩放比率，用于调谐跨导。
再回到图6，在操作中，跨导器网络500设置反馈系数-g，设置Δ-Σ调制器400的环路滤波器的环路滤波器系数。在各种实施方式中，跨导器网络500设置反馈系数-g以实现陷波频率位置。加法器110然后组合具有反馈系数-g的输入信号102(模拟输入信号XIN)和反馈信号106(模拟反馈信号XFB)，以产生差异信号122(诸如，模拟差信号XDIFF)。应该注意：跨导器网络500可以接收多输入和多输出，以提供任何数量的环路滤波器系数。例如，在各种实施方式中，另一个输入电阻可以包含在电压-电流转换器级510，以经由电流缩放级520的另一粗/细调机构接收来自环路滤波器的另一输入信号，并产生输出。本发明考虑各种多输入、多输出方案以及可以受益于跨导器网络500的多输入、单输出场景。
Δ-Σ调制器400可以使用跨导器网络(例如跨导器网络500)实现许多优点，用于动态调谐环路滤波器系数，尤其是动态地放置陷波频率。例如，并非调节电阻器的值，诸如参照Δ-Σ调制器300描述的，Δ-Σ调制器400可以调节(节目)电流比率来实现大范围的电阻值，用于放置陷波频率。比起可调电阻机制，可调电流比机制可以更容易实施，这往往需要相对较大的开关和/或电阻数量以实现必要的电阻值，以放置所需的陷波频率。跨导器网络500可以使用更小的电阻来实现，提供更高、改进的带宽。而且，由于跨导器网络500实现具有固定值的电阻阵列，Δ-Σ调制器400不必同时设定多个电阻器，其中可存在困难。另外，跨导器网络500提供高输出阻抗，从而可以减少环路滤波器的加载。例如，当与环路滤波器连接时，跨导器网络500不电阻加载与环路滤波器相关联的放大器，提供高的反馈因子，从而放松放大器的要求。另外，跨导器网络500方便了单方向的信号流，用于最小化或防止信号馈送，而不是其起因于从Δ-Σ调制器300的被动反馈电阻网络产生的双向信号流。不同实施例可以具有比本文中所描述的不同优点，并没有在此描述的优点是任何实施例所需的。
图9是根据本公开的各个方面可以由Δ-Σ调制器来实现的示例性方法600的简化流程图，诸如在图6中描绘的Δ-Σ调制器400。在框610中，跨导动态调整以实现特定电阻，用于设定Δ-Σ调制器的环路滤波器的回路滤波器系数。在各种实施方式中，动态地调整跨导包括基于从环路滤波器接收的输入信号生成电流信号，并且通过设置粗调步骤和微调步骤的比例因子以实现特定电阻而缩放电流信号。缩放因子是粗调步骤和细调步骤的比率。在各种实施方式中，粗调步骤和细调步骤通过选择性地切换晶体管进或出晶体管阵列的设置。在各种实施方式中，微调步骤独立于粗调步骤。在框620，环路滤波器模拟信号是基于模拟输入信号、反馈模拟信号以及环路滤波器系数来产生的。在框630，数字信号是基于所述环路滤波器的模拟信号产生。为清楚起见，图9已被简化以更好地理解本公开的发明概念。另外的步骤可以在方法600之前、期间和之后提供，和一些描述的步骤后可以更换或消除，用于方法600的其它实施例。
在各种实施方式中，数据采集系统(例如，数据采集系统10)，Δ-Σ调制器(例如，Δ-Σ调制器100、Δ-Σ调制器200、Δ-Σ调制器300以及Δ-Σ调制器400)，跨导体网络(例如，跨导器网络500)，和/或附图的各种电路和/或组件可以在相关联电子设备的电路板来实现。该板可以是可容纳电子设备的内部电子系统的各种组件的一般电路板，进一步对于其他外围设备提供连接。该板能提供该系统的其它部件可电通信的电连接。根据特定配置需求、处理需求、计算机设计、其它方面的考虑或它们的组合，任何合适的处理器(包括数字信号处理器、微处理器、芯片组支持等)、存储器元件等可以适当地耦合到电路板。其他部件(诸如，外部存储器、传感器、用于音频/视频显示器的控制器以及外围设备)可以通过电缆被连接到板作为插入式卡，或积分到板本身。
在各种实施方式中，数据采集系统(例如，数据采集系统10)，Δ-Σ调制器(例如，Δ-Σ调制器100、Δ-Σ调制器200、Δ-Σ调制器300以及Δ-Σ调制器400)，跨导体网络(例如，跨导器网络500)，和/或图的各种电路和/或部件可以被实现为单独模块(例如，具有配置成执行特定应用或功能的相关联的组件和电路的设备)或实现为设备的应用特定硬件的插件模块。需要注意：本公开的具体实施例可以部分或全部容易地包含在系统级芯片(SOC)包。SOC表示一个积分计算机的组件的积分电路或积分到单个芯片的其它电子系统。它可以包含数字、模拟、混合信号以及经常射频功能：所有这些可设置在单个芯片基板。其他实施例可以包括多芯片模块(MCM)，具有位于单个电子封装内并配置成彼此紧密经由电子封装相互作用的多个单独IC。在各种其它实施例中，本文所描述的各种功能可以实施在专用积分电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)、其它的半导体芯片或它们的组合的一个或多个半导体芯(如硅芯)。
请注意，上面参照图讨论的操作适用于及信号处理的任何积分电路涉，特别是可以执行特殊的软件程序或算法的那些，其中的一些可与处理数字化的实时数据相关联。某些实施例可以涉及多DSP信号处理、浮点处理、信号/控制处理、固定功能的处理、微控制器应用程序，等等。在某些情况下，本文中所讨论的特征可以适用于医疗系统、科学仪器、无线和有线通信、雷达、工业过程控制、音频和视频设备、电流检测、仪表(其可以是高度精确的)以及其他数字处理的系统。此外，上述讨论的某些实施例可以应用于数字信号处理技术、医学成像、病人监护、医疗仪器和家庭医疗保健。这可包括肺监控器、加速度计、心脏率监测仪，心脏起搏器等。其他应用可以涉及汽车技术的安全系统(例如，稳定控制系统，驾驶辅助系统，制动系统，信息娱乐和任何类型的内部应用)。此外，动力系统(例如，在混合动力汽车和电动汽车)可以在电池监测，控制系统，报告控制，维护活动等使用高精度数据转换产品。在又其他示例方案中，本公开的教导可以适用于包括过程控制系统的工业市场，帮助提高生产力、能效和可靠性。在消费者应用中，上面讨论的信号处理电路的教导可用于进行图像处理，自动对焦，并且图像稳定(例如，数码相机，摄像机，等等)。其他消费应用包括音频和视频处理器，为家庭影院系统、DVD录像机和高清晰度电视。然而，其他消费应用可以包括先进的触摸屏控制器(例如，对于任何类型的便携式媒体设备)。因此，这种技术可以很容易成为智能手机、平板电脑、安全防范系统、个人电脑、游戏技术、虚拟现实、模拟训练等的一部分。
本文所概述的规格、尺寸以及关系只被提供用于示例的目的，仅教学。每个这些可以显着改变，而不脱离本公开的精神或所附权利要求的范围。规格仅适用于非限制性的例子，因此，它们应被理解为这样。在前面的描述中，示例实施例已经描述参考特定的处理器和/或部件的安排。可以对这样的实施例进行各种修改和改变，而不脱离所附权利要求的范围。说明书和附图相应地应被认为是说明性的而不是限制性的意义。以上进一步描述的各种电路配置可以更换、取代或以其它方式修改，以适应本文所述的锁定检测机制的多种设计实现。另外，使用互补的电子设备、硬件、软件等可提供用于实现本公开的教导的同样可行的选择。
注意，对于许多例子本文提供，相互作用可以以二、三、四个或更多个电部件来描述。然而，为清楚起见，这项工作已经完成，并仅作为示例。应当理解，该系统可以以任何合适的方式进行合并。沿着类似的设计替代方案，任何示出的组件、模块、电路和附图的元件可以以各种可能的配置相结合，所有这些显然本规范的范围之内。在某些情况下，可仅由参考数量有限的电元件更容易描述给定流集合的一个或多个功能。应当理解，图和其教导的电路都是现成可扩展性和可容纳大量的组件，以及更复杂/精密的安排和配置。因此，提供的示例不应该限制电路的范围或抑制广泛教导为可应用于其它架构无数。
进一步注意，提及在“一个实施例”，“示例实施例”，“实施例”，“另一实施例“，”一些实施方案“，”各种实施例“，”其他实施方案“，”替代实施例“等包含的各种特征(例如，元件，结构，模块，组件，步骤，操作，特性等)旨在表示，任何这样的功能都包含在本公开的一个或多个实施例，但可能或不一定在同一个实施例中组合。进一步指出，“耦合到”和“结合”在本文可互换使用，并且，提及特征“结合”或“耦合”另一个特征包括任何通信耦合装置、电耦合装置、机械耦合装置、其他连接装置，或促进本文所述的特征的功能性和操作的组合，诸如检测机制。
许多其它改变、替换、变化、改变和修改可以对于本领域技术人员确定，目的在于本发明包括所有这样的改变、替换、变化、改变和修改，为落入所附权利要求的范围内。为了协助美国专利商标局(USPTO)以及此外解释所附的权利要求发出关于本申请的任何专利的任何读者，申请人要指出，本申请人：(a)不打算任何所附权利要求书援引35USC第112条第6(6)段，因为它存在于申请日，除非词语“装置，用于”或“步骤，用于”专门用于特定权利要求中；及(b)不打算由本说明书中的任何陈述限制否则由所附权利要求反映的任何方式。
其它注释，实施例，和实施
在各种实施方式中，提供了可以是任何类型的计算机的一部分的一种系统，其可进一步包括耦合到多个电子部件的电路板。该系统可以包括：装置，用于设置Δ-Σ调制器的环路滤波器的环路滤波器系数；装置，用于根据模拟信号、反馈模拟信号以及环路滤波器系数产生环路滤波器的模拟信号；和装置，用于基于所述环路滤波器的模拟信号产生数字信号。该系统还可以包括：装置，用于基于从环路滤波器接收的输入信号产生电流信号，以及装置，用于通过设置比例因子的粗调步骤和微调步骤以实现特定电阻而缩放电流信号，其中所述缩放因子是粗调步骤到微调步骤的比率。“装置，用于”还可以或替代地可包括(但不限于)使用本文所讨论的任何适当的部件，以及任何合适的软件、电路、集线器、计算机代码、逻辑、算法、硬件、控制器、接口、链路、总线、通信通道等。在各种实施方式中，该系统包括包括指令的存储器，当执行时致使这里讨论的所述系统执行任何操作。在各种实施方式中，此处略述的各种功能可以由在一个或多个非暂时和/或有形介质中编码的逻辑来执行(例如，在特殊应用积分电路(ASIC)中提供的嵌入式逻辑，数字信号处理器(DSP)指令，由处理器或其他类似的机器等执行的软件(可包括目标代码和源代码))。

Claims (20)

1.一种具有动态可调跨导的跨导器，所述跨导器包括：
电压-电流转换器级，配置以基于电压信号产生电流信号；和
电流缩放级，配置为通过缩放因子来缩放电流信号以实现特定的跨导，其中，所述电流缩放级包括具有关联的粗调步骤的粗调机构和具有关联的微调步骤的微调机构，其中所述缩放因子是粗调步骤到微调步骤的比率。
2.如权利要求1所述的跨导器，其中，所述电压-电流转换器级包括具有固定电阻的电阻器阵列。
3.如权利要求1所述的跨导器，其中：
所述粗调机构包括粗调晶体管阵列，其包括经配置成用于选择性切换进或出粗调晶体管阵列以设置粗调步骤的粗调晶体管；和
所述微调机构包括微调晶体管阵列，其包括经配置成用于选择性切换进或出微调晶体管阵列以设置微调步骤的微调晶体管。
4.如权利要求1所述的跨导器，进一步包括从电流缩放级到电压-电流转换器级的反馈路径，其中所述反馈路径经配置以维持低阻抗。
5.如权利要求4所述的跨导器，其中，所述反馈路径包括具有耦合与电压-转换器级的源极和耦合所述电流缩放级的漏极的晶体管。
6.如权利要求5所述的跨导器，其中，所述电流缩放级包括：
具有粗调晶体管的粗调晶体管阵列，其中，每个粗调晶体管具有经由开关耦合跨导器的的输出的源极、耦合接地的漏极、和耦合晶体管的漏极的栅极；和
具有微调晶体管的微调晶体管阵列，其中，每个微调晶体管具有经由开关耦合电压-电流转换器级的源极、耦合接地的漏极、和耦合晶体管的漏极的栅极。
7.如权利要求1所述跨导器，其进一步经配置以接收至少两个输入信号，其中所述电压-电流转换器级设置至少两个输入信号的电流比率。
8.一种Δ-Σ调制器，包括：
环路滤波器，配置为基于模拟输入信号、反馈模拟信号和环路滤波器系数产生环路滤波器的模拟信号；
耦合环路滤波器的数字信号量化器，其中，所述量化器被配置为基于所述环路滤波器生成模拟信号；
耦合环路滤波器的跨导器，其中，所述跨导器被配置为通过动态调整跨导来实现特定电阻而产生环路滤波器系数，其中，所述跨导器包括：
电压-电流转换器级，被配置成基于从环路滤波器接收的电压信号产生电流信号；和
电流缩放级，配置成通过缩放因子以实现特定电阻而缩放电流信号，其中所述电流缩放级包括具有关联粗调步骤的粗调机构和具有关联微调步骤的微调机构，其中所述缩放因子是粗调步骤到微调步骤的比率；和
耦合量化器和环路滤波器的数模转换器，所述数模转换器被配置为基于所述数字信号产生反馈模拟信号。
9.如权利要求8所述的Δ-Σ调制器，其中，所述粗调步设置包括用于设定环路滤波器系数的特定电阻的电阻子范围，和所述微调步骤在电阻子范围内设置特定电阻。
10.如权利要求8所述的Δ-Σ调制器，其中，所述电压-电流转换器级包括具有固定电阻的电阻器阵列。
11.如权利要求8所述的Δ-Σ调制器，其中，所述跨导器被配置为基于从环路滤波器接收的至少两个输入信号产生环路滤波器系数，其中所述电压-电流转换器级设置至少两个输入信号的电流比。
12.如权利要求8所述的Δ-Σ调制器，其中：
所述粗调机构包括粗调晶体管阵列，其包括经配置成用于选择性进或出粗调晶体管阵列以设置粗调步骤的粗调晶体管；和
所述微调机构包括微调晶体管阵列，其包括经配置成用于选择性切换进或出微调晶体管阵列以设置微调步骤的开关微调晶体管。
13.如权利要求8所述的Δ-Σ调制器，其中，所述模拟输入信号具有相关联的中频(IF)，和跨导器被配置以产生在噪声转移函数中将陷波频率置于约中频的环路滤波器系数。
14.如权利要求8所述的Δ-Σ调制器，其中，所述跨导形成反馈路径，所述反馈路径经配置以模仿由环路滤波器的第n个积分器产生的积分差值信号。
15.如权利要求8所述的Δ-Σ调制器，其中，所述环路滤波器包括：
第一加法器，配置为基于所述模拟输入信号、所述反馈模拟信号以及环路滤波器系数生成差值信号；
耦合第一加法器的第一积分器，其中，所述第一积分器被配置为基于所述差值信号产生第一积分差值信号；
耦合第一积分器的第二积分器，其中，所述第二积分器被配置成基于所述第一积分差值信号产生第二积分差值信号；和
耦合第二积分器的第二加法器，其中，所述第二加法被配置成基于第二积分差值信号产生环路滤波器的模拟信号。
16.如权利要求15所述的Δ-Σ调制器，其中，所述跨导器被配置为基于所述第一积分差值信号与从环路滤波器接收的环路滤波器的模拟信号，以产生环路滤波器系数。
17.如权利要求16所述的Δ-Σ调制器，其中，所述第二积分器具有经配置以产生积分增益信号的前馈增益路径，其中所述第二加法被配置成进一步基于所述积分增益信号生成环路滤波器的模拟信号。
18.一种用于校准配置为将模拟信号转换成数字信号的Δ-Σ调制器的方法，该方法包括：
动态调谐跨导以获得特定的电阻，用于设置Δ-Σ调制器的环路滤波器的环路滤波器系数，其中动态地调整跨导包括：
根据从环路滤波器接收的输入信号产生电流信号，以及
通过设置比例因子的粗调步骤和微调步骤以达到特定电阻而缩放所述电流信号，其中，所述比例因子是粗调步骤到微调步骤的比例；
基于模拟信号、反馈模拟信号以及环路滤波器系数产生环路滤波器的模拟信号；和
基于所述环路滤波器的模拟信号产生数字信号。
19.如权利要求18所述的方法，其中，所述模拟信号具有相关联的中频(IF)，并且所述方法包括设置所述环路滤波器系数以将Δ-Σ调制器的陷波频率置于约IF频率。
20.如权利要求18所述的方法，进一步包括选择性地切换晶体管进或出晶体管阵列以设置粗调步骤和细调步骤。
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108023596A (zh) * 2016-11-04 2018-05-11 亚德诺半导体集团 穿过循环滤波器中所有积分器使用内置反馈增加δ-σadc 中的动态范围的方法和装置
CN110995257A (zh) * 2019-12-28 2020-04-10 苏州芯动科技有限公司 一种环路滤波电路
CN111736650A (zh) * 2020-07-07 2020-10-02 中国电子科技集团公司第二十四研究所 一种积分器电路
CN113328632A (zh) * 2021-05-08 2021-08-31 南京君海数能科技有限公司 交流链路直流偏置电流检测及抑制方法、设备和介质

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11115066B2 (en) * 2016-12-22 2021-09-07 Intel Corporation Multi-purpose receiver chain for WiFi applications
TWI685207B (zh) * 2018-10-19 2020-02-11 瑞昱半導體股份有限公司 三角積分調變器的校正方法與校正電路
US11121718B1 (en) 2020-08-12 2021-09-14 Analog Devices International Unlimited Company Multi-stage sigma-delta analog-to-digital converter with dither
US11245410B1 (en) * 2020-12-10 2022-02-08 Infineon Technologies Ag System and method for current digital-to-analog converter

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6466096B1 (en) * 2001-05-22 2002-10-15 Analog Devices, Inc. Tunable oscillator with leakage compensation
US6876698B1 (en) * 1999-09-10 2005-04-05 Xilinx, Inc. Tunable narrow-band filter including sigma-delta modulator
CN1977458A (zh) * 2004-06-29 2007-06-06 模拟设备股份有限公司 用于连续时间的增量累加模数转换器的混合调谐电路
CN101388671A (zh) * 2007-09-04 2009-03-18 英飞凌科技股份公司 用于连续时间σ-δ调制器的环路滤波器的调谐方法
CN101861702A (zh) * 2007-08-10 2010-10-13 新加坡国立大学 用于带通西格马-德尔塔调制的系统和方法
US8842030B1 (en) * 2013-05-10 2014-09-23 Nvidia Corporation Sigma-delta analog to digital converter with improved feedback

Family Cites Families (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5729230A (en) 1996-01-17 1998-03-17 Hughes Aircraft Company Delta-Sigma Δ-Σ modulator having a dynamically tunable continuous time Gm-C architecture
US6114980A (en) 1999-04-13 2000-09-05 Motorola, Inc. Method and apparatus for settling a DC offset
US6396428B1 (en) 2001-06-04 2002-05-28 Raytheon Company Continuous time bandpass delta sigma modulator ADC architecture with feedforward signal compensation
US6975259B1 (en) 2004-08-20 2005-12-13 Broadcom Corporation Continuous-time delta-sigma ADC with programmable input range
US7176819B1 (en) * 2005-09-08 2007-02-13 Agilent Technologies, Inc. Precision low noise-delta-sigma ADC with AC feed forward and merged coarse and fine results
US7193546B1 (en) 2005-12-20 2007-03-20 Cirrus Logic, Inc. Phase-measuring delta-sigma modulator calibration method and apparatus
US7551029B2 (en) 2006-03-10 2009-06-23 Broadcom Corporation Transconductance stage providing gain control
US7215270B1 (en) 2006-04-10 2007-05-08 Intrinsix Corp. Sigma-delta modulator having selectable OSR with optimal resonator coefficient
US7420493B2 (en) 2007-01-10 2008-09-02 Texas Instruments Incorporated Extended range delta-sigma modulator and delta-sigma power converter
US7362252B1 (en) 2007-01-25 2008-04-22 Mstar Semiconductor, Inc. Bandwidth tunable sigma-delta ADC modulator
GB2457010A (en) 2007-12-13 2009-08-05 Ubidyne Inc Automatic gain control for delta sigma modulators
EP2117192B1 (en) 2008-05-09 2011-04-06 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (publ) Radio-receiver circuit
US8378751B2 (en) * 2009-02-13 2013-02-19 Qualcomm Incorporated Frequency synthesizer with multiple tuning loops
US7915921B1 (en) 2009-05-15 2011-03-29 Marvell International Ltd. Circuits and methods for level shifting a signal
JP5358829B2 (ja) 2009-10-28 2013-12-04 ルネサスエレクトロニクス株式会社 Δς型ａ／ｄ変換器
US8816782B2 (en) 2011-05-10 2014-08-26 Freescale Semiconductor, Inc. Phase locked loop circuit having a voltage controlled oscillator with improved bandwidth
US8519878B2 (en) 2011-06-27 2013-08-27 Broadcom Corporation Multi-mode analog-to-digital converter
US8810443B2 (en) 2012-04-20 2014-08-19 Linear Technology Corporation Analog-to-digital converter system and method
EP2959589A1 (en) 2013-02-21 2015-12-30 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) A frequency selective circuit configured to convert an analog input signal to a digital output signal
US9246509B1 (en) * 2014-09-02 2016-01-26 Stmicroelectronics International N.V. Methods and apparatus for offline mismatch removal in sigma delta analog-to-digital converters
US9325340B2 (en) * 2014-09-02 2016-04-26 Nxp, B.V. Efficient analog to digital converter

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6876698B1 (en) * 1999-09-10 2005-04-05 Xilinx, Inc. Tunable narrow-band filter including sigma-delta modulator
US6466096B1 (en) * 2001-05-22 2002-10-15 Analog Devices, Inc. Tunable oscillator with leakage compensation
CN1977458A (zh) * 2004-06-29 2007-06-06 模拟设备股份有限公司 用于连续时间的增量累加模数转换器的混合调谐电路
CN101861702A (zh) * 2007-08-10 2010-10-13 新加坡国立大学 用于带通西格马-德尔塔调制的系统和方法
CN101388671A (zh) * 2007-09-04 2009-03-18 英飞凌科技股份公司 用于连续时间σ-δ调制器的环路滤波器的调谐方法
US8842030B1 (en) * 2013-05-10 2014-09-23 Nvidia Corporation Sigma-delta analog to digital converter with improved feedback

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
钟伦贵 等: "基于伪差分结构跨导器的Gm-C复数滤波器设计*", 《中国科学院研究生院学报》 *

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108023596A (zh) * 2016-11-04 2018-05-11 亚德诺半导体集团 穿过循环滤波器中所有积分器使用内置反馈增加δ-σadc 中的动态范围的方法和装置
CN110995257A (zh) * 2019-12-28 2020-04-10 苏州芯动科技有限公司 一种环路滤波电路
CN110995257B (zh) * 2019-12-28 2023-06-02 芯动微电子科技(珠海)有限公司 一种环路滤波电路
CN111736650A (zh) * 2020-07-07 2020-10-02 中国电子科技集团公司第二十四研究所 一种积分器电路
CN113328632A (zh) * 2021-05-08 2021-08-31 南京君海数能科技有限公司 交流链路直流偏置电流检测及抑制方法、设备和介质

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