CN105406911A - 用于高级无线通信系统的具有基扩展的信道状态信息报告 - Google Patents

Abstract

本公开涉及用于高级无线通信系统的具有基扩展的信道状态信息报告。本公开的一个实施例提供了一种用户设备，包括：接收器，被配置为接收来自基站处的二维天线阵列内的多个发送天线元素的信号，以及接收向量的子集选择的指示；处理器，被配置为确定所述用户设备与所述二维天线阵列之间的下行链路(DL)多输入多输出(MIMO)信道的信道状态信息(CSI)，该CSI与基于接收到的子集选择的指示的向量子集相对应；以及发送器，被配置为向所述基站发送该CSI的指示。

Description

用于高级无线通信系统的具有基扩展的信道状态信息报告

技术领域

本公开一般涉及在无线通信系统中报告信道状态信息，更具体而言，涉及报告与二维阵列发送天线相关联的信道状态信息。这样的二维阵列与通常称为“全维度”多输入多输出(full-dimensionmultiple-input-multipleoutput，FD-MIMO)的一类MIMO系统相关联。

背景技术

无线通信系统中现有的信道质量报告过程不能充分适应与大型二维阵列发送天线相关联的信道状态信息的报告。

因此，相关技术需要改进无线通信系统中的信道质量报告。

发明内容

本公开涉及用于FD-MIMO的可标度的(scalable)信道状态反馈涉及根据有限的基向量集合量化下行链路信道以减少从用户设备量化并报告给基站的系数的数量。该过程包括在基站处测量用于来自用户设备的上行链路信号接收的到达角扩展并将该扩展通过信令通知给用户设备。然后用户设备根据基于通过信令通知的扩展配置的子方案来量化MIMO信道，并将量化的信道报告(反馈)给基站。

本公开的一方面提供了一种用户设备，包括：接收器，被配置为接收来自基站处的二维天线阵列内的多个发送天线元素的信号，以及接收向量的子集选择的指示；处理器，被配置为确定所述用户设备与所述二维天线阵列之间的下行链路(DL)多输入多输出(MIMO)信道的信道状态信息(CSI)，该CSI与基于接收到的子集选择的指示的向量子集相对应；以及发送器，被配置为向所述基站发送该CSI的指示。

本公开的另一方面提供了一种方法，包括：在用户设备处接收来自基站处的二维天线阵列内的多个发送天线元素的信号；在所述用户设备处接收向量的子集选择的指示；在所述用户设备处确定所述用户设备与所述二维天线阵列之间的下行链路(DL)多输入多输出(MIMO)信道的信道状态信息(CSI)，该CSI与基于接收到的子集选择的指示的向量子集相对应；以及从所述用户设备向所述基站发送该CSI的指示。

本公开的另一方面提供了一种基站，包括：处理器，被配置为选择用于至少一个用户设备的主码本的子集，其中该主码本由多个预编码器组成；发送器，被配置为经由下行链路信道将子集选择通过信令通知给所述用户设备；以及接收器，被配置为将来自所述用户设备的至少一种类型的信道状态信息(CSI)报告解码，其中，所述处理器还被配置为根据解码的CSI报告和所选择的子集中的预编码器的线性组合来重构所述用户设备的信道信息。

本公开的另一方面提供了一种方法，包括：选择用于至少一个用户设备的主码本的子集，其中该主码本由多个预编码器组成；经由下行链路信道将子集选择通过信令通知给所述用户设备；将来自所述用户设备的至少一种类型的信道状态信息(CSI)报告解码；以及根据解码的CSI报告和所选择的子集中的预编码器的线性组合来重构所述用户设备的信道信息。

在进行下面的具体描述之前，阐明贯穿本专利文献所使用的某些词汇和短语的定义可能是有益的：术语“包括”和“包含”及其派生词的含义是包含而非限制；术语“或”是包含性的，意思是和/或；短语“与…相关联”和“与之相关联”及其派生词可以指包括…、被包括在…内、与…互连、包含…、被包含在…内、连接到…或与…连接、耦接到…或与…耦接、可与…通信、与…协作、交织、与…并列、接近于…、绑定到…或与…绑定、具有、具有…的属性等等；并且术语“控制器”指的是控制至少一个操作的任何设备、系统或其部分，其中这样的设备、系统或部分可以用硬件实现，该硬件可由固件或软件编程。应注意，与任何特定控制器相关联的功能可以是集中式的或者分布式的，无论是在本地还是远程。贯穿本专利文献提供了某些词汇和短语的定义，本领域普通技术人员应当理解，在大多数或者许多情况中，这种定义适用于先前以及未来对这样定义的单词和短语的使用。

附图说明

为了更全面地理解本公开及其优点，现在参考以下结合附图的描述，附图中，相似的参考标号表示相似的部分。

图1根据本公开的各个实施例图示了可在其中实现具有基扩展的信道状态信息报告的高级无线通信系统的一部分；

图2A根据本公开图示了基站的框图；

图2B根据本公开图示了用户设备的框图；

图3A表示图1的无线通信系统中的示例天线；

图3B根据本公开的各个实施例图示了用于具有基扩展的信道状态信息报告的仰角维度的子集，其中对方位角维度应用了相似的可视性；

图3C根据本公开的各个实施例图示了与具有基扩展的信道状态信息报告结合使用的坐标系统；

图4根据本公开的各个实施例图示了与具有基扩展的信道状态信息报告结合使用的示例性标量码本；

图5根据本公开的各个实施例图示了与具有基扩展的信道状态信息报告结合使用的示例性2D码本；

图6根据本公开的各个实施例图示了数据集合，这些数据集合被采用来基于训练构建与具有基扩展的信道状态信息报告结合使用的码本；以及

图7A和7B根据本公开的一个实施例图示了用于在eNB和UE处的总体发送接收操作的两个示例性操作。

具体实施方式

以下讨论的图1至图7B以及在本专利文献中用来描述本公开的原理的各个实施例仅仅是示例性的，不应以限制本公开范围的方式来解释。本领域技术人员将理解，本公开的原理可以在任何适当布置的无线通信系统中实现。

通过引用将以下文档结合到本文中：[参考1]3GPPTS36.211；[参考2]3GPPTS36.212；和[参考3]3GPPTS36.213。

缩写列表

2D：two-dimensional，二维

MIMO：multiple-input-multiple-output，多输入多输出

SU-MIMO：single-userMIMO，单用户MIMO

MU-MIMO：multi-userMIMO，多用户MIMO

3GPP：3rdgenerationpartnershipproject，第三代合作伙伴计划

LTE：long-termevolution，长期演进

UE：userequipment，用户设备

eNB：evolvedNodeB或“eNodeB”，演进型节点B

DL：downlink，下行链路

UL：uplink，上行链路

CRS：cell-specificreferencesignal(s)，(一个或多个)小区特定参考信号

DMRS：demodulationreferencesignal(s)，(一个或多个)解调参考信号

SRS：soundingreferencesignal(s)，(一个或多个)探测参考信号

UE-RS：UE-specificreferencesignal(s)，(一个或多个)UE特定参考信号

CSI-RS：channelstateinformationreferencesignals，信道状态信息参考信号

SCID：scramblingidentity，加扰标识

MCS：modulationandcodingscheme，调制和编码方案

RE：resourceelement，资源元素

CQI：channelqualityinformation，信道质量信息

PMI：precodingmatrixindicator，预编码矩阵指示符

RI：rankindicator，秩指示符

MU-CQI：multi-userCQI，多用户CQI

CSI：channelstateinformation，信道状态信息

CSI-IM：CSIinterferencemeasurement，CSI干扰测量

CoMP：coordinatedmulti-point，协作多点

DCI：downlinkcontrolinformation，下行链路控制信息

UCI：uplinkcontrolinformation，上行链路控制信息

PDSCH：physicaldownlinksharedchannel，物理下行链路共享信道

PDCCH：physicaldownlinkcontrolchannel，物理下行链路控制信道

PUSCH：physicaluplinksharedchannel，物理上行链路共享信道

PUCCH：physicaluplinkcontrolchannel，物理上行链路控制信道

PRB：physicalresourceblock，物理资源块

RRC：radioresourcecontrol，无线资源控制

AoA：angleofarrival，到达角

AoD：angleofdeparture，出发角

当支持FD-MIMO(使用大型二维天线阵列)时需要高性能、可标度的(对于发送天线的数量和几何结构)并且灵活的CSI反馈框架和结构以用于LTE增强。为了实现高性能，在eNB处需要更精确的CSI(在量化MIMO信道方面)，特别是对于FDD场景。在此情况下，可能需要替换先前的LTE(例如版本12)的预编码框架(基于PMI的反馈)。然而，反馈量化信道系数就反馈要求而言可能是不合理的。在本公开中，FD-MIMO的以下属性被计算在内以用于所建议的替换反馈方案：

●对于每个UE使用密集间隔的大型2D天线阵列(主要适合于高波束形成增益而非空间复用)以及相对小的角度扩展：这允许基于固定的基函数/向量的集合的量化信道反馈的“压缩”或“维度缩减”。

●作为FD-MIMO的目标场景的低移动性：例如使用UE特定更高层信令以低速率更新信道量化参数(诸如信道角度扩展)的可能性。此外，CSI反馈也可被累积地执行。

在本公开中，描述了用于FD-MIMO的可标度的且FDD使能的CSI反馈方案，其中根据有限的基函数/向量的集合量化下行链路信道以减少需要被量化并从UE报告给eNB的系数的数量。所建议的方案的高级过程如下所述(假设使用2D天线阵列)：

●基于接收到至少一个UL信号(例如，UL-SRS、UL-DMRS)，eNB测量与每个UE相关联的关联ULAoA扩展，在仰角(Z)和/或方位角维度方面分别表示为[θ_min,θ_max]和/或[φ_min,φ_max]。这些参数用于与该特定UE相关联的ULAoA包络(profile)(或者，一般而言，这些参数是与该特定UE相关联的ULAoA包络的一部分)。

●经由诸如更高层RRC信令或动态BCH(dynamic-BCH，D-BCH)的UE特定介质将所获得的AoA值(θ_min,θ_max,φ_min,φ_max)或包络通过信令通知给UE。也可以通过信令通知其它一些参数。这些配置参数与信道量化子方案的选择(对应于基函数/向量的缩减子集)相关联。

●在接收到(一个或多个)配置参数时，UE根据配置的子方案量化MIMO信道并经由上行链路信道向eNB报告(反馈)量化的信道。

●每当eNB更新配置参数时重复上面列出的三个步骤。

所建议的CSI反馈升级是侵扰式的，因为它需要一些数量可观的额外标准化。它与版本12的LTECSI反馈范例有相当大的偏离。然而，随着天线阵列的大小增加，如果高性能FD-MIMO是LTE——特别是FDD场景——未来演进的目标，那么这样的演进路径是最终不可避免的。

本公开中描述的方法的优点包括与直接信道量化相比如上所述由通过子空间缩减将系数量化到小得多的数量所带来的开销缩减。还可以使用例如特征向量分解(eigen-vectordecomposition，EVD)或奇异值分解(singular-valuedecomposition，SVD)在UE处导出基函数/向量并将它们反馈给eNB。然而，已知EVD/SVD预编码器对误差敏感(其导致无意的信号空间消除)，即使在采用了正则化时也是如此。在这种意义上讲，基函数/向量的固定集合往往更加健壮。

图1根据本公开的各个实施例图示了可在其中实现具有基扩展的CSI报告的高级无线通信系统的一部分。无线通信系统100包括至少一个基站(BS)101(有时也称为“节点B”、“演进型节点B”或“eNB”)，并且一般包括多个基站(未示出)。用户设备UE0(有时也称为“移动站”或“MS”)与基站101无线地通信。在示例性实施例中，基站101和用户设备UE0中的至少一个包括如下所述的天线阵列。

图2A图示了根据本公开的基站的框图，并且图2B图示了根据本公开的用户设备的框图。基站101和用户设备UE0中的每一个包括处理器210、260(或可编程控制器等)，处理器210、260耦接到无线收发器220、270，并且被配置成控制经由收发器220、270的信号发送和接收，以及执行与用于发送和/或处理接收的信号的准备信号相关联的各种功能，诸如解调、解码，等等。基站101和用户设备UE0中的每一个的无线收发器220、270耦接到天线230、280，至少基站101的天线230是天线阵列(并且用户设备UE0的天线280也可能是天线阵列)。

在一些实施例中，基站101包括处理器210和收发器220。处理器210选择用于至少一个用户设备的主码本的子集，其中主码本由多个预编码器组成。收发器220，作为发送器，经由下行链路信道将子集选择通过信令通知给用户设备。收发器220，作为接收器，解码来自用户设备的至少一种类型的信道状态信息(CSI)报告。处理器210根据解码的CSI报告以及所选择的子集中的预编码器的线性组合重构用户设备的信道信息。

在一个实施例中，所述子集是至少基于从至少一个上行链路信号测量的到达角包络选择的。到达角包络由方位角范围以及仰角范围组成。

在一个实施例中，所述子集是至少基于第二类型的CSI报告选择的。所述第二类型的CSI报告是以不同于第一类型的CSI报告的周期报告的。

在一些实施例中，用户设备UE0包括处理器260和收发器270。收发器270作为接收器接收来自基站处的二维天线阵列内的多个发送天线元素的信号，并且接收向量的子集选择的指示。处理器260确定用户设备与二维天线阵列之间的下行链路(DL)多输入多输出(MIMO)信道的信道状态信息(CSI)，该CSI与基于接收到的子集选择指示的向量子集相对应。收发器270作为发送器向基站发送CSI的指示。

在一个实施例中，经由更高层信令将子集选择指示发送给用户设备。

在一个实施例中，子集选择指示被包含在关于用户设备的上行链路许可中。

在一个实施例中，CSI包括多个信道系数，其中每个系数与基站选择的子集中的一个向量相对应，并且是响应于下行链路信道测量来计算的。用户设备还向基站报告与推荐的子集选择相关联的指示。

出于解释的目的，示出和描述了收发器220，270。然而，根据其他实施例，收发器220，270可以分别被分离地实现为发送器和接收器。例如，收发器220可以被分离地实现为经由下行链路信道将子集选择通过信令通知给用户设备的发送器和将来自所述用户设备的至少一种类型的信道状态信息(CSI)报告解码的接收器。另外，例如，收发器270可以被分离地实现为接收来自基站处的二维天线阵列内的多个发送天线元素的信号以及接收向量的子集选择的指示的接收器和向基站发送CSI的指示的发送器。

图3A表示由以4×4矩形格式布置的16个双极化天线元素构成的示例性二维(2D)天线阵列。在该示例中，每个带有标记的天线元素在逻辑上被映射到单一天线端口上。一般而言，一个天线端口可对应于经由虚拟化方案组合的多个天线元素(物理天线)。图3A中表示的4×4双极化阵列则可被看作是天线元素的16×2＝32元素阵列。垂直维度(由4行组成)有助于仰角波束形成，并且附加有跨水平维度(由4列双极化天线组成)的方位角波束形成。版本12LTE标准(根据TS36.211的6.3.4.2、6.3.4.4节以及TS36.213的7.2.4节)中的MIMO预编码基本上被设计成提供针对一维天线阵列的预编码增益。尽管固定的波束形成(即，天线虚拟化)能够跨仰角维度实现，但是它不能获得信道的空间和频率选择特性所提供的潜在增益。

在版本12LTE中，MIMO预编码(用于空间复用)能够利用CRS(参看TS36.211的6.3.4.2节)或者UE-RS(参看TS36.211的6.3.4.4节)来执行。不论哪种情况，每个以(多个)空间复用模式操作的UE都被配置成报告可包含PMI(即，预编码码本索引)的CSI。PMI报告从下列标准化码本集合之一导出：

●两天线端口：{TS36.211表6.3.4.2.3-1}

●四天线端口：{TS36.211表6.3.4.2.3-2}或{TS36.213表7.2.4-0A、B、C和D}

●八天线端口：{TS36.213表7.2.4-1、2、3、4、5、6、7和8}

如果eNB遵循UE的PMI推荐，则预期eNB将根据推荐的预编码向量/矩阵(对于给定子帧和PRB)对其发送的信号进行预编码。不管eNB是否遵循UE的推荐，UE都被配置成根据上述预编码码本报告PMI。这里，PMI(其可由单个索引或一对索引组成)与大小为N_c×N_L的预编码矩阵W相关联，其中N_c是一行中天线端口的数量(＝列数)并且N_L是传输层的数量。随着天线元素数量的增加(例如，多达8行的四双极化天线，总计为64个元素)，将需要显著增大的预编码码本。此外，随着MU-MIMO变成支配性调度策略，从单用户PMI(接收自活跃UE)获得良好的多用户配对已被证明是具有挑战性的。因此，版本12LTECSI反馈范例限制了FD-MIMO的潜力，特别是在FDD场景中的情况，在FDD场景中信道互易性被限制为最多是长期信道统计量。

因此，对于利用2D天线阵列(因此，2D预编码)的FD-MIMO，明显需要高性能、可标度(对于发送天线的数量和几何结构)并且灵活的CSI反馈框架和结构。为了实现高性能，在eNB处需要更精确的CSI(优选在量化MIMO信道方面)。对于短期互易性不可行的FDD场景的情况尤其如此。在这种情况下，可能需要替换先前的LTE(例如，版本12)预编码框架(基于PMI的反馈)。然而同时，反馈量化信道系数就反馈要求而言可能是不合理的。

在本公开中，FD-MIMO的以下属性被计算在内以用于我们建议的方案：

●对于每个UE使用密集间隔的大型2D天线阵列(主要适合于高波束形成增益而非空间复用)以及相对小的角度扩展：这允许量化信道反馈的“压缩”或“维度缩减”。在此情况下，使用基函数/向量的集合，并且量化基本上以那些基函数/向量的线性组合来表示MIMO信道。

●作为FD-MIMO的目标场景的低移动性：这个替换方案利用了例如使用UE特定的更高层信令以低速率更新量化参数(诸如信道角度扩展的长期信道统计量)的可能性。此外，CSI反馈也可被累积地执行。

●尽管可以使用随时间变化的基函数/向量(例如，从EVD或SVD导出并从UE反馈到eNB)，但小的信道角度扩展保证了主要从信道特性导出的基函数/向量的固定主集合的使用。对于给定的信道角度扩展特性，由eNB选择固定主集合的子集(其中，主集合在UE和eNB处都预先已知)，并将其通过信令通知给UE。

操作所建议的信道反馈方案的过程如下所述：

●基于UL信号接收(例如，就UL-SRS、UL-DMRS而言)，eNB测量与每个UE相关联的AoA扩展，在仰角(Z)和/或方位角维度方面分别表示为[θ_min,θ_max]和/或[φ_min,φ_max]。这里，可能有两种替换方案。

○替换方案1：eNB通过扫描AoA值的整个范围来执行AoA估计/测量。这产生出粗略的AoA包络，其允许eNB估计AoA的范围。通过长期信道统计量的互易性，ULAoA的范围表示了特定UE的DLAoD的范围。

■可以利用与用于DL传输的天线阵列相同的(2D)天线阵列、或者可用天线元素的子集来执行该UL测量。

○替换方案2：可替换的，取代eNB，UE可以测量AoA的范围(或者与之相关联的任何其他反馈参数)并经由UL信道将该范围报告给eNB。然而，这个解决方案要求额外的标准化支持。

○虽然上述讨论假设使用由{(φ,θ):φ∈[φ_min,φ_max]∧θ∈[θ_min,θ_max]}定义的AoD的单个角锥，但eNB也可以在适当时针对多个锥配置UE。

●不管选择替换方案1还是替换方案2，都经由诸如更高层RRC信令或动态广播信道(dynamicbroadcastchannel，D-BCH)的UE特定介质将所获得/所估计的DLAoD值(θ_min,θ_max,φ_min,φ_max)或它们的表示通过信令通知给UE。也可以利用PDCCH(更多细节见下文)。也可以通过信令通知其它一些量化参数(更多细节和替换方案见下文)。这些配置参数与信道量化子方案的选择(对应于基函数/向量的缩减子集)相关联。

●在接收到(一个或多个)配置参数时，UE根据配置的子方案量化DLMIMO信道并经由上行链路信道向eNB报告(反馈)量化的信道。

○量化的DL信道系数可经由诸如PUCCH或PUSCH的UL信道报告给eNB。对于PUCCH，可能需要定义新的周期性报告机制(这里，可需要多个PUCCH资源)。对于PUSCH，可以利用现有的非周期性的基于PUSCH的报告，其中eNB经由UL许可来触发UE报告量化的DL信道系数。

○配置的子方案是基于根据信道表示参数从主集合中选择的基函数/向量的子集的(更多细节见下文)。

○对于2D天线阵列(在FD-MIMO的情况下)，与每个极化(+45°或-45°)、第q个接收天线(在UE处)以及第f子频带相关联的信道矩阵H^(q,f)的量化相当于计算式(1)中相对于基集合{A(φ_k,θ_l)}_k,l的扩展系数这里，H^(q,f)是N_r×N_c矩阵，其中N_r和N_c分别是2D阵列中的行(对应于方位角φ)和列(对应于仰角θ)的数量。对天线端口的编号遵循图3A中的编号。

○在一些实施例中，选择角度{(φ_k,θ_l)}_k,l的子集来覆盖AoD的范围[θ_min,θ_max]和[φ_min,φ_max]。N_r×N_c矩阵是对于给定AoD对的发送天线阵列响应A(φ_k,θ_l)。在多锥配置的情况中，式(1)应用于多个锥中的每一个。

$H^{(q,f)}\≅{\mathrm{\Σ}}_{k=k_0}^{k_0+K-1}{\mathrm{\Σ}}_{l=l_0}^{l_0+L-1}{c}_{k,l}^{(q,f)}A({\mathrm{\φ}}_k,{\mathrm{\θ}}_l)---\left(1\right)$

○在一些实施例中，选择角度对的子集Ω＝{(φ_k,θ_l)}来表示多个锥，其中，子集的元素被一一映射到多个锥(由Ω表示)。N_r×N_c矩阵是对于该子集的发送天线阵列响应A(φ_k,θ_l)。

$H^{(q,f)}\≅{\mathrm{\Σ}}_{(k,l)\∈\mathrm{\Ω}}{c}_{k,l}^{(q,f)}A({\mathrm{\φ}}_k,{\mathrm{\θ}}_l)---\left(1b\right)$

●每当eNB更新配置参数时重复上面列出的三个步骤。

示例性实施例：基函数/向量的选择及其关联的信令

实施例1

对于具有充分小的元素间间隔的典型2D双极化阵列(见图3A)，对于每个极化(+45°或-45°)，项A(φ_k,θ_l)可被写成下式(见图3B和图3C)：

$\begin{array}{c}A\left({\mathrm{\φ}}_k,{\mathrm{\θ}}_l\right)=\frac{1}{\sqrt{N_r{N}_c}}\left[\begin{array}{c}1\\ \exp \left(j\frac{2{\mathrm{\πd}}_r\sin \left(\mathrm{\θ}-\mathrm{\π}/2\right)}{\mathrm{\λ}}\right)\\ .\\ .\\ .\\ \exp \left(j\left(N_r-1\right)\frac{2{\mathrm{\πd}}_r\sin \left(\mathrm{\θ}-\mathrm{\π}/2\right)}{\mathrm{\λ}}\right)\end{array}\right]{\left[\begin{array}{c}1\\ \exp \left(j\frac{2{\mathrm{\πd}}_c\cos \left(\mathrm{\φ}\right)}{\mathrm{\λ}}\right)\\ .\\ .\\ .\\ \exp \left(j\left(N_c-1\right)\frac{2{\mathrm{\πd}}_c\cos \left(\mathrm{\φ}\right)}{\mathrm{\λ}}\right)\end{array}\right]}^T\\ \stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}{a}_r\left(\mathrm{\θ}\right)a_c^T\left(\mathrm{\φ}\right)\end{array}---\left(2\right)$

假设在UE处的频率子频带和接收天线的数量分别是N_F和N_RX。在此情况下，需要量化的信道系数的数量是2KL×N_RXN_F而非2N_rN_c×N_RXN_F。当(θ_max-θ_min)和(φ_max-φ_min)相对较小时，预期KL＜＜N_rN_c(这导致节省了一些反馈要求)。这是因为对于合理的时间跨度，低移动性UE位于由{(φ,θ):φ∈[φ_min,φ_max]∧θ∈[θ_min,θ_max]}所定义的小角锥AoD中。

所建议的方案基于基函数/向量的预定主集合操作。该主集合是固定的并且被构造成覆盖AoD值的整个范围，即，{(φ,θ):φ∈[φ_min,φ_max]∧θ∈[θ_min,θ_max]}。对于给定的行和列的数量(N_r,N_c)，至少需要N_r个θ值(优选为跨越[0,π)间隔适宜)和N_c个φ值(同样优选为跨越[0,2π)间隔适宜)来构造完整的基集合(在多维度复值场/空间中)。可从与(1)和/或(2)相对应的均匀间隔的AoD值构造一个可能的完整(并且紧密)的主集合：

${\mathrm{\θ}}_l=\frac{\mathrm{\π}}{N_r}l,{\mathrm{\φ}}_k=\frac{2\mathrm{\π}}{N_c}k,l=0,1,...,N_r-1,k=0,1,...,N_c-1---\left(3\right)$

在(3)中，主集合中的基函数的数量是N_rN_c。然而，出于各种原因，实践中最好具有过完整的主集合，其可通过对AoD维度过采样来构造。这导致主集合的大小更大。例如，对于Ω_r和Ω_c(大于1的整数)的过采样因子，可以使用下面的AoD过采样方案来构造大小为Ω_rΩ_cN_rN_c的主集合：

${\mathrm{\θ}}_l=\frac{\mathrm{\π}}{{\mathrm{\Ω}}_r{N}_r}l,{\mathrm{\φ}}_k=\frac{2\mathrm{\π}}{{\mathrm{\Ω}}_c{N}_c}k,l=0,1,...,{\mathrm{\Ω}}_r{N}_r-1,k=0,1,...,{\mathrm{\Ω}}_c{N}_c-1---\left(4\right)$

实施例2

注意(1)和(2)有助于(或者至少是鼓励)AoD域中的线性离散化。可替换地，也可以将MIMO信道表示为离散傅里叶变换(discreteFouriertransform，DFT)相位域中的基函数/向量的线性组合。也就是：

$H^{(q,f)}\≅{\mathrm{\Σ}}_{k=k_0}^{k_0+K-1}{\mathrm{\Σ}}_{l=l_0}^{l_0+L-1}{c}_{k,l}^{(q,f)}{B}_{k,l}---\left(5\right)$

$B_{k,l}=\frac{1}{\sqrt{N_r{N}_c}}\left[\begin{array}{c}1\\ \exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}l}{{\mathrm{\Δ}}_r{N}_r}\right)\\ .\\ .\\ .\\ \exp \left(j\left(N_r-1\right)\frac{2\mathrm{\π}l}{{\mathrm{\Δ}}_r{N}_r}\right)\end{array}\right]{\left[\begin{array}{c}1\\ \exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}l}{{\mathrm{\Δ}}_c{N}_c}\right)\\ .\\ .\\ .\\ \exp \left(j\left(N_c-1\right)\frac{2\mathrm{\π}l}{{\mathrm{\Δ}}_c{N}_c}\right)\end{array}\right]}^T---\left(6\right)$

与第一实施例相似，在多锥配置的情况中，式(5)和(6)应用于多个锥中的每一个。

与(4)类似，(6)中的Δ_r和Δ_c是产生重叠的DFT束的过采样因子(大于或等于1的整数，1是非重叠的DFT束的特殊情况)。在该情况下，与(5)和(6)相关联的主集合如下给出：

$\begin{array}{c}{B}_{k,l}=\frac{1}{\sqrt{N_r{N}_c}}\left[\begin{array}{c}1\\ \exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}l}{{\mathrm{\Δ}}_r{N}_r}\right)\\ .\\ .\\ .\\ \exp \left(j\left(N_r-1\right)\frac{2\mathrm{\π}l}{{\mathrm{\Δ}}_r{N}_r}\right)\end{array}\right]{\left[\begin{array}{c}1\\ \exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}l}{{\mathrm{\Δ}}_c{N}_c}\right)\\ .\\ .\\ .\\ \exp \left(j\left(N_c-1\right)\frac{2\mathrm{\π}l}{{\mathrm{\Δ}}_c{N}_c}\right)\end{array}\right]}^T,\\ l=0,1,...,{\mathrm{\Δ}}_r{N}_r-1,k=0,1,...,{\mathrm{\Δ}}_c{N}_c-1\end{array}---\left(7\right)$

如上面提到的，过采样因子1对应于非重叠的束，即，临界采样的DFT向量。类似地，需要被量化的信道系数的数量是2KL×N_RXN_F而不是2N_rN_c×N_RXN_F。当(θ_max-θ_min)和(φ_max-φ_min)相对较小时，预期KL＜＜N_rN_c(这导致节省了一些反馈要求)。

在上述两个实施例1和2中，对于每个UE选择值{k₀,K,l₀,L}，以便覆盖由{(φ,θ):φ∈[φ_min,φ_max]∧θ∈[θ_min,θ_max]}定义的小角锥的AoD。

信道表示参数可如下定义。可以设计两个替换方案：

●(替换方案1)主参数是表示AoD参数(θ_min,θ_max,φ_min,φ_max)的参数或与AoD参数(θ_min,θ_max,φ_min,φ_max)相关联的参数。例如，可以定义四个参数，每个表示四个DLAoD参数之一，其中每个参数表示AoD值的索引。

○例如，在(1)-(7)的情况中，这些参数为{k₀,K,l₀,L}。

○除了四个AoD参数，可定义子采样参数并将其通过信令通知给每个UE。该子采样参数允许eNB配置每个UE以进行更稀疏的子集选择。这在主集合被重度过采样时尤其相关。例如，子采样2指示出在(4)或(7)中的所有可能的基函数索引中，只有与{k₀,k₀+2,…,K-2,K}和{l₀,l₀+2,…,L-2,l}相对应的那些被配置用于感兴趣的UE。

●(替换方案2)可替换地，取代通过信令通知DLAoD参数及其伴随参数，eNB也可以向每个UE通过信令通知指示出子集选择的参数或位映射。例如，如果主集合由128个向量组成，则可通过信令通知128比特的位映射来指示子集选择。如果要采用受限制的子集选择，则用于表示信令参数的比特数目可被减少。

○在位映射方法的情况中，对于φ和θ维度可分别定义两个不同的位映射。可替换地，可使用用于(φ,θ)的单个二维位映射以实现更好的灵活性。这在eNB以多个角锥配置特定UE(如上所述)时尤其适用。

信道表示参数可被eNB以若干种方式(包括以下的任意组合)通过信令通知给每个UE：

●(替换方案1)使用更高层信令(例如，经由RRC信令)来更新每个UE的量化参数。

●(替换方案2)LTE中的D-BCH信令能够容纳这样的量化参数(缓慢更新的量化参数)。当经由某个寻呼机制(例如基于PDCCH的)通知感兴趣的UE寻找更新时，经由PDSCH通过信令通知量化参数。

●(替换方案3)当对UE配置了非周期性的基于PUSCH(共享数据信道)的CSI报告(例如在TS36.213的7.2.1节中)时，量化参数可被包括在触发CSI报告的UL许可中。

实施例3

从实施例1或2出发，如果将(1)/(1b)或(5)中的信道表示应用于信道特征向量而非信道本身，则可以实现另一级别的维度缩减。使用(1b)来例示该方法(本领域技术人员将容易地将其扩展到利用(1)或(5)的情况)，该过程如下：

●针对每个极化和频率子频带对DLMIMO信道执行特征分解或奇异值分解。这里，与不同接收天线相关联的信道被连结成一个信道矩阵。

●基于选择的RI(例如，N＝1或2)，UE选择N个支配性的(最强的)特征向量(或者右奇异向量)，并且相应的特征值是在与RI一起报告的N个CQI值中反映的/捕捉的。

●由于UE被位于一个或少数小角锥内，所以N个特征向量(对于每个极化和频率子频带)中的每一个允许如下近似(参见式(1b))。

${\mathrm{\υ}}^{\left(f\right)}\≅{\mathrm{\Σ}}_{\left(k,l\right)\∈\mathrm{\Ω}}{d}_{k,l}^{\left(f\right)}vec\left\{A\left({\mathrm{\φ}}_k,{\mathrm{\θ}}_l\right)\right\}---\left(7b\right)$

这里vec{X}通过堆叠矩阵X的所有列向量将矩阵X转换成向量。

●然后，对于N个特征向量中的每一个，系数被UE量化并被报告给eNB。

●一旦eNB接收到来自UE的报告，eNB就根据(7b)重构N个特征向量中的每一个。

一般来说，本实施例捕捉UE反馈以及用于N个传输层的N个量化预编码向量的eNB重构，其中N个预编码向量(关于N＝1或2的特殊情况)中的每一个如(7b)所具体化的那样根据(1)/(1b)或(5)中的信道表示被量化。相关联的CQI值对应于RI的值和N个预编码向量的选择。上述预编码向量是特征向量的实施例仅仅是示例性的。

对于所有前述的实施例(1、2和3)，都需要量化方案。给定上述信道表示参数，系数将被UE计算(具体细节见下文)，然后那些参数在UE处基于预定的方法/过程(需要被指明)被量化。不同的量化过程(标量或向量量化)可用于高效地“压缩”反馈给eNB的系数。

系数的量化需要量化码本C，其可被构造为最小化诸如下面的(8)的度量、或最小化码本搜索时间、或利用将被量化的采样之间的依存关系、或满足任何其他设计准则。下面提供了数个示例性码本设计考虑因素和替换方案。本领域技术人员将认识到任何其他码本替换方案也在本公开的范围内。

●由于系数是复数，所以首先可分离实部和虚部，然后使用相同或两个不同的标量码本来量化标量。标量码本可以在(r_l,r_h)中是均匀的或非均匀的，其中r_l＜r_h是实数。

●可替换地，系数的实部和虚部可首先被分离，然后以固定长度N的向量被向量化，最后使用向量码本量化向量。向量码本可在欧几里得空间中的N维区域中是均匀的或非均匀的。

○在一个设计中，向量码本对于实分量和虚分量是不同的。

○在另一个设计中，对于实分量和虚分量两者使用同一个向量码本。

■在一个向量化方法中，向量由系数的全部实分量或者全部虚分量组成。

■在另一个向量化方法中，向量由系数的实分量和虚分量两者组成。例如，同一系数的实分量和虚分量被彼此紧邻地放置为或者在同一向量中或者在两个相邻向量中(实分量是向量的最后一个元素，并且虚分量是相邻向量的第一个元素)。

■在另一个向量化方法中，根据预定义的排列放置实分量和虚分量。

●可替换地，可分别使用幅度和相位码本来量化系数的幅度和相位。

○幅度码本可以是标量码本，其中每个系数的幅度被分别量化。幅度码本可在(a_l,a_a)中是均匀的或非均匀的，其中0≤a_l＜a_h是正数。

○可替换地，幅度码本可以是向量码本，其中首先向量化所有系数的幅度(具有固定长度N)然后使用向量幅度码本量化它们，该向量幅度码本可在正象限中的N维区域中是均匀的或非均匀的。

○相位码本可在(α_l,α_h)中是均匀的或非均匀的，其中0≤α_l＜α_h≤2π。

●在上述或其他码本设计中，在UE处的向量化和量化以及在eNB处的重构和去向量化(提取实分量和虚分量)必需匹配。

●由于不同的向量化和量化方法将导致不同的码本，所以向量化和量化方法可以是可由eNB配置的，并且可将该配置与信道表示参数信令(见上文)一起通过信令通知给UE。取决于配置的向量化和量化方法，UE将系数向量化并使用相应的码本量化向量。

●设计的码本可以是基不可知的或基知晓的。如果设计的码本是基不可知的，则希望设计可普遍应用于所有UE的一个码本，而不管UE配置的基(A(φ_k,θ_l)或B_k,l)如何。如果设计的码本是基知晓的，则码本设计可特定于基并且可对于每个基有所变化。

●在一些设计中，码本可以是固定的并且不是随时间自适应的，并且其可以基于诸如二阶矩之类的一些信道统计量被一次设计。在其他设计中，其可以是随时间自适应的，从而基于实际信道测量被周期性地或非周期性地更新。所述码本自适应可以是可由eNB与信道表示参数信令一起(见上文)配置的或者可以是可分离地配置的。

●在一些设计中，码本可以是非自适应的(预定的)，但只有码本的子集被用于给定的DL信道系数量化。在这种情况下，感兴趣的UE对于连续量化(和报告实例)使用码本的不同子集。当接收到反馈时，eNB可考虑关于多个实例的报告来导出相应DLMIMO信道的更高分辨率表示。例如，在eNB处可对于多个报告实例执行线性滤波。由于对多个报告实例使用不同的子集，所以对于给定的希望分辨率可缩减反馈开销。这还允许eNB以可能的最高报告速率重构和更新DLMIMO信道系数。

●信道系数计算和量化可分离地执行，其中首先例如根据下面的式(9)计算信道系数，然后量化计算出的信道系数可替换地，例如使用(8)中的位置的码本直接获得量化的信道系数。

●如果UE的信道存在于多个锥中，即，一组AoD参数{(θ_mnn,θ_max,φ_min,φ_max)}中，则信道系数量化和反馈可以是联合的并且可以是特定于锥的。

下面提供数个示例码本选择。它们的设计细节被跳过，可在文献中获得。

标量高斯码本：假定独立同分布的标准正态信道系数，则设计的标量码本(见图4)可以是：

●均匀的，在这种情况下量化点在实线上均匀间隔(Δ)，或者是

●非均匀的，在这种情况下量化点在实线上非均匀间隔(Δ₁,Δ₂,Δ₃,…)。在使用标量高斯码本量化信道系数之前，信道系数通过估计的信道方差来归一化。将估计的信道方差的量化值还与量化的信道系数一起反馈给eNB。eNB使用它们两者重构信道系数。

向量高斯码本：假定独立同分布的标准正态信道系数，则设计的向量码本(见图5中的2D示例)可以是：

●均匀的，在这种情况下量化点在N维欧几里得空间中均匀间隔(Δ)，或者是

●非均匀的，在这种情况下量化点在N维欧几里得空间中非均匀间隔(Δ₁,Δ₂,Δ₃,…)。

在使用向量高斯码本量化信道系数之前，向量化的信道系数被预先乘以估计的信道协方差矩阵的负平方根。也将估计的信道协方差的量化值与量化的信道系数一起反馈给eNB。eNB使用它们两者重构信道系数。

基于训练的码本：在一些设计中，可以使用实际信道测量基于训练构建码本。数个示例的基于训练的码本如下。

●迭代劳埃德麦克斯(Lloyd-Max)码本：该算法开始于例如从训练数据(标量或向量)的初始码本选择开始。随后基于诸如最小距离的一些准则使用初始码本进行数据划分。然后使用划分的数据来更新码本，例如，更新的码点可以是分区的质心。该算法继续迭代，直到满足某个停止准则为止。在图6中提供了Lloyd-Max算法的例示。

●形状-增益码本：如果信道系数的动态范围较大，则数据向量的幅度(增益)和方向(形状)可被分离地量化。增益码本是标量码本，并且形状码本是向量码本，两者都可使用Lloyd-Max算法来设计。

●结构化码本：为了减小码本搜索的复杂度(特别是对于向量码本)，码本可以是多级的和结构化的，从而较低级码本小于较高级码本并且它们均匀划分较高级码本。码本搜索在较低级开始，并且使用较低级中的“最佳”码字来限制在较高级码本中的码本搜索。这种结构化码本也可使用Lloyd-Max算法来设计。

基知晓的：码本构建可以是基知晓的。在此情况下，在设计码本时包括基信息。

UE和eNB过程

如上所述，UE将把量化的信道系数报告给eNB。尽管一般而言LTE(或任何无线标准)规范没有指明如何计算信道系数，但那些信道系数一般都被计算成对于上面所述的示例性实施例中的第一实施例或第二实施例中给出的表示使得某一类型的误差测量最小化。一种可能性是使用如下的最小二乘误差准则：

${\min }_{\left\{H_{k,l}^{\left(q.f\right)}\right\}}\left|\right|H^{\left(q,f\right)}-{\Σ}_{k=k_0}^{k_0+K-1}{\Σ}_{l=l_0}^{l_0+L-1}{c}_{k,l}^{\left(q,f\right)}{B}_{k,l}|{|}_F^2---\left(8\right)$

注意，上面的式(8)假定了与(5)中给出的实施例2相关联的表示。本领域技术人员应当能够预见到(1)中给出的实施例1的直接扩展。

在多锥配置的情况下，可将式(8)应用于多个锥中的每一个。

给定由UE(例如通过某个信道估计)导出的H^(q,f)的估计，UE可如下计算(8)的最小二乘解：

${\hat{c}}^{(q,f)}={\left({\mathrm{\Σ}}^{(q,f)H}{\mathrm{\Σ}}^{(q,f)}\right)}^{-1}{\mathrm{\Σ}}^{(q,f)H}{h}^{(q,f)}---\left(9\right)$

${\hat{c}}^{(q,f)}=\left[\begin{array}{c}{c}_{k_0,l_0}^{(q,f)}\\ .\\ .\\ .\\ c_{k_0,l_0+L-1}^{(q,f)}\\ .\\ .\\ .\\ c_{k_{0+K-1},l_0}^{(q,f)}\\ .\\ .\\ .\\ c_{k_0+k-1,l_0+L-1}^{(q,f)}\end{array}\right],h^{(q,f)}=vec\[H^{(q,f)}\],$

$\begin{array}{c}{\mathrm{\Σ}}^{\left(q,f\right)}=\\ \left[\begin{array}{ccccccc}vec\left\{B_{k_0,l_0}\right\}& ...& vec\left\{B_{k_0,l_0+L-1}\right\}& ...& vec\left\{B_{k_0+K-1,l_0}\right\}& ...& vec\left\{B_{k_0+K-1,l_0+L-1}\right\}\end{array}\right]\end{array}$

这里，vec{X}通过堆叠矩阵X的所有列向量将矩阵X转换成向量。如上所述，h^(q,f)(KL)中的扩展系数的数量被选择成显著小于B_rN_c(信道系数的原始数量)，这带来维度的缩减。

一旦eNB接收到来自UE的的反馈并将其解码，eNB就可以根据(5)(或者实施例1的(1))中的表示式来重构DLMIMO信道。然后eNB可基于从每个UE重构的DLMIMO信道来执行链路自适应(包括预编码)和调度(包括MU-MIMO)。

CSI-RS问题

为了获得H^(q,f)的估计，UE可使用不同类型的参考信号(referencesignal，RS)。在LTE中可用的参考信号(CRS、CSI-RS、DM-RS、测位/定位RS、发现RS)当中，CSI-RS似乎是所建议方案的最佳候选。在这种情况下，eNB针对与每个UE相关联的天线端口配置一组CSI-RS资源。由于CSI-RS资源可是稀少资源，因此eNB可利用资源缩减技术来发送CSI-RS(以覆盖所有必要的天线端口)，这可以在时域和/或空间域中完成。在这种情况下，UE可执行内插来恢复所有必要的MIMO信道系数H^(q,f)。

联合操作：两个示例

图7A和7B图示了以上建议方案的两组示例性操作。这里，操作指的是在eNB和UE处的全部发送-接收操作。图7A例示了信道量化700，而图7B例示了特征向量量化710。在任一种情况中，eNB都基于至少一个上行链路信号测量UE-k的DLAoD包络(包括AoD扩展)(步骤701)。基于该测量，eNB执行从基向量/矩阵的固定的预定主集合选择用于UE-k的基子集(步骤702)。这个公共的主集合在eNB和所有UE处是预先已知的。一旦选择了子集，就将该选择通过信令通知给UE-k(或者经由更高层信令或UL许可)。

当接收到并成功解码了(向UE-k通知其基子集的)配置参数并从CSI-RS测量了相关联的DL信道(步骤703)后，UE-k通过计算与配置的基子集有关的基扩展系数来做出响应(步骤704或步骤711)。然后这些系数被根据预定的量化方案量化(步骤704或步骤711)，并被经由上行链路信道反馈给eNB(步骤705或步骤712)。

当接收到来自UE-k(以及来自其他UE)的反馈时，eNB重构信道或者特征向量(步骤706或步骤713)。这用于链路自适应和调度(步骤707)。

其他变体

DL干扰信息

上面的讨论采用了DLMIMO信道H^(q,f)的量化。对于DL链路自适应和调度，eNB不仅要求DLMIMO信道，而且还要求由相关联的UE看到的DL干扰包络。由于UE能够导出DL干扰估计(例如，干扰协方差矩阵、干扰功率)，因此UE可以报告从DLMIMO信道H^(q,f)的预白化估计导出的量化系数(或者一般而言，由DL干扰估计适当标度的DLMIMO估计)。例如，如果对于给定极化、接收天线和子频带的DL干扰协方差矩阵估计是R^(q，f)，则基于(R^(q,f))^-1/2H^(q,f)而不是简单的H^(q,f)来执行(9)中的DL信道系数计算。

在FD-MIMO的情况下，预期由每个UE见到的DL干扰包络可由于eNB应用到UE的窄波束而是宽频带的(而非频率选择)。在这种情况下，R^(q,f)可以简单地是σ^(q,f)2。因此，预白化被缩减为标量乘法，这可在完成(9)中的系数计算之后来完成。也就是说，UE将仅仅把报告/反馈给eNB。

与版本12的CSI报告的并行操作

尽管建议的显式信道反馈有助于在eNB处的完全链路自适应和调度，但将其与版本12的CSI报告协同操作可能是有益的。一些原因如下：

●与版本12CSI并行操作可简化测试(性能要求或互操作性)。

●版本12CSI可用于至少传达DL干扰信息和/或任何相关标度因子。

在这种情况下，eNB以两种报告方案配置感兴趣的UE：1)如上所述的DL信道反馈；以及2)版本12的CSI反馈方案(例如，一个是周期性的基于PUCCH的，而且一个是非周期性的基于PUSCH的)。以下示例性实施例是可能的。

●利用周期性的基于PUCCH的报告。结合显式DL信道反馈，配置周期性CSI报告。存在两种可能性：

○没有PMI(模式1-0或2-0)：这里RI将推荐的传输秩通过信令通知给eNB(假定单用户传输)。CQI可指示推荐的频谱效率(调制和编码方案，或者“MCS”)(假定eNB使用给定的预编码进行单用户传输)。该给定的预编码可以是固定的预编码向量/矩阵或者最大比率传输(maximumratiotransmission，MRT)预编码向量/矩阵。

■一旦eNB接收到该报告以及量化的DL信道，eNB就可以推断UE所经历的干扰级别(是1-0的宽频带还是2-0的窄频带)。

■eNB也可以将RI限制为1或2——基于其他配置参数或者基于版本12的码本子集限制特征。

○具有PMI(模式1-1或2-1)：当包括PMI时，使用关于现有版本12预编码码本(2、4或8天线端口码本)的参考。从本质上说，PMI是码本内的预编码矩阵的索引。当与FD-MIMO相关联的天线端口的数量大于8时(很可能是这种情况)，被报告的PMI可被用来通过信令通知与水平天线阵列维度(其由于版本12的预编码码本的限制而不超过8，见图3A)相关联的推荐预编码矩阵/向量。这个PMI假设单用户传输。通过参考PMI来使用CQI/RI。

■一旦eNB接收到该报告以及量化的DL信道，eNB就可以推断UE所经历的干扰级别(是1-1的宽频带还是2-1的窄频带)。

■eNB也可以将RI限制为1或2——基于其他配置参数或者基于版本12的码本子集限制特征。

●利用非周期性的基于PUSCH的报告。结合显式DL信道反馈，配置非周期性CSI报告。与周期性报告相似，存在两种可能性：

○没有PMI(模式1-0、2-0或3-0)：这里RI将推荐传输秩通过信令通知给eNB(假定单用户传输)。CQI可指示推荐的频谱效率(例如，MCS)(假定eNB使用给定的预编码进行单用户传输)。该给定的预编码可以是固定的预编码向量/矩阵或者最大比率传输(MRT)预编码向量/矩阵。

■一旦eNB接收到该报告以及量化的DL信道，eNB就可以推断UE所经历的相对干扰级别(是1-0的宽频带还是2-0/3-0的窄频带)。

■eNB也可以将RI限制为1或2——基于其他配置参数或者基于码本子集限制特征。

○具有PMI(模式1-2、2-1、3-1或3-2)：当包括PMI时，使用关于现有版本12预编码码本(2、4或8天线端口码本)的参考。从本质上说，PMI是码本内的预编码矩阵的索引。当与FD-MIMO相关联的天线端口的数量大于8时(很可能是这种情况)，被报告的PMI可被用来通过信令通知与水平天线阵列维度(其不超过8，见图3A)相关联的推荐预编码矩阵/向量。这个PMI假设单用户传输。通过参考PMI来使用CQI/RI。

■一旦eNB接收到该报告以及量化的DL信道，eNB就可以推断UE所经历的相对干扰级别(是1-2的宽频带还是2-1/3-1/3-2的窄频带)。

■eNB也可以将RI限制为1或2——基于其他配置参数或者基于码本子集限制特征。

可替换地，现有版本12的CSI报告机制(模式)可被用于向eNB报告相关联UE的主要干扰信息(或者一般而言，干扰级别的指示)。在这种情况下，在假定预定义的预编码(如上所述)和/或传输秩的情况下，CQI字段可被用来指示量化的干扰功率，或者用来指示推荐的MCS级别(根据版本12CQI定义)。

除了依靠当前已有的机制(如上面说明的)，显式信道反馈内容也可被设计成包括CQI/RI。作为示例，考虑具有2个接收天线(2-Rx)的UE——尽管本领域技术人员将能够将以下方案扩展到任何数量的接收天线。

在一种方法中(CQI/RI报告方法1)，2-RxUE被配置为根据(1)报告每个Rx天线的量化信道向量，并且UE报告包括两个列(或行)向量的重构的信道矩阵。下面的实施例仅就列向量进行描述，但当UE报告重构的信道矩阵的两个行向量时可应用相同的原理。

●在一个示例中，假定eNB应用等于重构的信道矩阵的最强特征向量(对应于最强特征值)的预编码器，UE导出并报告对应于秩为1的CQI。

●在另一示例中，假定eNB应用等于重构的信道矩阵的两个特征向量的预编码器，UE导出并报告对应于秩为2的CQI。

●在另一示例中，假定eNB应用等于包括两列的重构的信道矩阵的预编码器，UE导出并报告对应于秩为2的CQI。

●在另一示例中，假定eNB分离地应用等于重构的信道矩阵的每个列向量的预编码器，UE导出并报告对应于秩为2的CQI。在一些实施例中，UE假定eNB应用等于第一列向量的预编码器而导出第一CQI；并且假定等于第二列的预编码器而导出第二CQI。在一些实施例中，UE假定UE处理在第一Rx天线上的接收信号而导出第一CQI，其中eNB对于该接收信号应用预编码器，该预编码器等于第一列向量；UE以相同方式利用第二Rx天线和第二列向量导出第二CQI。

●在一些实施例中，为了导出CQI，UE可进一步假定eNB将重构的信道矩阵的每个列向量的功率归一化为1以用作预编码器。

●在一个替换方案中，UE可根据这些示例联合导出并报告RI和CQI。

●在另一替换方案中，UE被配置为仅报告对应于秩为2的CQI，从而将与2层传输相对应的信道强度分离地报告给eNB。

在另一种方法中(CQI/RI报告方法2)，2-RxUE被配置为根据(1)报告量化信道向量的RI数量。

●在一个示例中，当报告RI＝1时，假定eNB应用等于前述最强特征向量的预编码器，UE被配置为根据(1)量化并报告与完全信道矩阵的最强特征值相对应的特征向量和相应的CQI。

●对于当RI＝2时的CQI报告，可使用与CQI报告方法1相关的实施例。

经由UE反馈的UE辅助基子集选择

上面的示例假设由于长期UL-DL信道互易性eNB能够从至少一个UL信号测量DLAoD包络。这个假设对于到目前为止的大多数FDD部署场景都是有效的，因为UL-DL双工距离相对较小。

然而对于未来的系统，不清楚这种假设是否能保持，特别是当UL和DL信道以及小区半径可能非对称时(这是合理的，因为UL和DL流量趋向于非对称)。例如，似乎有可能将在毫米波区域中分配DL载波与PCS频段区域中分配UL载波相结合。在这样的场景中，即使长期UL-DL信道互易性也不能保持。

因此，从感兴趣的UE到eNB的额外上行链路反馈对于辅助eNB执行基子集选择方面是有益的。如前面提到的，在UE处可测量相关DLAoD包络参数并将其报告(反馈)给eNB。可替换地，UE可报告推荐的基子集选择。例如，表示从预定主集合(在eNB以及与所述eNB相关联的所有UE处已知)中对基向量/矩阵的选择的位映射可被报告给eNB。

一个示例性实施例可基于版本12规范来设计。出于例示的目的，这里仅描述秩为1和秩为2(FD-MIMO的最相关场景)，但是本领域技术人员应清楚如何将这些原理扩展到更高的秩。表1和表2是在版本10/12LTE规范中针对配置以8Tx(发送)天线端口传输的UE的用于秩为1和秩为2(1层和2层)的CSI报告定义的码本。为了确定每个码本的码字(codeword，CW)，必须选择两个索引，即i₁和i₂。在这些预编码器表达中，使用以下两个变量：

v_m＝[1e^j2πm/32e^j4πm/32e^j6πm/32]^T.

表1：用于使用天线端口15至22的2层CSI报告的码本

如果最新近报告的RI＝1，则根据表1利用两个索引i₁和i₂导出m和n，得到秩为1的预编码器，

表2：用于使用天线端口15至22的2层CSI报告的码本

如果最新近报告的RI＝2，则根据表2利用两个索引i₁和i₂导出m、m′和n，得到秩为2的预编码器，注意，被构造成使得它可被用于有助于秩为2的传输的两种不同类型的信道条件。

与i₂＝{0,1,…,7}相关联的码本的一个子集包括m＝m′的码字，或者相同的波束(v_m)被用于构建秩为2的预编码器的码字：在这种情况下，2层预编码器中的两列是正交的(即，)，这归功于对于两列向应用的不同符号。这些秩为2的预编码器很可能被用于那些能够沿由两个不同极化的天线产生的两个正交信道接收强信号的UE。

根据本发明的一些实施例的UE操作如下所述(假定使用2D天线阵列)：

1.UE接收对于N_P个天线端口的CSI-RS配置以及相应的CSI-RS。

a.N_P可被分解成N_P＝N_H·N_V，其中N_H是沿2D矩形天线阵列的一行的天线端口的数量，而N_V是沿2D矩形天线阵列的一列的天线端口的数量。在一个示例中，N_V＝4并且N_H＝8，其中在行而非列中对交叉极化(“x-pol”)维度计数。

2.处理CSI-RS，UE导出CQI、PMI、RI，其中：

a.RI对应于UE优选的或推荐的秩；并且

b.PMI对应于UE优选的或推荐的预编码矩阵，该矩阵的每一列，即w，是通过多个基向量的线性组合来构建的：

$w=\underset{l=1}{\overset{L}{\Σ}}{c}_l{a}_l$

i.{a_l}是包括从母集合或主集合中选择的L个不同的基向量的一组基向量，该母集合或主集合包括大量(＞＞L)基向量，并且每个基向量a_l是N_P×1向量。

a)a_l可进一步被分解成其中h_l和v_l是分别表示给定方位角和仰角对的方位角阵列响应和仰角阵列响应的大小为N_H×1和N_V×1的DFT向量。在这种情况下，主集合可被构建为积集：

1)在一个示例中，L＝4。此外，v_l＝v,其中v∈W_V；并且H＝{h_l}_l＝1,2,3,4对应于与LTE版本10的8-Tx码本(表1和表2)中的i₁相对应的四个波束，即，H＝{v_2i,v_2i+1,v_2i+2,v_2i+3}，其中

v_m＝[1e^j2πm/32e^j4πm/32e^j6πm/32]^T。

b)a_l可以被进一步分解成：

其中h_l和v_l是分别表示给定方位角和仰角对的方位角阵列响应和仰角阵列响应的大小为N_H×1和N_V×1的DFT向量；并且

表示x-pol阵列的同相位。在此情况下，母集合可以是积集：

c)例如，大小为4×1的DFT向量是v_m＝[1e^j2πm/De^j4πm/De^j6πm/D]^T，其中D＝2ⁿ并且n是正整数。可以类似地构建其他大小的DFT向量。

ii.{c_l}是L个标度系数的相应集合，其每个元素是复数。c_l量化的一些替换方案为：

a)c_l的实分量和虚分量被分离地量化，N_Re个量化比特用于实维度，而且N_Im个量化比特用于虚维度。

1)在一种方法中，N_Re＝N_Im。

b)c_l的幅度分量和相位分量被分离地量化，N_A个量化比特用于幅度，而且N_Ph个量化比特用于相位。

c)这些量化方法的一些细节可在上文找到。

c.CQI对应于调制和编码方案，当所选择的PMI和所选择的RI被用于预编码时，该方案允许UE以恒定(例如，0.1)的分组误差概率接收PDSCH分组。

d.UE可选择对于具有恒定(例如，0.1)分组误差概率的PDSCH传输的最佳(或最高)CQI的PMI和RI。

3.当触发了非周期性(PUSCH)报告时，UE在单个PUSCH上报告PMI/CQI/RI：

a.在一种方法中，与基向量集合{a_l}相对应的PMI是宽频带的(即，在非周期性报告中仅报告一个集合)，与系数集合{c_l}相对应的PMI是子频带的(即，在周期性报告中报告多个集合，例如每个子频带一个集合)。

4.当被配置以周期性报告时，UE以周期P在另一子帧中在PUCCH上报告CQI/PMI，以周期Q在一个子帧中在PUCCH上报告RI。

5.在一种方法中，与对应于系数集合的PMI相比，对应于基向量集合的PMI被不那么频繁地报告(即，以更大的周期报告)。

尽管已经利用示例性实施例描述了本公开，但本领域技术人员可想到各种改变和修改。本公开意图涵盖所在所附权利要求范围内的这种改变和修改。

Claims (20)

1.一种用户设备，包括：

接收器，被配置为接收来自基站处的二维天线阵列内的多个发送天线元素的信号，以及接收向量的子集选择的指示；

处理器，被配置为确定所述用户设备与所述二维天线阵列之间的下行链路(DL)多输入多输出(MIMO)信道的信道状态信息(CSI)，该CSI与基于接收到的子集选择的指示的向量子集相对应；以及

发送器，被配置为向所述基站发送该CSI的指示。

2.如权利要求1所述的用户设备，其中，子集选择的指示是经由更高层信令发送到所述用户设备的。

3.如权利要求1所述的用户设备，其中，子集选择的指示被包含在用于所述用户设备的上行链路许可中。

4.如权利要求1所述的用户设备，其中，所述CSI包括多个信道系数，其中每个系数与所述基站所选择的子集中的一个向量相对应，并且是响应于下行链路信道测量而计算的。

5.如权利要求4所述的用户设备，其中，所述用户设备还向所述基站报告与推荐的子集选择相关联的指示。

6.一种方法，包括：

在用户设备处接收来自基站处的二维天线阵列内的多个发送天线元素的信号；

在所述用户设备处接收向量的子集选择的指示；

在所述用户设备处确定所述用户设备与所述二维天线阵列之间的下行链路(DL)多输入多输出(MIMO)信道的信道状态信息(CSI)，该CSI与基于接收到的子集选择的指示的向量子集相对应；以及

从所述用户设备向所述基站发送该CSI的指示。

7.如权利要求6所述的方法，其中，子集选择的指示是经由更高层信令发送的。

8.如权利要求6所述的方法，其中，子集选择的指示被包含在用于所述用户设备的上行链路许可中。

9.如权利要求6所述的方法，其中，所述CSI包括多个信道系数，其中每个系数与所述基站所选择的子集中的一个向量相对应，并且是响应于下行链路信道测量而计算的。

10.如权利要求9所述的方法，其中，所述用户设备还向所述基站报告与推荐的子集选择相关联的指示。

11.一种基站，包括：

处理器，被配置为选择用于至少一个用户设备的主码本的子集，其中该主码本由多个预编码器组成；

发送器，被配置为经由下行链路信道将子集选择通过信令通知给所述用户设备；以及

接收器，被配置为将来自所述用户设备的至少一种类型的信道状态信息(CSI)报告解码，

其中，所述处理器还被配置为根据解码的CSI报告和所选择的子集中的预编码器的线性组合来重构所述用户设备的信道信息。

12.如权利要求11所述的基站，其中，所述子集是至少基于从至少一个上行链路信号测量的到达角包络选择的。

13.如权利要求12所述的基站，其中，所述到达角包络由方位角的范围和仰角的范围组成。

14.如权利要求11所述的基站，其中，所述子集是基于至少第二类型的CSI报告选择的。

15.如权利要求14所述的基站，其中，所述第二类型的CSI报告是以不同于第一类型的CSI报告的周期报告的。

16.一种方法，包括：

选择用于至少一个用户设备的主码本的子集，其中该主码本由多个预编码器组成；

经由下行链路信道将子集选择通过信令通知给所述用户设备；

将来自所述用户设备的至少一种类型的信道状态信息(CSI)报告解码；以及

根据解码的CSI报告和所选择的子集中的预编码器的线性组合来重构所述用户设备的信道信息。

17.如权利要求16所述的方法，其中，所述子集是至少基于从至少一个上行链路信号测量的到达角包络选择的。

18.如权利要求17所述的方法，其中，所述到达角包络由方位角的范围和仰角的范围组成。

19.如权利要求16所述的方法，其中，所述子集是基于至少第二类型的CSI报告选择的。

20.如权利要求19所述的方法，其中，所述第二类型的CSI报告是以不同于第一类型的CSI报告的周期报告的。