CN105490763A - 一种端到端的宽带移动mimo传播信道模型及建模方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种端到端的宽带移动MIMO传播信道模型及建模方法，供通信系统优化研究和系统性能评估使用。在宽带移动MIMO传播系统中，发射端的发射天线和接收端的接收天线均采用移动极化天线阵列，所述的建模方法包括如下步骤：将移动发射端发射的信号通过窄带MIMO传播信道传送到移动接收端，获得不考虑天线物理特性的端到端的窄带移动MIMO传播信道模型；获得发射天线和接收天线的极化响应与MIMO极化传播信道的去极化响应，通过发射天线和接收天线的极化响应及MIMO极化传播信道的去极化响应获得极化效应的极化因子；获得发射天线阵列和接收天线阵列的耦合系数矩阵；结合极化因子及收发天线阵列的耦合系数矩阵获得端到端的宽带移动MIMO传播信道矩阵。

Description

一种端到端的宽带移动MIMO传播信道模型及建模方法

技术领域：

本发明属于无线通信领域，尤其是一种综合考虑天线位置、极化、耦合等物理特性的端到端的宽带移动MIMO传播信道模型及建模方法。

背景技术：

多输入多输出技术(MultipleInputMultipleOutput，MIMO)是当前无线移动通信领域的关键技术，它能够充分利用空间位置的多天线，不增加带宽或发送功率的前提下，有效对抗无线信道衰落，从而大幅度提高系统的频谱利用率和容量，实现高速数据传输。

建立准确而有效的MIMO无线信道模型是实现移动MIMO通信系统的理论基础，而天线是直接面向传播信道的部分。传统的MIMO系统通常采用间距很大的单极化天线阵列，对应的信道模型也仅考虑无线空间传播部分。近年来，移动终端设备的小型化趋势越来越明显。对于采用天线空间分集复用的MIMO系统，随着终端设备天线间距的逐渐减小，天线间的耦合问题不可忽略。另一方面，采用多极化天线被认为未来解决MIMO系统紧凑性的有效方案。

目前，针对天线位置、耦合或极化效应等单一因素对无线信号传播影响的研究比较多，但针对天线物理特性对MIMO信道模型的综合影响研究还非常少。为了分析研究多极化紧凑型MIMO天线传输系统的性能边界和传输策略，需要建立准确、符合实际情况的综合考虑天线物理特性的端到端的宽带移动MIMO传播信道模型。

发明内容：

为了准确分析及研究宽带移动MIMO通信系统的性能及传输策略，本发明提出一种综合考虑天线位置、耦合和极化效应等因素的端到端的宽带移动MIMO传播信道模型及建模方法。

本发明采用如下技术方案：一种端到端的宽带移动MIMO传播信道模型，其表示为如下形式

其中，为收发端天线阵列的导引矢量；C_r、C_t为收发端耦合系数矩阵；L为散射体簇的数目，N为各簇支路数目；f_c为载波频率，v_r,v_t,为收发端移动速度及移动方向；a_l,n为第l簇、第n条散射支路的随机初始相位和路径增益，τ_l为各簇时延。

本发明还采用如下技术方案：一种端到端的宽带移动MIMO传播信道模型的建模方法，其包括如下步骤：

第一步：不考虑天线因素，建立无线空间中窄带MIMO信道模型；

第二步：仅考虑天线空间位置和增益因素，建立窄带端到端的MIMO信道模型；

第三步：考虑天线极化效应的影响，获得极化因子矩阵；

第四步：考虑天线间的耦合效应的影响，获得收发天线阵列的耦合矩阵；

第五步：综合考虑天线位置、极化耦合效应因素，将窄带信道模型推广至端到端的宽带移动MIMO信道模型；

第六步：综合考虑天线位置、极化耦合效应因素，将窄带信道模型推广至端到端的宽带移动MIMO传播信道模型。

进一步地，第一步中，令收发天线阵元数目分别为N_r和N_t，对于无线空间窄带MIMO信道，信号经历的传播环境基本相同，不考虑天线因素时，不同端到端的单信道H表达式相同，均可表示为多条散射传播支路的叠加，

其中，N为支路数目；f_c为信号载波频率；v_r,v_t,为收发端移动速度及移动方向；a_n为第n条散射支路随机初始相位和功率增益；表示信号的离开角和入射角。

进一步地，第二步中，令收发端的信号矢量为

其中，⊙表示点乘；和分别表示收发天线阵列的空间导引矢量；和分别表示收发天线单元的幅度增益，此时，窄带移动MIMO传播信道矩阵为

进一步地，第三步中，令发射端天线极化角为接收端天线极化角则收发天线阵列的极化响应可表示为

当信道的交叉极化鉴别率(Cross-polarDiscrimination，XPD)已知时，可通过下式求得理想X极化天线与理想Y极化天线之间的响应值h_XY，

${\mathrm{XPD}}_V=\frac{{\left|h_{VV}\right|}^2}{{\left|h_{VH}\right|}^2}$

${\mathrm{XPD}}_H=\frac{{\left|h_{HH}\right|}^2}{{\left|h_{HV}\right|}^2}$

其中为随机相位，并令其服从(-π,π]的均匀分布，故信道的去极化响应可表示为

进一步结合极化天线响应及信道去极化响应，可得到极化因子矩阵为

$Q={\[\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{cos\Φ}}_1^t{g}_1^t& {\mathrm{sin\Φ}}_1^t{\mathrm{cos\φ}}_n^t{g}_1^t\\ {\mathrm{cos\Φ}}_2^t{g}_2^t& {\mathrm{sin\Φ}}_2^t{\mathrm{cos\φ}}_n^t{g}_2^t\\ .& .\\ .& .\\ .& .\\ {\mathrm{cos\Φ}}_{N_t}^t{g}_{N_t}^t& {\mathrm{sin\Φ}}_{N_t}^t{\mathrm{cos\φ}}_n^t{g}_{N_t}^t\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{h}_{VV}& h_{VH}\\ h_{HV}& h_{HH}\end{array}\right]{\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{cos\Φ}}_1^r{g}_1^r& {\mathrm{sin\Φ}}_1^r{\mathrm{cos\φ}}_n^r{g}_1^r\\ {\mathrm{cos\Φ}}_2^r{g}_2^r& {\mathrm{sin\Φ}}_2^r{\mathrm{cos\φ}}_n^r{g}_2^r\\ .& .\\ .& .\\ .& .\\ {\mathrm{cos\Φ}}_{N_r}^r{g}_{N_r}^r& {\mathrm{sin\Φ}}_{N_r}^r{\mathrm{cos\φ}}_n^r{g}_{N_r}^r\end{array}\right]}^T\]}^T.$

进一步地，第四步中，假设接收、发射天线阵的各个天线特性一致，各天线的自阻抗和接收端负载阻抗分别为z_A,z_L，发射端电源阻抗为z_S，负载阻抗矩阵可表示为

Z_L＝diag{z_L,z_L,…z_L}

发射端源阻抗矩阵可表示为

Z_S＝diag{z_S,z_S,…z_S}

令天线m与天线n的间距为d_m,n，L_A为各天线的长度，积分函数Ci(x),Si(x)为

$Ci\left(x\right)={\∫}_{-\mathrm{\∞}}^x(\cos /v)dv$

$Si\left(x\right)={\∫}_0^x(\sin v/v)dv$

首先由下式计算天线阵的互阻抗，

$z_{mn}=\left\{\begin{array}{c}30\{0.577+\ln \left(2\mathrm{\π}\right)-Ci\left(2\mathrm{\π}\right)+jSi\left(2\mathrm{\π}\right)\},m=n\\ 30\{2Ci\left(2\mathrm{\π}\right|d_{m,n}|/\mathrm{\λ})-Ci\left(\right(2\mathrm{\π}\sqrt{d_{m,n}^2+L_A^2}+L_A)/\mathrm{\λ})-Ci\left(\right(2\mathrm{\π}\sqrt{d_{m,n}^2+L_A^2}-L_A)/\mathrm{\λ})\}-\\ 30j\{2Si\left(2\mathrm{\π}\right|d_{m,n}|/\mathrm{\λ})-Si\left(\right(2\mathrm{\π}\sqrt{d_{m,n}^2+L_A^2}+L_A)/\mathrm{\λ})-Si\left(\right(2\mathrm{\π}\sqrt{d_{m,n}^2+L_A^2}-L_A)/\mathrm{\λ})\},m\≠n\end{array}\right.$

互阻抗矩阵可表示为

$Z=\left[\begin{array}{ccccc}{z}_{11}& z_{12}& z_{13}& \mathrm{...}& z_{1N_{t/r}}\\ z_{21}& z_{22}& z_{23}& \mathrm{...}& z_{2N_{t/r}}\\ & & .& & \\ & & .& & \\ & & .& & \\ z_{N_{t/r}1}& z_{N_{t/r}2}& z_{N_{t/r}3}& \mathrm{...}& z_{N_{t/r}{N}_{t/r}}\end{array}\right]$

进一步收发天线阵的耦合矩阵可由下式计算

C_r＝(Z_L+Z)^-1(z_L+z_A)

。

C_t＝(Z_S+Z)^-1(z_S+z_A)

进一步地，第五步中，将窄带信道模型推广至端到端的宽带移动MIMO信道模型

进一步地，第六步中

所以端到端的宽带移动MIMO信道模型可表示为

本发明具有如下有益效果：

(1)、本发明综合考虑信号的离开角、到达角、互耦效应、极化效应、移动端运动造成的多普勒效应等因素，建立了一个端到端的宽带移动MIMO信道模型；

(2)、本发明建立的端到端的宽带MIMO信道模型，可以有效地体现互耦因素、极化因素对于MIMO信道性能的影响，从而便于寻得优化移动通信系统的方法；

(3)、本发明建立的MIMO信道模型，非常便于计算机仿真和硬件实时模拟，本发明仿真模拟产生的MIMO信道也具备时间选择性衰落、频率选择性衰落和空间选择性衰落的无线信道特征。

附图说明：

图1为本发明中的移动宽带MIMO系统模型。

图2为本发明中的多极化信号传播模型。

图3是本发明提出模型相比不考虑天线因素信道模型的相关性仿真对比图。

图4是本发明提出模型相比不考虑天线因素信道模型的信道容量仿真对比图。

具体实施方式：

本发明端到端的宽带移动MIMO传播信道模型表示为如下形式：

其中，为收发端天线阵列的导引矢量；C_r、C_t为收发端耦合系数矩阵；L为散射体簇的数目，N为各簇支路数目；f_c为载波频率，v_r,v_t,为收发端移动速度及移动方向；a_l,n为第l簇、第n条散射支路的随机初始相位和路径增益，τ_l为各簇时延。

本发明端到端的宽带移动MIMO传播信道模型的建模方法，包括如下步骤：

第一步：不考虑天线因素，建立无线空间中窄带MIMO信道模型。

令收发天线阵元数目分别为N_r和N_t，对于无线空间窄带MIMO信道，信号经历的传播环境基本相同，不考虑天线因素时，不同端到端的单信道H表达式相同，均可表示为多条散射传播支路的叠加，

其中，N为支路数目；f_c为信号载波频率；v_r,v_t,为收发端移动速度及移动方向；a_n为第n条散射支路随机初始相位和功率增益；表示信号的离开角(AngleofDeparture，AOD)和入射角(AngleofArrival，AOA)。

第二步：仅考虑天线空间位置和增益因素，建立窄带端到端的MIMO信道模型；

令收发端的信号矢量为

其中，⊙表示点乘；和分别表示收发天线阵列的空间导引矢量；和分别表示收发天线单元的幅度增益。此时，窄带移动MIMO传播信道矩阵为

第三步：考虑天线极化效应的影响，获得极化因子矩阵；

令发射端天线极化角为接收端天线极化角则收发天线阵列的极化响应可表示为

当信道的交叉极化鉴别率(Cross-polarDiscrimination，XPD)已知时，可通过下式求得理想X极化天线与理想Y极化天线之间的响应值h_XY，

${\mathrm{XPD}}_V=\frac{{\left|h_{VV}\right|}^2}{{\left|h_{VH}\right|}^2}$

${\mathrm{XPD}}_H=\frac{{\left|h_{HH}\right|}^2}{{\left|h_{HV}\right|}^2}$

其中为随机相位，并令其服从(-π,π]的均匀分布，故信道的去极化响应可表示为

进一步结合极化天线响应及信道去极化响应，可得到极化因子矩阵为

$Q={\[\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{cos\Φ}}_1^t{g}_1^t& {\mathrm{sin\Φ}}_1^t{\mathrm{cos\φ}}_n^t{g}_1^t\\ {\mathrm{cos\Φ}}_2^t{g}_2^t& {\mathrm{sin\Φ}}_2^t{\mathrm{cos\φ}}_n^t{g}_2^t\\ .& .\\ .& .\\ .& .\\ {\mathrm{cos\Φ}}_{N_t}^t{g}_{N_t}^t& {\mathrm{sin\Φ}}_{N_t}^t{\mathrm{cos\φ}}_n^t{g}_{N_t}^t\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{h}_{VV}& h_{VH}\\ h_{HV}& h_{HH}\end{array}\right]{\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{cos\Φ}}_1^r{g}_1^r& {\mathrm{sin\Φ}}_1^r{\mathrm{cos\φ}}_n^r{g}_1^r\\ {\mathrm{cos\Φ}}_2^r{g}_2^r& {\mathrm{sin\Φ}}_2^r{\mathrm{cos\φ}}_n^r{g}_2^r\\ .& .\\ .& .\\ .& .\\ {\mathrm{cos\Φ}}_{N_r}^r{g}_{N_r}^r& {\mathrm{sin\Φ}}_{N_r}^r{\mathrm{cos\φ}}_n^r{g}_{N_r}^r\end{array}\right]}^T\]}^T.$

第四步：考虑天线间的耦合效应的影响，获得收发天线阵列的耦合矩阵；

假设接收、发射天线阵的各个天线特性一致，各天线的自阻抗和接收端负载阻抗分别为z_A,z_L，发射端电源阻抗为z_S，负载阻抗矩阵可表示为

Z_L＝diag{z_L,z_L,…z_L}

发射端源阻抗矩阵可表示为

Z_S＝diag{z_S,z_S,…z_S}

令天线m与天线n的间距为d_m,n，L_A为各天线的长度，积分函数Ci(x),Si(x)为

$Ci\left(x\right)={\∫}_{-\mathrm{\∞}}^x(\cos v/v)dv$

$Si\left(x\right)={\∫}_0^x(\sin v/v)dv$

首先由下式计算天线阵的互阻抗，

$z_{mn}=\left\{\begin{array}{c}30\{0.577+\ln \left(2\mathrm{\π}\right)-Ci\left(2\mathrm{\π}\right)+jSi\left(2\mathrm{\π}\right)\},m=n\\ 30\{2Ci\left(2\mathrm{\π}\right|d_{m,n}|/\mathrm{\λ})-Ci\left(\right(2\mathrm{\π}\sqrt{d_{m,n}^2+L_A^2}+L_A)/\mathrm{\λ})-Ci\left(\right(2\mathrm{\π}\sqrt{d_{m,n}^2+L_A^2}-L_A)/\mathrm{\λ})\}-\\ 30j\{2Si\left(2\mathrm{\π}\right|d_{m,n}|/\mathrm{\λ})-Si\left(\right(2\mathrm{\π}\sqrt{d_{m,n}^2+L_A^2}+L_A)/\mathrm{\λ})-Si\left(\right(2\mathrm{\π}\sqrt{d_{m,n}^2+L_A^2}-L_A)/\mathrm{\λ})\},m\≠n\end{array}\right.$

互阻抗矩阵可表示为

$Z=\left[\begin{array}{ccccc}{z}_{11}& z_{12}& z_{13}& \mathrm{...}& z_{1N_{t/r}}\\ z_{21}& z_{22}& z_{23}& \mathrm{...}& z_{2N_{t/r}}\\ & & .& & \\ & & .& & \\ & & .& & \\ z_{N_{t/r}1}& z_{N_{t/r}2}& z_{N_{t/r}3}& \mathrm{...}& z_{N_{t/r}{N}_{t/r}}\end{array}\right]$

进一步收发天线阵的耦合矩阵可由下式计算

C_r＝(Z_L+Z)^-1(z_L+z_A)

。

C_t＝(Z_S+Z)^-1(z_S+z_A)

第五步：综合考虑天线位置、极化耦合效应因素，将窄带信道模型推广至端到端的宽带移动MIMO信道模型；

第六步：综合考虑天线位置、极化耦合效应因素，将窄带信道模型推广至端到端的宽带移动MIMO传播信道模型。

鉴于各簇信号内部不同散射支路经历的传播环境基本一致，导致同一簇内的不同路径增益近似相等，所以端到端的宽带移动MIMO信道模型可表示为

为了使本发明的原理更加清楚，以2*2的宽带移动信道模型作为实例进行详细说明，假设收发端天线均为半波长的偶极子天线阵，无线空间传播场景采用3GPPSCM信道标准中的郊区蜂窝场景，各簇信号和均服从拉普拉斯分布，具体参数如表1所示。

表1：仿真参数设置表

本实施例包括以下步骤：

第一步：计算除去天线因素以外的模型参数，具体如下：

(1)利用用户给出的参数直接可得f_c,v_t,

(2)利用[0,2π]均匀分布的随机变量，产生各散射支路的随机初始相位

(3)利用公式f_d＝f_cv/c，计算可得最大多普勒频率为f_d＝222.2Hz；

(4)拉普拉斯分布的表达式如下，

$p\left({\mathrm{\φ}}_n\right)=\frac{Q}{\sqrt{2}\mathrm{\σ}}{e}^{-\sqrt{2}\left|{\mathrm{\φ}}_n-{\mathrm{\φ}}_n^0\right|/\mathrm{\σ}},\left|{\mathrm{\φ}}_n-{\mathrm{\φ}}_n^0\right|\≤\frac{\mathrm{\π}}{2},Q=\frac{1}{1-e^{-\sqrt{2\mathrm{\π}}/2\mathrm{\σ}}}$

根据角度扩展及角度均值，可以产生六组服从拉普拉斯分布的随机变量，即为离开角和到达角的取值如表2所示。

表2：离开角、到达角取值列表

第二步：计算天线物理特性相关的模型参数，具体如下：

(1)计算天线空间位置相关参数，接收端、发射端的导引矢量可表示为

$a_r\left({\mathrm{\φ}}_n^r\right)={\left[\begin{array}{cc}1& e^{{\mathrm{j\τ}}_r}\end{array}\right]}^T$

$a_t\left({\mathrm{\φ}}_n^t\right)={\left[\begin{array}{cc}1& e^{{\mathrm{j\τ}}_t}\end{array}\right]}^T$

其中，相位差分别 ${\mathrm{\τ}}_r=2\mathrm{\π}d{\mathrm{sin\φ}}_n^r/\mathrm{\λ},{\mathrm{\τ}}_t=2\mathrm{\π}d{\mathrm{sin\φ}}_n^t/\mathrm{\λ}.$ 因此，

$\begin{array}{c}{a}_r\left({\mathrm{\φ}}_n^r\right)a_t^T\left({\mathrm{\φ}}_n^r\right)=\left[\begin{array}{cc}1& e^{{\mathrm{j\τ}}_r}\\ e^{{\mathrm{j\τ}}_r}& e^{{\mathrm{j\τ}}_r}{e}^{{\mathrm{j\τ}}_r}\end{array}\right]\\ =\left[\begin{array}{cc}1& e^{j2\mathrm{\π}d{\mathrm{sin\φ}}_n^t/\mathrm{\λ}}\\ e^{j2\mathrm{\π}d{\mathrm{sin\φ}}_n^t/\mathrm{\λ}}& e^{j2\mathrm{\π}d{\mathrm{sin\φ}}_n^t/\mathrm{\λ}}{e}^{j2\mathrm{\π}d{\mathrm{sin\φ}}_n^t/\mathrm{\λ}}\end{array}\right]\end{array}.$

(2)计算极化效应相关的模型参数

已知信道的交叉极化鉴别度为8dB,则信道的去极化响应矩阵可简化为

其中，利用(-π,π]均匀分布的随机变量产生。由于发射天线阵列极化角分别为45°,-45°，接收天线阵列极化角分别为0°,90°，故发射天线阵列和接收天线阵列的极化响应分别为

因此，信道极化因子为

(3)计算互耦响应相关的模型参数

假设接收和发射天线阵的各个天线特性一致，已知系统采用的天线为L_A＝λ/2偶极子天线，根据自阻抗表达式

z_A＝30{0.577+ln(2π)-Ci(2π)+jSi(2π)}

计算可得该偶极子天线的自阻抗为73+42.5jΩ；假设接收端负载阻抗均与接收天线自阻抗匹配，发射端电源阻抗均与发射天线自阻抗匹配，可得

z_L＝z_S＝(z_A)^*

根据互阻抗表达式，计算可得z₁₂,z₂₁为

$\begin{array}{c}{z}_{12/12}=30\{2Ci(2\mathrm{\π}d/\mathrm{\λ})-Ci\left(\right(2\mathrm{\π}\sqrt{d^2+L_A^2}+L_A)/\mathrm{\λ})-Ci\left(\right(2\mathrm{\π}\sqrt{d^2+L_A^2}-L_A)/\mathrm{\λ})\}-\\ 30j\{2Si(2\mathrm{\π}d/\mathrm{\λ})-Si\left(\right(2\mathrm{\π}\sqrt{d^2+L_A^2}+L_A)/\mathrm{\λ})-Si\left(\right(2\mathrm{\π}\sqrt{d^2+L_A^2}-L_A)/\mathrm{\λ})\}\end{array}$

其中，积分函数Ci(x),Si(x)为

$Ci\left(x\right)={\∫}_{-\mathrm{\∞}}^x(\cos v/v)dv$

$Si\left(x\right)={\∫}_0^x(\sin v/v)dv$

进而电源阻抗矩阵、负载阻抗矩阵、互阻抗矩阵分别为

$Z_L=Z_S=\left[\begin{array}{cc}{\left(z_A\right)}^{*}& 0\\ 0& {\left(z_A\right)}^{*}\end{array}\right]$

$Z=\left[\begin{array}{cc}{z}_A& z_{12}\\ z_{21}& z_A\end{array}\right]$

将上述参数代入耦合系数矩阵表达式

C_r＝(Z_L+Z)^-1(z_L+z_A)

C_t＝(Z_S+Z)^-1(z_S+z_A)

计算可得接收端耦合矩阵和发射端耦合矩阵分别为

第三步：将上述模型参数及各径增益参数代入如下公式，就可以产生窄带移动MIMO信道如下

第四步：将上述模型参数及时延、增益参数代入如下公式，可得到宽带移动MIMO信道模型可表示为

本实施例所获得的效果可以通过图3、图4仿真实验中所获得的具体数据作进一步的说明。我们可以看到，与不考虑天线极化耦合特性的信道模型相比，本发明模型的信道相关性明显较小。信道容量的区别比较复杂：1)低信噪比情况下，本模型信道容量偏小；2)高信噪比情况下，本模型信道容量较大。原因在于低信噪比情况下，信道相关性虽明显减小，但耦合效应与极化效应使信道总功率损失增大，并且相关性的减小不足以补偿总功率损失的增大，因此在低信噪比情况下，信道容量比不考虑天线极化耦合特性的信道模型的信道容量偏小；在高信噪比情况下，相关性的减小对信道容量的影响起主要作用，信道功率影响较小，因此信道容量比不考虑天线极化耦合特性的信道容量偏大。因此，本发明模型比不考虑极化耦合情况的信道模型更符合实际情况，更具实用性。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下还可以作出若干改进，这些改进也应视为本发明的保护范围。

Claims (8)

1.一种端到端的宽带移动MIMO传播信道模型，其特征在于：表示为如下形式

其中，为收发端天线阵列的导引矢量；C_r、C_t为收发端耦合系数矩阵；L为散射体簇的数目，N为各簇支路数目；f_c为载波频率，v_r,v_t,为收发端移动速度及移动方向；a_l,n为第l簇、第n条散射支路的随机初始相位和路径增益，τ_l为各簇时延。

2.一种端到端的宽带移动MIMO传播信道模型的建模方法，其特征在于：包括如下步骤

第一步：不考虑天线因素，建立无线空间中窄带MIMO信道模型；

第二步：仅考虑天线空间位置和增益因素，建立窄带端到端的MIMO信道模型；

第三步：考虑天线极化效应的影响，获得极化因子矩阵；

第四步：考虑天线间的耦合效应的影响，获得收发天线阵列的耦合矩阵；

第五步：综合考虑天线位置、极化耦合效应因素，将窄带信道模型推广至端到端的宽带移动MIMO信道模型；

第六步：综合考虑天线位置、极化耦合效应因素，将窄带信道模型推广至端到端的宽带移动MIMO传播信道模型。

3.如权利要求2所述的端到端的宽带移动MIMO传播信道模型的建模方法，其特征在于：

第一步中，令收发天线阵元数目分别为N_r和N_t，对于无线空间窄带MIMO信道，信号经历的传播环境基本相同，不考虑天线因素时，不同端到端的单信道H表达式相同，均可表示为多条散射传播支路的叠加，

其中，N为支路数目；f_c为信号载波频率；v_r,v_t,为收发端移动速度及移动方向；a_n为第n条散射支路随机初始相位和功率增益；表示信号的离开角和入射角。

4.如权利要求3所述的端到端的宽带移动MIMO传播信道模型的建模方法，其特征在于：第二步中，令收发端的信号矢量为

其中，表示点乘；和分别表示收发天线阵列的空间导引矢量；和分别表示收发天线单元的幅度增益，此时，窄带移动MIMO传播信道矩阵为

5.如权利要求4所述的端到端的宽带移动MIMO传播信道模型的建模方法，其特征在于：第三步中，令发射端天线极化角为接收端天线极化角则收发天线阵列的极化响应可表示为

当信道的交叉极化鉴别率(Cross-polarDiscrimination，XPD)已知时，可通过下式求得理想X极化天线与理想Y极化天线之间的响应值h_XY，

其中为随机相位，并令其服从(-π,π]的均匀分布，故信道的去极化响应可表示为

进一步结合极化天线响应及信道去极化响应，可得到极化因子矩阵为

6.如权利要求5所述的端到端的宽带移动MIMO传播信道模型的建模方法，其特征在于：第四步中，假设接收、发射天线阵的各个天线特性一致，各天线的自阻抗和接收端负载阻抗分别为z_A,z_L，发射端电源阻抗为z_S，负载阻抗矩阵可表示为

Z_L＝diag{z_L,z_L,…z_L}

发射端源阻抗矩阵可表示为

Z_S＝diag{z_S,z_S,…z_S}

令天线m与天线n的间距为d_m,n，L_A为各天线的长度，积分函数Ci(x),Si(x)为

首先由下式计算天线阵的互阻抗，

互阻抗矩阵可表示为

进一步收发天线阵的耦合矩阵可由下式计算

C_r＝(Z_L+Z)^-1(z_L+z_A)

C_t＝(Z_S+Z)^-1(z_S+z_A)。

7.如权利要求6所述的端到端的宽带移动MIMO传播信道模型的建模方法，其特征在于：第五步中，将窄带信道模型推广至端到端的宽带移动MIMO信道模型

8.如权利要求7所述的端到端的宽带移动MIMO传播信道模型的建模方法，其特征在于：第六步中

所以端到端的宽带移动MIMO信道模型可表示为