CN105426570A - 基于有源补偿子电路的GaN HEMT大信号模型改进方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于有源补偿子电路的GaN？HEMT大信号模型改进方法，主要解决现有GaN？HEMT大信号模型无法精确拟合Kink效应和自热效应区域的问题。其技术方案是：1.测量所用器件，通过数据拟合得到高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1的参数；2.构建含所用器件直流I-V曲线数据的电流源，并将电流源与EEHEMT1并联，再构建有源补偿子电路；3.在有源补偿子电路的基础上构建源极电位可调的有源补偿子电路，再与EEHEMT1并联，完成GaN？HEMT大信号模型的改进。本发明能精确拟合出Kink效应和自热效应区域，可精确预测器件静态工作点和电路的效率，可用于对GaN？HEMT的电路设计。

Description

基于有源补偿子电路的GaN HEMT大信号模型改进方法

技术领域

本发明属于微电子技术领域，具体涉及一种对GaN高电子迁移率晶体管HEMT大信号模型的构建方法，可用于对GaNHEMT器件的电路设计，更加精确地预测电路在大信号状态下的工作时性能。

技术背景

随着当今国防建设、通讯产业和航空航天技术的发展，对设备的射频系统提出了越来越高的要求：小型化、耐高温、抗辐射、大功率、超高频、适合在恶劣环境下工作等。以GaN和SiC为代表的宽禁带半导体材料和器件成为研究的热点，在未来的通讯和国防中，研究和开发出可以工作在更高频率和具有更大功率的高性能半导体材料和器件具有十分重要的意义。

随着外延材料质量的不断提高，器件工艺的不断完善，AlGaN/GaNHEMT器件的发展十分迅速。近年来，器件的特性指标飞速发展，尤其是AlGaN/GaNHEMT器件的微波功率特性，器件的输出功率和功率密度都得到大幅度的提高。除制造工艺技术和器件特性外，AlGaN/GaNHEMT的建模工作也一直是人们研究的重点。由于在射频微波领域的突出应用，AlGaN/GaNHEMT器件模型研究一直是器件研究领域的一个重要组成部分。器件模型包括小信号模型和大信号模型。对于小信号，不论国内还是国外，小信号建模的工作都取得了一定的进展，其中S参数法应用得最为广泛。而大信号建模历来都是微波功率器件分析的难点所在。而且AlGaN/GaNHEMT大信号模型绝大部分都是建立在GaAs材料基础上，并且基本都是套用MESFET相关模型，没有考虑GaN材料与GaAs材料之间的差异，这样器件模型会有一定误差。

常用的GaNHEMT器件模型通常可分为经验解析模型和表格基模型两类。

一、经验解析模型，也叫等效电路模型，即针对实际工艺制作的不同器件，采用相应的测试和参数提取技术，用参数拟合和优化方法得出制作单片电路所需的各种器件模型，其优点是函数关系和算法简单，非常适合于宽带大信号射频放大器。但这些模型都需要提取一定量的拟合参数，且模型精度越高，所需拟合的参量就越多，因而增加了算法的复杂度。

二、表格基模型，也称数据基模型，是建立在大量测试基础上的模型，因为它是器件电参数的真实反映，与工艺线的结合更加紧密，与实际的器件特性更加接近。但表格基模型的灵活性和实用性要比经验解析模型差，对于大栅宽器件需要更多的公式和测量更多的数据，降低了其伸缩性并加大了统计平均模型的难度。

发明内容

本发明的目的在于提出一种基于有源补偿子电路的GaNHEMT器件大信号模型改进方法，以解决上述现有GaNHEMT器件模型的不足，实现对器件kink效应区域和自热效应区域的精确仿真，使得器件在大信号工作模式下静态工作点的确定和电路工作效率的预测更加准确。

为实现上述目的，本发明的技术方案如下：

(1)对所用器件进行测量，并将测量数据通过拟合得到高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1的参数；

(2)将所用器件测量得到的直流DCI-V输出曲线写入到一个电流源内；

(3)将所述EEHEM1大信号等效电路模型与电流源进行并联，组成有源补偿核，分别在有源补偿核的源极、栅极和漏极三个电极各串联一个电感，用来阻挡交流信号，同时在有源补偿核的栅极和漏极各串联一个直流源，用来提供直流功率，构成有源补偿子电路，该有源补偿子电路的漏源电流I_{ds_branch}为：

I_{ds_branch}(V_ds,V_gs)＝I_{ds_EEHEMT1_1}(V_ds,V_gs)-I_{ds_measured}(V_ds,V_gs)，

其中I_{ds_EEHEMT1_1}为有源补偿子电路中高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1的源漏电流，I_{ds_measured}为有源补偿子电路中包含直流DCI-V输出曲线数据的电流源的源漏电流。

(4)在有源补偿子电路的源极串联一个电压源，形成一个源极电位可调的有源补偿子电路，再将该源极电位可调的有源补偿子电路与所述EEHEMT1大信号等效电路模型并联，即将该源极电位可调的有源补偿子电路的源极与所述EEHEMT1模型的漏极相连，将源极电位可调的有源补偿子电路的漏极与所述EEHEMT1模型的源极相连，得到改进后GaN高电子迁移率晶体管HEMT大信号模型，该改进后的GaN高电子迁移率晶体管HEMT大信号模型源漏电流I_ds表示为：

I_ds(V_ds,V_gs)＝I_{ds_EEHEMT1_2}(V_ds,V_gs)-(I_{ds_EEHEMT1_1}(V_ds,V_gs)-I_{ds_measured}(V_ds,V_gs))，

其中，I_{ds_EEHEMT1_1}为有源补偿子电路中高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1的源漏电流，I_{ds_measured}为含有直流DCI-V输出曲线数据的电流源的源漏电流，I_{ds_EEHEMT1_2}为与源极电位可调的有源补偿子电路相并联的高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1的源漏电流，V_ds为改进后的GaN高电子迁移率晶体管HEMT大信号模型的源漏电压，V_gs为改进后的GaN高电子迁移率晶体管HEMT大信号模型的栅源电压。

本发明的有益效果是：

1)本发明将等效电路模型和表格基模型相结合，建立的GaN高电子迁移率晶体管HEMT大信号模型，既具有等效电路模型的灵活性与实用性，又具有表格基模型的真实性；

2)本发明通过有源补偿子电路对原始GaN高电子迁移率大信号模型的源漏电流进行修正，使得改进后模型的直流DCI-V仿真曲线与测试曲线实现零误差的拟合，成功解决了现有模型无法对GaN高电子迁移率晶体管HEMT表现处的kink效应和自热效益同时精确拟合的缺点，降低了对原始大信号模型直流DCI-V曲线建模精度的要求，减少了建模时优化的步骤，节省了建模所需的时间，同时提高了模型仿真的精度；

3)本发明在有源补偿子电路的三个电极串联三个理想电感，隔离了交流信号，因此有源补偿子电路不会对原始大信号模型的交流性能产生影响；

4)使用本发明建立的GaN高电子迁移率晶体管HEMT大信号模型，在电路设计阶段能对器件静态工作点和电路的效率能做出更为准确的预测，在实际电路设计中更加简单、准确和实用。

附图说明

图1为现有的AlGaN/GaNHEMT器件结构示意图；

图2为本发明对图1建模的主流程图；

图3为本发明中提取高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1参数的子流程图；

图4为本发明中提取图1寄生电容的开路结构图；

图5为本发明中提取图1寄生电容和寄生电阻的短路结构图；

图6为现有高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1的等效原理图；

图7为本发明为改进电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1而增设的有源补偿子电路的原理图；

图8为本发明改进后的高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1电路原理图；

图9为图7有源补偿子电路的直流DCI-V曲线图；

图10为改进前、后高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1的直流DCI-V仿真曲线与实际器件的直流DCI-V测试曲线对比图；

图11为用本发明改进后的高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1仿真得到的转移曲线和跨导曲线与实际器件测试得到的转移曲线和跨导曲线的对比图；

图12为改进前、后的高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1散射参数仿真曲线与实际器件散射参数测试曲线对比图；

图13为在最佳偏置点下改进前后的高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1性能仿真曲线与实际器件的性能测试曲线随输入信号变化的对比图。

具体实施方案

以下结合附图对本发明的原理和特征进行描述，所举实例只用于解释本发明，并非用于限定本发明的范围。

本实例以AlGaN/GaN高电子迁移率晶体管HEMT器件为例，建立通过有源补偿子电路改进的GaN高电子迁移率晶体管HEMT大信号模型。

参照图1，AlGaN/GaN高电子迁移率晶体管HEMT器件，其自下而上包括2英寸的4H-SiC衬底、100nm厚AlN成核层、1.6um厚的GaN缓冲层、1nm的AlN插入层、20nm厚非掺杂AlGaN势垒层、60nmSiN钝化层、Ti/Al/Ni/Au欧姆源电极和欧姆漏电极、Ni/Au/Ni肖特基栅，其中栅宽为10×125um，，栅长为0.4um，栅-栅、栅-源、栅-漏间距分别为40um、0.7um和2.8um。

参照图2，本发明对图1建模的主流程图包括如下步骤：

步骤1，设置高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1参数

参照图6，高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1是一款用于描述器件特性的模型。在模型的参数提取过程中，模型方程与参数提取技术是同时进行，这是为了保证方程中的所有参数都可以通过测试数据进行提取。尽管该模型适用于参数自动提取技术，但是其中依然包含了一些可以直接通过目测曲线得出的数据；与其他常用模型相比，增加了参数的个数，但是拟合精度也同步得到了提高；由于模型中的表达式都是非多项式的形式，因此该模型不存在局限性，可以在很大的动态范围内精确描述器件特性；在高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1的等效电路中，C₁为栅极寄生电容，C₂为漏极寄生电容，C₃为栅极与漏极之间的相互作用形成的寄生电容；L₁为栅极引线寄生电感，L₂为漏极引线寄生电感，L₃为源极引线寄生电感，R₁为栅极引线寄生电阻，R₂为漏极引线寄生电阻，R₃为源极引线寄生电阻，Q_gy为用来模拟器件栅漏充放电过程的电荷源，Q_gc为用来模拟器件栅源电容的充放电过程的电荷源；I_gs为用于描述栅源之间电流的非线性电流源，I_gd为用于描述栅漏之间电流的非线性电流源，I_ds为用于描述源漏之间电流的非线性电流源，电阻R_db、电流源I_db和电容C_bs三个元件组成的有源网络拟合了器件的电流崩塌效应；C_dso为漏源的内电极电容，R_is为源端沟道电阻，R_id为漏端沟道电阻。

参照图3，设置高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1上述参数可采用结构测试法、截止条件法、“cold-fet”冷参法、“hot-fet”有源偏置法、曲线拟合法、直接观察法和全局优化法等方法，本发明采用的是结构测试法和曲线拟合法相结合的方法，其步骤如下：

(1.1)提取寄生电容。

(1.1a)制作与图1器件外围结构相同且不包括有源区部分的开路结构，如图4所示；

(1.1b)通过矢量网络分析仪VNA测量图1器件在的外围开路结构下散射参数S1：

$S1=\left[\begin{array}{cc}S{1}_{11}& S{1}_{12}\\ S{1}_{21}& S{1}_{22}\end{array}\right],$

其中，S1₁₁为开路结构的输入端口电压反射系数，S1₂₁为开路结构的正向电压增益，S1₁₂为开路结构的反向电压增益，S1₂₂为开路结构的输出端口电压反射系数。

(1.1c)对测量出的所用器件外围开路结构的散射参数S1进行变换，得到开路结构的导纳参数Y1，

Im(Y1₁₁)＝w(C₁+C₃)

Im(Y1₁₂)＝Im(Y₂₁)＝-wC₃

Im(Y1₂₂)＝w(C₂+C₃)

其中，w为角频率，Im表示提取虚部，Y1₁₁为开路结构的输入导纳，Y1₁₂为开路结构的的反向转移导纳，Y1₂₁开路结构的正向转移导纳，Y1₂₂为开路结构的输出导纳；

(1.1d)利用上述导纳参数根据开路测试结构的等效电路模型，计算出三个寄生电容的数值；

C₁＝1/w·Im(Y1₁₁+Y1₁₂)

C₂＝1/w·Im(Y1₂₂+Y1₂₁)

C₃＝-1/w·Im(Y1₁₂)＝-1/w·Im(Y1₂₁)。

(1.2)提取寄生电感和寄生电阻。

(1.2a)将图1有源区中的栅极、源极和漏极短路连接，如图5所示；

(1.2b)通过矢量网络分析仪VNA测量图1器件在短路结构下的散射参数S2：

$S2=\left[\begin{array}{cc}S{2}_{11}& S{2}_{12}\\ S{2}_{21}& S{2}_{22}\end{array}\right]$

其中，S2₁₁为短路结构的输入端口电压反射系数，S2₂₁为短路结构的正向电压增益，S2₁₂为短路结构的反向电压增益，S2₂₂为短路结构的输出端口电压反射系数。

(1.2c)将短路结构的散射参数S2转换成短路结构的导纳参数Y2：

$Y2=\left[\begin{array}{cc}Y{2}_{11}& Y{2}_{12}\\ Y{2}_{21}& Y{2}_{22}\end{array}\right]$

其中，Y2₁₁为短路结构的输入导纳，Y2₁₂为短路结构的反向转移导纳，Y2₂₁为短路结构的正向转移导纳，Y2₂₂为短路结构的输出导纳；

(1.2d)利用下式从短路结构的导纳参数Y2消去与步骤(1.1)相同的三个寄生电容，得到去除寄生电容后的导纳参数Y3：

$Y3=\left[\begin{array}{cc}Y{2}_{11}-j\mathrm{\ω}(C_1+C_3)& Y{2}_{12}+{\mathrm{j\ωC}}_3\\ Y{2}_{21}+{\mathrm{j\ωC}}_3& Y{2}_{22}-j\mathrm{\ω}(C_2+C_3)\end{array}\right]$

其中，j为虚数单位；

(1.2e)将去除寄生电容后的导纳参数Y3转换成去除寄生电容后的阻抗参数Z1：

$Z1=\left[\begin{array}{cc}Z{1}_{11}& Z{1}_{12}\\ Z{1}_{21}& Z{1}_{22}\end{array}\right],$

其中，Z1₁₁为去除寄生电容后的输入阻抗，Z1₁₂为去除寄生电容后的反向转移阻抗，Z1₂₁为去除寄生电容后的正向转移阻抗，Z1₂₂为去除寄生电容后的输出阻抗；

(1.2f)利用去除寄生电容后的阻抗参数Z1确定三个寄生电感L₁、L₂、L₃和三个寄生电阻R₁、R₂、R₃的值：

L₁＝1/w·Im(Z1₁₂)＝1/w·Im(Z1₂₁)

L₂＝1/w·(Z1₁₁-Z1₁₂)

L₃＝1/w·(Z1₂₂-Z1₂₁)

R₁＝Re(Z1₁₁-Z1₁₂)

R₂＝Re(Z1₁₁-Z1₂₁)

R₃＝Re(Z1₁₂)＝Re(Z1₂₁)

其中,Re表示提取实部。

(1.3)提取直流DC参数。

(1.3a)利用半导体参数分析仪测量图1器件的直流输出曲线，并求出跨导曲线，

$g_m=\frac{\∂I_{ds}}{\∂V_{gs}}|V_d=cons,$

其中cons表示常数，I_ds为源漏电流，g_m为跨导，V_gs为栅源电压，V_d为漏极电压；

(1.3b)通过拟合g_m-V_gs，得到高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1模型中的直流DC参数，该DC参数包括跨导峰值Gmmax、跨导峰值处栅压Vgo、跨导压缩处栅压Vco、阈值电压Vto、跨导转换区间Alpha、跨导压缩斜率Deltgm、跨导尾部栅压Vba和跨导线性压缩区间Vbc。

(1.4)提取交流AC参数：

(1.4a)通过矢量网络分析仪VNA测量图1器件在不同偏置条件下的散射参数S3：

$S3=\left[\begin{array}{cc}S{3}_{11}& S{3}_{12}\\ S{3}_{21}& S{3}_{22}\end{array}\right],$

其中，S3₁₁为不同偏置条件下的输入端口电压反射系数，S3₂₁为不同偏置条件下的正向电压增益，S3₁₂为不同偏置条件下的反向电压增益，S3₂₂为不同偏置条件下的输出端口电压反射系数。

(1.4b)将不同偏置条件下的散射参数S3，转化成导纳参数Y4，并去掉三个寄生电容C₁、C₂和C₃，得到导纳参数Y5，再将该导纳参数Y5转化成不同偏置条件下去除寄生电容后的阻抗参数Z2：

$Z2=\left[\begin{array}{cc}Z{2}_{11}& Z{2}_{12}\\ Z{2}_{21}& Z{2}_{22}\end{array}\right],$

其中，Z2₁₁为不同偏置条件下去除寄生电容后的输入阻抗，Z2₁₂为不同偏置条件下去除寄生电容后的反向转移阻抗，Z2₂₁为不同偏置条件下去除寄生电容后的正向转移阻抗，Z2₂₂为不同偏置条件下去除寄生电容后的输出阻抗；

(1.4c)利用下式从Z2中去掉三个寄生电感L₁、L₂、L₃和三个寄生电阻R₁、R₂、R₃，得到去掉寄生参数的阻抗参数Z3：

$Z3=\left[\begin{array}{cc}Z{2}_{11}-(R_1+R_2)-j\mathrm{\ω}(L_1+L_2)& Z{2}_{12}-R_2-{\mathrm{j\ωL}}_2\\ Z{2}_{21}-R_2-{\mathrm{j\ωL}}_2& Z{2}_{22}-(R_3+R_2)-j\mathrm{\ω}(L_3+L_2)\end{array}\right];$

(1.4d)将去掉寄生参数的阻抗参数Z3转化为去掉寄生参数的导纳参数Y6：

$Y6=\left[\begin{array}{cc}Y{6}_{11}& Y{6}_{12}\\ Y{6}_{21}& Y{6}_{22}\end{array}\right],$

其中，Y6₁₁为去掉寄生参数的输入导纳，Y6₁₂为去掉寄生参数的反向转移导纳，Y6₂₁为去掉寄生参数的正向转移导纳，Y6₂₂为去掉寄生参数的输出导纳；

(4e)根据去掉寄生参数的导纳参数Y6，计算得到栅源电容C₄和栅漏电容C₅：

$C_4=(1+b^2)\frac{\mathrm{Im}(Y{6}_{11}+Y{6}_{12})}{\mathrm{\ω}},$

$C_5=-(1+a^2)\frac{ImY{6}_{12}}{\mathrm{\ω}},$

其中， $b=\frac{\mathrm{Re}(Y{6}_{11}+Y{6}_{12})}{\mathrm{Im}(Y{6}_{11}+Y{6}_{12})},a=\frac{\mathrm{Re}\left(Y{6}_{12}\right)}{\mathrm{Im}\left(Y{6}_{12}\right)};$

(1.4f)拟合C₄-V_gs和C₄-V_gd曲线，得到高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1中最大输入电容C11o、最小输入电容C11th、饱和区过度电压Deltds、电容-电压曲线反射点电压Vinfl和电容-电压曲线斜率Lambda，其中，V_gd为栅漏电压；

(1.4g)在V_gs＝-2.25V和V_ds>4.5V的条件下拟合C₅-V_gs和C₅-V_gd曲线，得到高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1中的跨电容C12sat，同时在V_ds>4.5V的条件下拟合C₅-V_gs和C₅-V_gd曲线，得到高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1中的栅漏电容Cgdsat，其中，V_ds为源漏电压；

(1.5)对初始值进行优化：

(1.5a)随机优化上述提取的初始值100次得到初步优化的参数；对初步优化的参数再进行200次梯度优化，得到高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1的最终参数值；

(1.5b)对确定了最终参数值的高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1进行仿真，得到仿真的散射参数S4：

$S4=\left[\begin{array}{cc}S{4}_{11}& S{4}_{12}\\ S{4}_{21}& S{4}_{22}\end{array}\right],$

其中，S4₁₁为仿真的输入端口电压反射系数，S4₂₁为仿真的正向电压增益，S4₁₂为仿真的反向电压增益，S4₂₂为仿真的输出端口电压反射系数；

(1.5c)将输入端口电压反射系数的误差函数ErrS₁₁、正向电压增益的误差函数ErrS₂₁、反向电压增益的误差函数ErrS₁₂、输出端口电压反射系数的误差函数ErrS₂₂分别定义如下：

ErrS₁₁＝|S4₁₁-S3₁₁|/|S3₁₁|

ErrS₂₁＝|S4₂₁-S3₂₁|/|S3₂₁|

ErrS₁₂＝|S4₁₂-S3₁₂|/|S3₁₂|

ErrS₂₂＝|S4₂₂-S2₂₂|/|S3₂₂|；

(1.5d)由于上述S4₁₁、S4₂₁和S4₂₂这三个参数对器件性能的影响较大，为获得准确的器件模型，则ErrS₁₁、ErrS₂₁、ErrS₂₂均应小于0.5；由于S4₁₂对器件性能的影响比较小，为获得准确的器件模型，故ErrS₁₂应小于1.0。

表1给出了本实施例对图1器件结构所提取的参数值。

表1提取的非本征参数、线性本征参数、直流和交流拟合参数值

用上述提取的参数值，作为图6所示高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1的等效电路网络中的元件参数值，此时通过该高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1便可以仿真图1器件在大信号工作条件下的功率、效率、增益以及交调特性，在电路设计阶段节约时间和成本，但是由于高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1本身的缺陷，无法同时准确描述GaN器件的Kink效应和电流崩塌效应，而且优化步骤繁琐耗时，因此还需要进行下面步骤对其改进。

步骤2，构建含所用器件直流DCI-V输出曲线数据的电流源。

本步骤的实现是通过商用电子设计自动化软件ADS软件完成，其步骤如下：

(2.2a)利用集成电路与特征分析程序IC-CAP测试图1器件的直流DC输出曲线数据，并将该数据保存为.ds格式；

(2.2b)在电子设计自动化软件ADS软件中，选择一个直流DC电流源，将直流DC电流源的参数输入模式选择为基于文件的模式；

(2.2c)将用集成电路与特征分析程序IC-CAP测试的直流DCI-V输出曲线数据的.ds文件直接写入直流DC电流源，完成包含测试直流DCI-V数据电流源的构建；

(2.2d)写入数据后，将电流流入的电极定义为漏极，将电流流出的电极定义为源极。

步骤3，构建有源补偿子电路。

参照图7，本步骤的具体实现如下：

(3.3a)将高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEM1与电流源进行并联，即将该EEHEMT1的漏极与电流源的源极连接,将该EEHEMT1的源极与电流源的漏极相连，组成有源补偿核，并将该EEHEMT1漏极所在的电极定义为有源补偿核的漏极，将EEHEMT1源极所在的电极定义为有源补偿核的源极；

(3.3b)分别在有源补偿核的源极、栅极和漏极三个电极各串联一个电感，这三个电感使用电子设计自动化软件ADS自带的理想电感，分别是栅极电感L₄、漏极电感L₅、源极电感L₆，用来阻挡交流信号；

(3.3c)在有源补偿核的栅极和漏极各串联一个直流源，即在有源补偿核的栅极与栅极电感L₄之间串联第一直流源P₁，在有源补偿核的漏极与漏极电感L₅之间串联第二直流源P₂，构成有源补偿子电路；

该有源补偿子电路的漏源电流I_{ds_branch}：

I_{ds_branch}(V_ds,V_gs)＝I_{ds_EEHEMT1_1}(V_ds,V_gs)-I_{ds_measured}(V_ds,V_gs)，

其中I_{ds_EEHEMT1_1}为有源补偿子电路中高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1的源漏电流，I_{ds_measured}为有源补偿子电路中包含直流DCI-V输出曲线数据的电流源的源漏电流。

步骤4，在有源补偿子电路的源极串联一个电压源，形成一个源极电位可调的有源补偿子电路。

步骤5，将高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1与源极电位可调的有源补偿子电路并联，获得改进的高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1。

参照图8，本发明将高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1与源极电位可调的有源补偿子电路并联，是将该源极电位可调的有源补偿子电路的源极与所述高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1的漏极相连，将源极电位可调的有源补偿子电路的漏极与所述高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1的源极相连，得到改进后GaN高电子迁移率晶体管HEMT大信号模型，该改进后的GaN高电子迁移率晶体管HEMT大信号模型的源漏电流I_ds表示为：

I_ds(V_ds,V_gs)＝I_{ds_EEHEMT1_2}(V_ds,V_gs)-(I_{ds_EEHEMT1_1}(V_ds,V_gs)-I_{ds_measured}(V_ds,V_gs))，

其中，I_{ds_EEHEMT1_1}为有源补偿子电路中高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1的源漏电流，I_{ds_measured}为含有直流DCI-V输出曲线数据的电流源的源漏电流，I_{ds_EEHEMT1_2}为与源极电位可调的有源补偿子电路相并联的高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1的源漏电流，V_ds为改进后的GaN高电子迁移率晶体管HEMT大信号模型的源漏电压，V_gs为改进后的GaN高电子迁移率晶体管HEMT大信号模型的栅源电压。

由于GaNHEMT的源极电压通常为零，因此源极电位可调的有源补偿子电路中的源极电压源的电压值与改进的GaN高电子迁移率晶体管HEMT大信号模型的漏极电压值大小相等，符号相反，通过源极电位可调的有源补偿子电路中的源极电压抵消改进的GaN高电子迁移率晶体管HEMT大信号模型的漏极电压，使得有源补偿子电路中的高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1的源极电压为零。

本发明的效果可通过以下仿真进一步说明：

仿真1，对有源补偿子电路的直流DCI-V曲线进行仿真，结果如图9，图9中以栅源电压V_gs＝-2V、-1V、0V三种偏置下为例，描述了有源补偿子电路源漏电流I_{ds_branch}随源漏电压V_ds变化：

I_{ds_branch}(V_ds,V_gs)＝I_{ds_EEHEMT1_1}(V_ds,V_gs)-I_{ds_measured}(V_ds,V_gs)，

从图9可见，有源补偿子电路准确模拟现有的高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1的源漏电流仿真值与图1器件源漏电流的测试值之间在不同偏置下存在差异，因而需要用有源补偿子电路对高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1的源漏电流进行精确的修正。

另外，由于设计了有源补偿子电路，能够对现有高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1的源漏电流进行精确的修正，因此在拟合得到高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1的直流参数后，不需要进行耗时繁琐的优化步骤来优化直流参数。

仿真2，对改进前、后高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1的直流DCI-V曲线进行仿真，并与实际图1器件的直流DCI-V测试曲线进行对比，结果如图10，图10中以栅源电压V_gs＝0.5V、-0.5V、-1.5V和-2.5V四种偏置下为例，对结果进行了对比。

从图10中可以看出，在靠近膝点电压的地方，是Kink效应最显著的地方，随着漏电压的增大，源漏电流会呈现出明显的电流跳跃，形成一个台阶；当漏电压逐渐增加到很大的时候，漏电流会呈现下降趋势，漏电压越大，自热效应造成的源漏电流下降越明显。从图10中还可以看出，虽然现有的高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT模型可以基本拟合自热效应区域，但是仍然有不小的误差，而且无法拟合器件的Kink效应区域，这样就会对器件的静态工作点的预测和电路效率的预测造成误差。添加了有源补偿子电路后的改进型高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1后，由于有源补偿子电路对现有的EEHEMT1输出电流进行了修正，因此可以将Kink效应和自热效应区域无误差地进行拟合，从而可以对器件的静态工作点和效率做出更加准确的预测，体现出了本发明的优越性。

仿真3,对本发明改进后的高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1的转移曲线和跨导曲线进行仿真，并与实际器件测试得到的转移曲线和跨导曲线进行对比，结果如图11。从图11中可以看出，仿真曲线和测试曲线能够无误差的拟合，表明改进后的高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1能够精确模拟真实器件的性能。

仿真4，对本发明改进前、后的高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1散射参数进行仿真，并与实际器件散射参数测试曲线进行对比，结果如图12，其中图12(a)为输入端口电压反射系数，图12(b)为正向电压增益，图12(c)为反向电压增益，图12(d)为输出端口电压反射系数，由于EEHEMT1模型对直流模型和交流模型的建模是分开的，因此有源补偿子电路对直流模型的改进不会影响其交流特性。从图12中可以看到，现有EEHEMT1模型和改进的EEHEMT模型对交流特性的仿真结果相同，并且能够很好的拟合器件测量的散射参数。

仿真5，在最佳偏置点下对本发明改进前后的高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1性能进行仿真，并与实际器件的性能测试曲线进行对比，结果如图13。从图13中可以看出，现有的EEHEMT1模型和改进的EEHEMT1模型均能够很好的拟和输出功率和功率增益曲线。但是由于通过有源补偿子电路改进的EEHEMT1大信号模型能够更加精确的仿真器件的直流I-V特性，因此与现有的EEHEMT1模型相比，本发明更加接近测量的数据。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所坐的任何修改、同等替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.基于有源补偿子电路的GaNHEMT大信号模型改进方法，其特征在于：

(1)对所用器件进行测量，并将测量数据通过拟合得到高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1的参数；

(2)将所用器件测量得到的直流DCI-V输出曲线写入到一个电流源内；

(3)将所述EEHEM1大信号等效电路模型与电流源进行并联，组成有源补偿核，分别在有源补偿核的源极、栅极和漏极三个电极各串联一个电感，用来阻挡交流信号，同时在有源补偿核的栅极和漏极各串联一个直流源，用来提供直流功率，构成有源补偿子电路，该有源补偿子电路的漏源电流I_{ds_branch}为：

I_{ds_branch}(V_ds,V_gs)＝I_{ds_EEHEMT1_1}(V_ds,V_gs)-I_{ds_measured}(V_ds,V_gs)，

其中I_{ds_EEHEMT1_1}为有源补偿子电路中高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1的源漏电流，I_{ds_measured}为有源补偿子电路中包含直流DCI-V输出曲线数据的电流源的源漏电流；

(4)在有源补偿子电路的源极串联一个电压源，形成一个源极电位可调的有源补偿子电路，再将该源极电位可调的有源补偿子电路与所述EEHEMT1大信号等效电路模型并联，即将该源极电位可调的有源补偿子电路的源极与所述EEHEMT1的漏极相连，将源极电位可调的有源补偿子电路的漏极与所述EEHEMT1模型的源极相连，得到改进后GaN高电子迁移率晶体管HEMT大信号模型，该改进后的GaN高电子迁移率晶体管HEMT大信号模型源漏电流I_ds表示为：

I_ds(V_ds,V_gs)＝I_{ds_EEHEMT1_2}(V_ds,V_gs)-(I_{ds_EEHEMT1_1}(V_ds,V_gs)-I_{ds_measured}(V_ds,V_gs))，

其中，I_{ds_EEHEMT1_1}为有源补偿子电路中高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1的源漏电流，I_{ds_measured}为含直流DCI-V输出曲线数据的电流源的源漏电流，I_{ds_EEHEMT1_2}为与源极电位可调的有源补偿子电路相并联的高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1的源漏电流，V_ds为改进后的GaN高电子迁移率晶体管HEMT大信号模型的源漏电压，V_gs为改进后的GaN高电子迁移率晶体管HEMT大信号模型的栅源电压。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：步骤(1)中对所用器件进行测量，并将测量数据通过拟合得到高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1的参数，是按如下步骤进行：

(2a)测量所用器件外围开路结构的散射参数S1，计算出三个寄生电容，即栅极寄生电容C₁、漏极寄生电容C₂和栅极与漏极之间的相互作用形成的寄生电容C₃；

(2b)测量所用器件短路结构的散射参数S2，计算得到三个寄生电感和三个寄生电阻，即栅极引线寄生电感L₁、栅极引线寄生电阻R₁，漏极引线寄生电感L₂、漏极引线寄生电阻R₂，源极引线寄生电感L₃、源极引线寄生电阻R₃；

(2c)测量所用器件的输出曲线，通过曲线拟合得到直流DC参数；

(2d)测量所用器件在不同偏置条件下的散射参数S3，并提取相应偏置条件下的栅源电容C₄和栅漏电容C₅，通过曲线拟合，得到与栅源电容C₄和栅漏电容C₅相关的交流AC参数；

(2e)对上述高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1的参数进行优化，使模型的仿真值逼近实际测量值，完成EEHEMT1的建立。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于：步骤(2a)中测量所用器件外围开路结构的散射参数S1，计算出三个寄生电容，按如下步骤进行：

(2a1)通过矢量网络分析仪VNA测量所用器件外围开路结构的散射参数S1，表示为：

$S1=\left[\begin{array}{cc}S{1}_{11}& S{1}_{12}\\ S{1}_{21}& S{1}_{22}\end{array}\right]$

其中，S1₁₁为开路结构的输入端口电压反射系数，S1₂₁为开路结构的正向电压增益，S1₁₂为开路结构的反向电压增益，S1₂₂为开路结构的输出端口电压反射系数。

(2a2)对测量出的所用器件外围开路结构的散射参数S1进行变换，得到开路结构的导纳参数Y1，

Im(Y1₁₁)＝w(C₁+C₃)

Im(Y1₁₂)＝Im(Y₂₁)＝-wC₃

Im(Y1₂₂)＝w(C₂+C₃)

其中，w为角频率，Im表示提取虚部，Y1₁₁为开路结构的输入导纳，Y1₁₂为开路结构的的反向转移导纳，Y1₂₁开路结构的正向转移导纳，Y1₂₂为开路结构的输出导纳；

(2a3)利用上述导纳参数根据开路测试结构的等效电路模型，计算出三个寄生电容的数值；

C₁＝1/w·Im(Y1₁₁+Y1₁₂)

C₂＝1/w·Im(Y1₂₂+Y1₂₁)

C₃＝-1/w·Im(Y1₁₂)＝-1/w·Im(Y1₂₁)。

4.根据权利要求2所述的方法，其特征在于：步骤(2b)中测量所用器件短路结构的散射参数S2，计算得到三个寄生电感和三个寄生电阻，步骤如下：

(2b)通过矢量网络分析仪VNA测量所用器件短路结构的散射参数S2，表示为：

$S2=\left[\begin{array}{cc}S{2}_{11}& S{2}_{12}\\ S{2}_{21}& S{2}_{22}\end{array}\right]$

其中，S2₁₁为短路结构的输入端口电压反射系数，S2₂₁为短路结构的正向电压增益，S2₁₂为短路结构的反向电压增益，S2₂₂为短路结构的输出端口电压反射系数。

(2b2)将短路结构的散射参数S2转换成短路结构的导纳参数Y2：

$Y2=\left[\begin{array}{cc}Y{2}_{11}& Y{2}_{12}\\ Y{2}_{21}& Y{2}_{22}\end{array}\right]$

其中，Y2₁₁为短路结构的输入导纳，Y2₁₂为短路结构的反向转移导纳，Y2₂₁为短路结构的正向转移导纳，Y2₂₂为短路结构的输出导纳；

(2b3)利用下式从短路结构的导纳参数Y2消去与步骤(2a)相同的三个寄生电容，得到去除寄生电容后的导纳参数Y3：

$Y3=\left[\begin{array}{cc}Y{2}_{11}-j\mathrm{\ω}(C_1+C_3)& Y{2}_{12}+{\mathrm{j\ωC}}_3\\ Y{2}_{21}+{\mathrm{j\ωC}}_3& Y{2}_{22}-j\mathrm{\ω}(C_2+C_3)\end{array}\right]$

其中，j为虚数单位；

(2b4)将去除寄生电容后的导纳参数Y3转换成去除寄生电容后的阻抗参数Z1：

$Z1=\left[\begin{array}{cc}Z{1}_{11}& Z{1}_{12}\\ Z{1}_{21}& Z{1}_{22}\end{array}\right],$

其中，Z1₁₁为去除寄生电容后的输入阻抗，Z1₁₂为去除寄生电容后的反向转移阻抗，Z1₂₁为去除寄生电容后的正向转移阻抗，Z1₂₂为去除寄生电容后的输出阻抗；

(2b5)利用去除寄生电容后的阻抗参数Z1确定三个寄生电感和三个寄生电阻的值：

L₁＝1/w·Im(Z1₁₂)＝1/w·Im(Z1₂₁)

L₂＝1/w·(Z1₁₁-Z1₁₂)

L₃＝1/w·(Z1₂₂-Z1₂₁)

R₁＝Re(Z1₁₁-Z1₁₂)

R₂＝Re(Z1₁₁-Z1₂₁)

R₃＝Re(Z1₁₂)＝Re(Z1₂₁)

其中,Re表示提取实部。

5.根据权利要求2所述的方法，其特征在于：步骤(2c)中测量所用器件的输出曲线，并通过曲线拟合得到直流DC参数，步骤如下：

(2c1)利用半导体参数分析仪测量所用器件的直流输出曲线，并求出跨导曲线，

$g_m=\frac{\∂I_{ds}}{\∂V_{gs}}|V_d=cons,$

其中cons表示常数，I_ds为源漏电流，g_m为跨导，V_gs为栅源电压，V_d为漏极电压；

(2c2)通过拟合g_m-V_gs，得到高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1中的直流DC参数，该DC参数包括跨导峰值Gmmax、跨导峰值处栅压Vgo、跨导压缩处栅压Vco、阈值电压Vto、跨导转换区间Alpha、跨导压缩斜率Deltgm、跨导尾部栅压Vba和跨导线性压缩区间Vbc。

6.根据权利要求2所述的方法，其特征在于：步骤(2d)中测量所用器件在不同偏置条件下的散射参数S3，提取相应偏置条件下的栅源电容C₄和栅漏电容C₅，通过曲线拟合，得到与栅源电容C₄和栅漏电容C₅相关的交流AC参数：

(2d1)通过矢量网络分析仪VNA测量所用器件在不同偏置条件下的散射参数S3，其表示为：

$S3=\left[\begin{array}{cc}S{3}_{11}& S{3}_{12}\\ S{3}_{21}& S{3}_{22}\end{array}\right],$

其中，S3₁₁为不同偏置条件下的输入端口电压反射系数，S3₂₁为不同偏置条件下的正向电压增益，S3₁₂为不同偏置条件下的反向电压增益，S3₂₂为不同偏置条件下的输出端口电压反射系数；

(2d2)将不同偏置条件下的散射参数S3，转化成导纳参数Y4，并去掉三个寄生电容C₁、C₂和C₃，得到导纳参数Y5，再将该导纳参数Y5转化成不同偏置条件下去除寄生电容后的阻抗参数Z2：

$Z2=\left[\begin{array}{cc}Z{2}_{11}& Z{2}_{12}\\ Z{2}_{21}& Z{2}_{22}\end{array}\right]$

其中，Z2₁₁为不同偏置条件下去除寄生电容后的输入阻抗，Z2₁₂为不同偏置条件下去除寄生电容后的反向转移阻抗，Z2₂₁为不同偏置条件下去除寄生电容后的正向转移阻抗，Z2₂₂为不同偏置条件下去除寄生电容后的输出阻抗；

(2d3)利用下式从Z2中去掉三个寄生电感L₁、L₂、L₃和三个寄生电阻R₁、R₂、R₃，得到去掉寄生参数的阻抗参数Z3：

$Z3=\left[\begin{array}{cc}Z{2}_{11}-(R_1+R_3)-j\mathrm{\ω}(L_1+L_3)& Z{2}_{12}-R_3-{\mathrm{j\ωL}}_3\\ Z{2}_{21}-R_3-{\mathrm{j\ωL}}_3& Z{2}_{22}-(R_2+R_3)-j\mathrm{\ω}(L_2+L_3)\end{array}\right];$

(2d4)将去掉寄生参数的阻抗参数Z3转化为去掉寄生参数的导纳参数Y6，

$Y6=\left[\begin{array}{cc}Y{6}_{11}& Y{6}_{12}\\ Y{6}_{21}& Y{6}_{22}\end{array}\right],$

其中，Y6₁₁为去掉寄生参数的输入导纳，Y6₁₂为去掉寄生参数的反向转移导纳，Y6₂₁为去掉寄生参数的正向转移导纳，Y6₂₂为去掉寄生参数的输出导纳；

(2d5)通过下式从去掉寄生参数的导纳参数Y6，计算得到栅源电容C₄和栅漏电容C₅：

$C_4=(1+b^2)\frac{Im(Y{6}_{11}+Y{6}_{12})}{\mathrm{\ω}}$

$C_5=-(1+a^2)\frac{ImY{6}_{12}}{\mathrm{\ω}}$

其中 $b=\frac{\mathrm{Re}(Y{6}_{11}+Y{6}_{12})}{\mathrm{Im}(Y{6}_{11}+Y{6}_{12})},a=\frac{\mathrm{Re}\left(Y{6}_{12}\right)}{\mathrm{Im}\left(Y{6}_{12}\right)};$

(2d6)拟合C₄-V_gs和C₄-V_gd曲线，得到高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1中最大输入电容C11o、最小输入电容C11th、过渡电压Deltgs、饱和区过度电压Deltds、电容-电压曲线反射点电压Vinfl和电容-电压曲线斜率Lambda，其中，V_gd为栅漏电压；

(2d7)在V_gs＝-2.25V和V_ds>4.5V的条件下拟合C₅-V_gs和C₅-V_gd曲线，得到高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1中的跨电容C12sat，同时在V_ds>4.5V的条件下拟合C₅-V_gs和C₅-V_gd曲线，得到高电子迁移率晶体管大信号模型EEHEMT1中的栅漏电容Cgdsat，其中，V_ds为源漏电压。

7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：步骤(2)中将测量得到的直流DCI-V输出曲线写入到一个电流源内，按如下步骤进行：

利用集成电路与特征分析程序IC-CAP测试器件的直流DCI-V输出曲线数据，将数据保存为.ds格式；

在电子设计自动化软件ADS中，选择一个直流DC电流源，将直流DC电流源的参数输入模式选择为基于文件的模式；

将用集成电路与特征分析程序IC-CAP测试的直流DCI-V输出曲线数据的.ds文件直接写入上述设置好的直流DC电流源，完成包含测试直流DCI-V数据电流源的构建；

写入数据后，将电流流入的电极定义为漏极，将电流流出的电极定义为源极。

8.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：步骤(3)中将EEHEM1大信号等效电路模型与电流源进行并联，是将EEHEMT1的漏极与电流源的源极连接,将EEHEMT1的源极与电流源的漏极相连，组成有源补偿核，并将EEHEMT1漏极所在的电极定义为有源补偿核的漏极，将EEHEMT1源极所在的电极定义为有源补偿核的源极。

9.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：步骤(3)中分别在有源补偿核的源极、栅极和漏极三个电极各串联一个电感，使用电子设计自动化软件ADS自带的理想电感，分别是栅极电感L₄、漏极电感L₅、源极电感L₆，用来阻挡交流信号。

10.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：步骤(3)中在栅极和漏极各串联一个直流源，是在有源补偿核的栅极与栅极电感L₄之间串联第一直流源P₁，在有源补偿核的漏极与漏极电感L₅之间串联第二直流源P₂。