CN105226946A - 一种过欠压浪涌控制电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种过欠压浪涌控制电路，包括控制电路，控制电路分别与有源箝位电路、高频振荡驱动电路和Boost升压电路相连接；高频振荡驱动电路与有源箝位电路相连接，有源箝位电路与Boost升压电路相连接。该控制电路主要应用于低压输出DC电源与DC/DC电源变换器之间，能够有效地抑制线路系统中可能出现的过压浪涌，同时对欠压浪涌进行抬升，保护及维持后级DC/DC变换器正常工作。同时具备80V/50ms过压浪涌抑制和8V/50ms欠压抬升两种抗浪涌功能，并且正常输出时，通态电阻非常小，线路整体效率高。

Description

一种过欠压浪涌控制电路

技术领域

本发明属于航空直流电源系统技术领域，涉及一种浪涌抑制电路，特别涉及一种过欠压浪涌控制电路。

背景技术

在一个系统中，由于各子系统间所需工作电压不同，一般都需要开关式DC/DC电源变换器为子系统供电。这些DC/DC开关电源又由低压DC电源来供电。由于低压DC电源中不可避免的会出现瞬时电压浪涌。该浪涌电压会发生于大发电机开关、发动引擎、瞬变负载等，如突卸或突加负载会引起发电机汇流条电压短时升高或下降，从而产生过压浪涌（80V/50ms）或欠压浪涌（8V/50ms），这些浪涌电压的发生是随机的和不可预知的。浪涌电压大大地超过DC/DC开关电源的工作电压范围，可能使整个系统停顿、通信中止，当它袭击到用电设备上时，往往造成误操作和设备损坏。针对航空直流电源中的浪涌电压，需设计有效的抗浪涌电路。由于80V/50ms过压浪涌的伏秒积很大而不能用传统的储能方式来抑制，否则电感和电容元件将会太大。有些电路能快速有效地抑制过压浪涌，但这种电路结构复杂，损耗较大，且并未对欠压浪涌进行处理。工业界的浪涌抑制产品大都将过压浪涌的能量转化为热能消耗掉，电路损耗较大，同样也较少涉及对欠压浪涌的处理。

发明内容

本发明的目的是提供一种过欠压浪涌控制电路，在有效抑制线路系统中可能出现的过压浪涌的同时，对欠压浪涌进行抬升，保护及维持后级DC/DC变换器正常工作。

为实现上述目的，本发明所采用的技术方案是：一种过欠压浪涌控制电路，包括控制电路，控制电路分别与有源箝位电路、高频振荡驱动电路和Boost升压电路相连接；高频振荡驱动电路与有源箝位电路相连接，有源箝位电路与Boost升压电路相连接。

本发明控制电路采用了有源箝位抑制和Boost升压电路，主要应用于低压输出DC电源与DC/DC电源变换器之间，能够有效地抑制线路系统中可能出现的过压浪涌，同时对欠压浪涌进行抬升，保护及维持后级DC/DC变换器正常工作。同时具备80V/50ms过压浪涌抑制和8V/50ms欠压抬升两种抗浪涌功能，并且正常输出时，通态电阻非常小，线路整体效率高。

附图说明

图1是现有的有源箝位浪涌抑制器电路的原理图。

图2是图1所示浪涌抑制器电路中倍压整流电路的示意图。

图3是本发明浪涌控制电路的示意图。

图4是本发明浪涌控制电路中PWM控制电路的示意图。

图5是本发明浪涌控制电路中比较电路的示意图。

图6是本发明浪涌控制电路中Boost升压电路的示意图。

图7是本发明浪涌控制电路中有源箝位电路的原理图。

图8是本发明浪涌控制电路中Boost升压电路的原理图。

图3中：1.有源箝位电路，2.高频振荡驱动电路，3.控制电路，4.Boost升压电路，5.Boost升压控制电路。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

现有的一种有源箝位浪涌抑制器电路，如图1所示，包括低压DC电源、DC/AC变换器、DC/AC变换器供电的启动电路和倍压整流电路。当输入为正常电压范围时，第二稳压管Dz2不工作，倍压整流电路将多谐振荡器输出的交流电压整流成直流电压，为主动箝位场效应管T1栅极提供需要的栅极电压，用以保证栅极电压与输出电压的差值能使主动箝位场效应管T1始终处于完全导通状态，从而使场效应管T1源极电压能够跟随输入电压变化，将输入电压传递到后级电路。在浪涌电压来临时，第二稳压管Dz2工作，倍压整流电路输出恒定的直流电压，主动箝位场效应管T1的栅极电压恒定，场效应管T1处于不完全导通状态，场效应管T1源级的输出电压被箝位在设定值，场效应管T1承受压降。对此种类型的抗浪涌电路来说，浪涌功能是通过对栅极驱动的控制作用来实现的，因此设计一种高效可控的栅极驱动电路，是整个设计环节的重中之重。该设计采用的倍压整流电路如图2所示，从图2中可以看到，为了使驱动电压达到设计要求，足够驱动场管导通，需要多级倍压整流串联使用，该电路结构复杂，并且由于二极管本身的固有压降，多级串联的升压效果会越来越差，如果需要更高的输出电压，通过这种串联方式也很难达到，另外这种多级连接的方式驱动能力也非常有限。所以，该浪涌抑制线路只有过压浪涌抑制功能，对欠压浪涌就无能为力了。为了克服上述现有技术中存在的问题，本发明提供了一种如图3所示的过欠压浪涌控制电路，包括控制电路3，控制电路3分别与有源箝位电路1、高频振荡驱动电路2和Boost升压电路4相连接，高频振荡驱动电路2与有源箝位电路1相连接；有源箝位电路1与Boost升压电路4相连接。

高频振荡驱动电路2为实用新型专利《基于高频振荡信号的mos管驱动电路》（专利号ZL201320619936.3，公告日2014.04.30）中所公开的驱动电路。

控制电路3由图4所示的PWM控制电路和图5所示的比较电路组成，该PWM控制电路包括PWM控制器IC1，PWM控制器IC1的第1脚分别与第十五电容C15的一端和比较电路相连接；PWM控制器IC1的第2脚接第三电阻R3的一端，第十五电容C15的另一端和第三电阻R3的另一端均接第十四电容C14的一端，第十四电容C14的另一端接地；PWM控制器IC1的第7脚接Vcc电源，PWM控制器IC1的第8脚、第二电阻R2的一端和第十三电容C13的一端均接基准电压Vref，PWM控制器IC1的第4脚、第二电阻R2的另一端和第十二电容C12的一端均与高频振荡驱动电路2相连接，第十三电容C13的另一端、第十二电容C12的另一端和PWM控制器IC1的第5脚接地，PWM控制器IC1的第6脚接Boost升压电路4。

该比较电路包括高速比较器ICA，高速比较器ICA的第1脚（输出端）接PWM控制器IC1的第1脚，高速比较器ICA的第8脚接Vcc电源，高速比较器ICA的第3脚（正相输入端）接第四电阻R4的一端，第四电阻R4的另一端接基准电压Vref，高速比较器ICA的第2脚（反相输入端）分别与第五电阻R5的一端和第六电阻R6的一端相连接，第五电阻R5的另一端接输入正电源+Vin，第六电阻R6的另一端和高速比较器ICA的第4脚接地。

PWM控制器IC1的第8脚、第二电阻R2的一端、第十三电容C13的一端和第四电阻R4的另一端均接有源箝位电路1。

高速比较器ICA采用双比较器也能实现控制升压功能，还可以增加关断控制。PWM控制器IC1也可由其他具有相同功能的电路替代。

控制电路3，一是选用高速比较器ICA来完成对输入电压的监测，二是选用高速度、高带宽、有图腾柱输出能力的PWM控制器IC1来设计并控制Boost升压电路4和有源箝位电路1有序的工作。通过比较器的滞回功能，实现对过压、欠压、正常输入三种模式的控制。PWM控制器IC1提供升压驱动所需的高频信号和Boost升压电路4升压的驱动电压，另外还为比较器提供基准电压。

Boost升压电路4如图6所示，包括Boost升压控制电路5，Boost升压控制电路5由第二开关管Q2和第七电阻R7组成，第二开关管Q2的栅极与控制电路3相连接，即第二开关管Q2的栅极接PWM控制器IC1的第6脚，第二开关管Q2的漏极分别接电感L的一端和第八二极管D8的正极，电感L的另一端和输入电容C10的一端分别接有源箝位电路1，第八二极管D8的负极和输出电容C11的一端均接Vout+，第二开关管Q2的源极接第七电阻R7的一端，输入电容C10的另一端、第七电阻R7的另一端和输出电容C11的另一端均接地。

有源箝位电路1采用主动箝位降压电路，如图7所示，包括第一开关管Q1，第一开关管Q1的漏极接正电源Vin+，第一开关管Q1的源极和第十二电阻R12的一端均接Boost升压电路4，即第一开关管Q1的源极和第十二电阻R12一端的接点与电感L另一端和输入电容C10一端的接点相连接；第十二电阻R12的另一端和第十电阻R10的一端均接第二三极管T2的基极，第二三极管T2的集电极和第十一电阻R11的一端均接第一开关管Q1的栅极；第十一电阻R11的另一端接高频振荡驱动电路3，第二三极管T2的发射极分别与第十三电阻R13的一端和第一三极管T1的发射极相连接，第十三电阻R13的另一端和第十电阻R10的另一端接地，第一三极管T1的集电极接PWM控制器IC1的第7脚，第一三极管T1的基极接基准电压Vref。

使用本发明过欠压浪涌控制电路时：在输出电容C11的两端并联采样电路与负载RL，采样电路由第八电阻R8和第九电阻R9串联而成，第八电阻R8和第九电阻R9的接点为采样信号端V2，如图8所示。将PWM控制器IC1的第2脚与该采样信号端V2相连接，当Boost升压控制电路5中的第二开关管Q2导通时，电流流过电感L，电流线性增加，电能以磁能的形式储存在电感L中。此时，输出电容C11放电，负载RL上流过电流，负载RL两端的电压为输出电压，极性为上正下负。由于第二开关管Q2导通时，第八二极管D8正极接电源负，第八二极管D8承受反压，所以输出电容C11不能通过第八二极管D8放电。当第二开关管Q2截止时，电感L中的磁场将改变线圈两端的电压极性，以保持电感L中的电流不变；电感L中的磁能转化成电压与正电源+Vin串联后，以高于电源输出电压的电压向输出电容C11和负载RL供电，此时，输出电容C11有充电电流；电感L与输入电压Vin串联后的电压等于输出电压时，输出电容C11的充电电流为零；输出电压有下降趋势时，输出电容C11向负载RL放电；当输出电压降低时，由输出电压采样电路取样，反馈到PWM控制器IC1，调整脉宽宽度，稳定输出电压。

在整个浪涌控制电路拓扑结构中，Boost升压电路4和有源箝位电路1是串联关系，有源箝位电路1在Boost升压电路4的前级。过压浪涌和瞬态尖峰时，有源箝位电路1进行抑制，抑制后的电压再经过Boost升压电路4中电感、电容形成的滤波电路进行滤波输出。欠压浪涌时，有源箝位电路1处于通态状态，启动Boost升压电路4进行升压输出。对于这两种不同时启动工作的情况，需要控制电路3对这两种工作状态进行准确及时的开启和关断控制。

本发明浪涌控制电路解决了现有的栅极驱动电路电压范围不足的问题，电路适应性更强，驱动能力可调便于控制，响应更快，另外电路结构也力求简单，使所需元器件少，可靠性也更高。在很小的体积内，使用较少的元件就能够同时实现过压浪涌抑制功能和欠压浪涌升压功能。

Claims (4)

1.一种过欠压浪涌控制电路，其特征在于，包括控制电路（3），控制电路（3）分别与有源箝位电路（1）、高频振荡驱动电路（2）和Boost升压电路（4）相连接；高频振荡驱动电路（2）与有源箝位电路（1）相连接，有源箝位电路（1）与Boost升压电路（4）相连接。

2.根据权利要求1所述的过欠压浪涌控制电路，其特征在于，所述的控制电路（3）由PWM控制电路和比较电路组成，该PWM控制电路包括PWM控制器（IC1），PWM控制器（IC1）的第1脚分别与第十五电容（C15）的一端和比较电路相连接；PWM控制器（IC1）的第2脚接第三电阻（R3）的一端，第十五电容（C15）的另一端和第三电阻（R3）的另一端均接第十四电容（C14）的一端，第十四电容（C14）的另一端接地；PWM控制器（IC1）的第7脚接Vcc电源，PWM控制器（IC1）的第8脚、第二电阻（R2）的一端和第十三电容（C13）的一端均接基准电压（Vref），PWM控制器（IC1）的第4脚、第二电阻（R2）的另一端和第十二电容（C12）的一端均与高频振荡驱动电路（2）相连接，第十三电容（C13）的另一端、第十二电容（C12）的另一端和PWM控制器（IC1）的第5脚接地，PWM控制器（IC1）的第6脚接Boost升压电路（4）；

所述的比较电路包括高速比较器（ICA），高速比较器（ICA）的第1脚接PWM控制器（IC1）的第1脚，高速比较器（ICA）的第8脚接Vcc电源，高速比较器（ICA）的第3脚接第四电阻（R4）的一端，第四电阻（R4）的另一端接基准电压（Vref），高速比较器（ICA）的第2脚分别与第五电阻（R5）的一端和第六电阻（R6）的一端相连接，第五电阻（R5）的另一端接输入正电源（+Vin），第六电阻（R6）的另一端和高速比较器（ICA）的第4脚接地；

PWM控制器IC1的第8脚、第二电阻R2的一端、第十三电容C13的一端和第四电阻R4的另一端均接有源箝位电路（1）。

3.根据权利要求2所述的过欠压浪涌控制电路，其特征在于，所述的Boost升压电路（4）包括Boost升压控制电路（5），Boost升压控制电路（5）由第二开关管（Q2）和第七电阻（R7）组成，第二开关管（Q2）的栅极接PWM控制器（IC1）的第6脚，第二开关管（Q2）的漏极分别接电感（L）的一端和第八二极管（D8）的正极，电感（L）的另一端和输入电容（C10）的一端分别接有源箝位电路（1），第八二极管（D8）的负极和输出电容（C11）的一端均接Vout+，第二开关管（Q2）的源极接第七电阻（R7）的一端，输入电容（C10）的另一端、第七电阻（R7）的另一端和输出电容（C11）的另一端均接地。

4.根据权利要求3所述的过欠压浪涌控制电路，其特征在于，所述的有源箝位电路（1）包括第一开关管（Q1），第一开关管（Q1）的漏极接正电源（Vin+），第一开关管（Q1）源极和第十二电阻（R12）一端的接点与电感（L）另一端和输入电容（C10）一端的接点相连接；第十二电阻（R12）的另一端和第十电阻（R10）的一端均接第二三极管（T2）的基极，第二三极管（T2）的集电极和第十一电阻（R11）的一端均接第一开关管（Q1）的栅极；第十一电阻（R11）的另一端接高频振荡驱动电路（3），第二三极管（T2）的发射极分别与第十三电阻（R13）的一端和第一三极管（T1）的发射极相连接，第十三电阻（R13）的另一端和第十电阻（R10）的另一端接地，第一三极管（T1）的集电极接PWM控制器（IC1）的第7脚，第一三极管T1的基极接基准电压（Vref）。