CN104038062B

CN104038062B - 输入自适应的自激式Boost变换器

Info

Publication number: CN104038062B
Application number: CN201410257462.1A
Authority: CN
Inventors: 陈怡�; 南余荣; 顾伟驷
Original assignee: Zhejiang University of Technology ZJUT
Current assignee: Shanghai Uying Experimental Equipment Co Ltd
Priority date: 2014-06-10
Filing date: 2014-06-10
Publication date: 2016-08-17
Anticipated expiration: 2034-06-10
Also published as: CN104038062A

Abstract

本发明公开了一种输入自适应的自激式Boost变换器，包括由直流电压源Vi、输入电容Ci构成的输入电路、由电感L、PNP型BJT管Q1、NPN型BJT管Q3、PNP型BJT管Q4、NPN型BJT管Q5、电阻R4、电阻R6、电阻R7、电阻R9、二极管D1、二极管D2构成的主电路、由输出电容Co和负载R构成的输出电路，主电路还包括由NPN型BJT管Q2、电阻R2、电阻R3、电阻R5组成的输入自适应控制单元和由PNP型BJT管Q4、NPN型BJT管Q5、电阻R7和电阻R9构成的续流子电路。该电路工作范围宽，具有输入自适应特性的限流和负载短路保护功能，还能应付负载开路故障，电流检测损耗和续流导通损耗均较小，适用于辅助开关电源、LED驱动、能量收集等领域。

Description

输入自适应的自激式Boost变换器

技术领域

本发明涉及一种自激式直流-直流变换器，尤其是指一种应用于辅助开关电源、LED驱动、能量收集等领域的输入自适应的自激式Boost变换器。

背景技术

自激式DC-DC变换器具有电路结构简单、元器件数目少、成本低、自启动和自保护性能好、适用工作电压范围宽、效率高等优点。

图1所示为一种主开关管驱动损耗小的BJT型自激式Boost变换器，包括由输入电容Ci、电感L、NPN型BJT管PNP型BJT管Q1、二极管D和电容Co组成的主电路以及由电阻R1、电阻R2、电容C1、稳压管Z1和PNP型BJT管NPN型BJT管Q2组成的主开关管PNP型BJT管Q1的驱动单元，还包括由电阻R3、电容C2、电阻R4、二极管D1和NPN型BJT管Q3组成的电流反馈支路。输入电容Ci与直流电压源Vi并联，直流电压源Vi的正端与电感L的一端、电阻R1的一端、电容C1的一端、电阻R3的一端以及电容C2的一端相连，电感L的另一端与NPN型BJT管PNP型BJT管Q1的集电极、二极管D的阳极以及稳压管Z1的阴极相连，二极管D的阴极与输出电容Co的一端、负载Ro的一端以及直流输出电压Vo的正端相连，直流输出电压Vo的负端与电阻R4的一端以及二极管D1的阴极相连，电阻R4的另一端与输出电容Co的另一端、电阻R2的一端、NPN型BJT管PNP型BJT管Q1的发射极、NPN型BJT管Q3的发射极以及直流电压源Vi的负端相连，NPN型BJT管Q3的集电极与PNP型BJT管NPN型BJT管Q2的集电极以及NPN型BJT管PNP型BJT管Q1的基极相连，NPN型BJT管Q3的基极与电阻R3的另一端、电容C2的另一端以及二极管D1的阳极相连，PNP型BJT管NPN型BJT管Q2的发射极与电阻R1的另一端相连，PNP型BJT管NPN型BJT管Q2的基极与电容C1的另一端、稳压管Z1的阳极以及电阻R2的另一端相连。

该电路的不足之处在于：主电路采用二极管D用于续流，不但缺乏对负载短路保护的能力，而且续流导通损耗较大；电流反馈支路采用电阻R4直接检测负载电流，不但对主电路中重要器件PNP型BJT管Q1的工作电流的限制保护能力较弱，而且电流检测损耗较大。

发明内容

为克服图1所示的主开关管驱动损耗小的BJT型自激式Boost变换器在负载短路保护、重要器件限流保护能力、续流导通损耗、电流检测损耗等方面的不足，本发明提供了一种输入自适应的自激式Boost变换器，不但具有输入自适应的负载短路保护以及重要器件限流保护能力，续流导通损耗较小、电流检测损耗也较小。

本发明所采用的技术方案是：一种输入自适应的自激式Boost变换器，包括输入电路、主电路和输出电路，输入电路包含直流电压源Vi和输入电容Ci，输出电路包括输出电容Co和负载R，主电路包括电感L、PNP型BJT管Q1、NPN型BJT管Q3、电阻R4、电阻R6、二极管D1、二极管D2，还包括输入自适应控制单元和续流子电路，所述的输入自适应控制单元包括NPN型BJT管Q2、电阻R2、电阻R3和电阻R5，所述的续流子电路包括PNP型BJT管Q4、NPN型BJT管Q5、电阻R7和电阻R9，所述输入电容Ci与直流电压源Vi并联，所述输出电容Co两端电压为直流输出电压Vo，负载R与所述输出电容Co并联，直流电压源Vi的正端与电感L的一端、PNP型BJT管Q1的发射极、电阻R2的一端、NPN型BJT管Q5的发射极相连，电感L的另一端与NPN型BJT管Q3的集电极、二极管D1的阳极、电阻R7的一端以及PNP型BJT管Q4的发射极相连，PNP型BJT管Q1的基极与电阻R4的一端相连，电阻R4的另一端与二极管D2的阴极以及电阻R6的一端相连，二极管D2的阳极与二极管D1的阴极相连，PNP型BJT管Q1的集电极与NPN型BJT管Q3的基极、NPN型BJT管Q2的集电极相连，NPN型BJT管Q3的发射极与电阻R5的一端、电阻R3的一端相连，NPN型BJT管Q2的基极与电阻R2的另一端、电阻R3的另一端相连，PNP型BJT管Q4的基极与电阻R9的一端相连，电阻R9的另一端与NPN型BJT管Q5的集电极相连，NPN型BJT管Q5的基极与电阻R7的另一端相连，PNP型BJT管Q4的集电极与直流输出电压Vo的正端相连，直流输出电压Vo的负端与电阻R6的另一端、电阻R5的另一端、NPN型BJT管Q2的发射极以及直流电压源Vi的负端相连。本发明的输入自适应控制单元以及续流子电路，可获得具有输入自适应特征的限流和负载短路保护功能，而且电流检测损耗和续流导通损耗均较小。

所述电阻R2的阻值、电阻R4的阻值、电阻R6的阻值、PNP型BJT管Q1的直流增益β1以及NPN型BJT管Q2的直流增益β2满足下列条件时，电感L的电流最大值iL1m或NPN型BJT管Q3的集电极电流最大值ic3m根据直流电压源Vi的大小进行自适应调节：当β1R2-β2(R4+R6)<0时，所述输入自适应的自激式Boost变换器具有输入自适应的负特性，电感L的电流最大值iLm或NPN型BJT管Q3的集电极电流最大值ic3m与直流电压源Vi成负线性关系；当β1R2-β2(R4+R6)>0时，所述输入自适应的自激式Boost变换器具有输入自适应的正特性，电感L的电流最大值iLm或NPN型BJT管Q3的集电极电流最大值ic3m与直流电压源Vi成正线性关系；当β1R2-β2(R4+R6)＝0时，所述输入自适应的自激式Boost变换器具有输入自适应的零特性，电感L的电流最大值iLm或NPN型BJT管Q3的集电极电流最大值ic3m与直流电压源Vi无关。

作为优选，所述的自适应控制单元还包括电容C2，电容C2并联在电阻R3的两端。电容C2可以改善输入自适应控制单元的动态性能。

作为优选，所述的主电路还包括二极管D4、电容C3、电容C4和电容C6，二极管D4的阳极与PNP型BJT管Q1的基极相连，二极管D4的阴极与直流电压源Vi的正端相连，电容C3的一端与二极管D1的阴极相连，电容C3的另一端与NPN型BJT管Q2的发射极相连，电容C4的一端与二极管D2的阴极相连，电容C4的另一端与二极管D1的阳极相连，电容C6的一端与NPN型BJT管Q3的基极相连，电容C6的另一端与NPN型BJT管Q3的集电极相连。二极管D4、电容C3、电容C4可以改善PNP型BJT管Q1的开关速度，电容C6可以改善NPN型BJT管Q3的开关速度。

作为优选，所述的续流子电路还包括电阻R8、电容C5和电容C7，电阻R8的两端分别连接NPN型BJT管Q5的基极和发射极，电容C5并联在电阻R7的两端，电容C7并联在电阻R9的两端。电容C5可以改善NPN型BJT管Q5的开关速度，电容C7可以改善PNP型BJT管Q4的开关速度，电阻R8可以优化NPN型BJT管Q5的开关时间点。

作为优选，还包括消隐时间控制支路，所述的消隐时间控制支路包括电阻R1和电容C1，电阻R1的一端与PNP型BJT管Q4的发射极相连，电阻R1的另一端与电容C1的一端相连，电容C1的另一端与NPN型BJT管Q2的基极相连。消隐时间控制支路对所述输入自适应控制单元具有修正作用，能达到拓宽电路工作范围的效果。

作为优选，还包括开路保护控制支路，所述的开路保护控制支路包括稳压管Z和二极管D3，稳压管Z的阴极与PNP型BJT管Q4的集电极相连，稳压管Z的阳极与二极管D3的阳极相连，二极管D3的阴极与NPN型BJT管Q2的基极相连。开路保护控制支路对直流输出电压Vo具有限制作用和负载开路保护功能。

本发明的有益效果是：结构简单、元器件数目少、自启动容易、工作范围宽，具有输入自适应特征的限流和负载短路保护功能、负载开路保护功能、较小的电流检测损耗以及较小的续流导通损耗，适合辅助开关电源、LED驱动、能量收集等应用。

附图说明

图1是现有的主开关管驱动损耗小的BJT型自激式Boost变换器的电路图；

图2是本发明输入自适应的自激式Boost变换器实施例1的电路图；

图3是正常情况下本发明输入自适应的自激式Boost变换器实施例1稳态时电感电流iL临界连续模式下的仿真工作波形图；

图4是本发明输入自适应的自激式Boost变换器实施例2的电路图；

图5是正常情况下本发明输入自适应的自激式Boost变换器实施例2稳态时电感电流iL临界连续模式下的仿真工作波形图；

图6是本发明输入自适应的自激式Boost变换器实施例3的电路图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步的详细说明。

实施例1

如图2所示，一种输入自适应的自激式Boost变换器，包括输入电路、主电路和输出电路，输入电路包含直流电压源Vi和输入电容Ci，输出电路包括输出电容Co和负载R，主电路包括电感L、PNP型BJT管Q1、NPN型BJT管Q3、电阻R4、电阻R6、二极管D1、二极管D2、二极管D4、电容C3、电容C4和电容C6。主电路还包括输入自适应控制单元和续流子电路：输入自适应控制单元包括NPN型BJT管Q2、电阻R2、电阻R3、电阻R5和电容C2；续流子电路包括PNP型BJT管Q4、NPN型BJT管Q5、电阻R7、电阻R9、电阻R8、电容C5和电容C7。

输入电容Ci与直流电压源Vi并联，输出电容Co两端电压为直流输出电压Vo，负载R与所述输出电容Co并联，直流电压源Vi的正端与电感L的一端、PNP型BJT管Q1的发射极、电阻R2的一端、NPN型BJT管Q5的发射极相连，电感L的另一端与NPN型BJT管Q3的集电极、二极管D1的阳极、电阻R7的一端以及PNP型BJT管Q4的发射极相连，PNP型BJT管Q1的基极与电阻R4的一端相连，电阻R4的另一端与二极管D2的阴极以及电阻R6的一端相连，二极管D2的阳极与二极管D1的阴极相连，PNP型BJT管Q1的集电极与NPN型BJT管Q3的基极、NPN型BJT管Q2的集电极相连，NPN型BJT管Q3的发射极与电阻R5的一端、电阻R3的一端相连，NPN型BJT管Q2的基极与电阻R2的另一端、电阻R3的另一端相连，PNP型BJT管Q4的基极与电阻R9的一端相连，电阻R9的另一端与NPN型BJT管Q5的集电极相连，NPN型BJT管Q5的基极与电阻R7的另一端相连，PNP型BJT管Q4的集电极与直流输出电压Vo的正端相连，直流输出电压Vo的负端与电阻R6的另一端、电阻R5的另一端、NPN型BJT管Q2的发射极以及直流电压源Vi的负端相连，电容C2并联在电阻R3的两端，二极管D4的阳极与PNP型BJT管Q1的基极相连，二极管D4的阴极与直流电压源Vi的正端相连，电容C3的一端与二极管D1的阴极相连，电容C3的另一端与NPN型BJT管Q2的发射极相连，电容C4的一端与二极管D2的阴极相连，电容C4的另一端与二极管D1的阳极相连，电容C6的一端与NPN型BJT管Q3的基极相连，电容C6的另一端与NPN型BJT管Q3的集电极相连，电阻R8的两端分别连接NPN型BJT管Q5的基极和发射极，电容C5并联在电阻R7的两端，电容C7并联在电阻R9的两端。

正常情况下的稳态时电感电流iL临界连续模式下的仿真工作波形图如图3所示。

一个稳态工作周期(t11至t13)内，实施例1处于电感电流iL临界连续模式下的工作状态大致可分成2个阶段——t11至t12阶段和t12至t13阶段。

当处于t11至t12阶段时，PNP型BJT管Q1、NPN型BJT管Q3饱和导通，NPN型BJT管Q2线性放大导通，二极管D1、二极管D2、二极管D4、PNP型BJT管Q4、NPN型BJT管Q5截止，Vi、L、NPN型BJT管Q3、R5构成回路，L充电，电感L的电流iL和NPN型BJT管Q3的集电极电流ic3均从0开始增加，NPN型BJT管Q3的集电极电压vc3也随之从0开始增加，NPN型BJT管Q2的基极电压vb2等于或大于NPN型BJT管Q2的基极-发射极导通压降VBE2，同时NPN型BJT管Q3的基极电流ib3逐渐减小。

当处于t12至t13阶段时，二极管D1、二极管D2、二极管D4导通，PNP型BJT管Q4、NPN型BJT管Q5饱和导通，PNP型BJT管Q1、NPN型BJT管Q3截止，NPN型BJT管Q2的基极-发射极导通情况视Vi而定，Vi、L、PNP型BJT管Q4、Co和R构成一个回路，L放电，电感电流iL和PNP型BJT管Q4的集电极电流ic4均减小直至0，NPN型BJT管Q3的集电极电压vc3约等于Vo，同时NPN型BJT管Q3的基极电流ib3为0。

负载短路故障情况下的工作原理和正常情况下的工作原理相似，其不同之处主要在于：负载短路故障情况下，当处于t12至t13阶段时，PNP型BJT管Q4线性放大导通。

无论是正常情况还是负载短路故障情况，本发明都具有限流功能。若不考虑电容C2的影响，电感L的电流最大值iLm或NPN型BJT管Q3的集电极电流最大值ic3m都满足式(1)。

在t12时刻电感电流iL达到最大值iLm，NPN型BJT管Q3的集电极电流ic3达到最大值ic3m，因电容C2的影响可以忽略，可得t12时刻的表达式如下:

\{\begin{matrix} ic 3 m \approx iLm \approx β 3 ib 3 \\ ic 1 \approx β 1 ib 1 \approx β 1 \frac{Vi - VEB 1}{R 4 + R 6} \\ ic 2 \approx β 2 ib 2 \approx β 2 (\frac{Vi - VBE 2}{R 2} - \frac{VBE 2 - ic 3 mR 5}{R 3 + R 5}) \\ ib 3 \approx ic 1 - ic 2 \end{matrix} - - - (1)

其中，ic3m为NPN型BJT管Q3的集电极电流最大值，ib3为NPN型BJT管Q3的基极电流，β3为NPN型BJT管Q3的直流增益，ic1为PNP型BJT管Q1的集电极电流，ib1为PNP型BJT管Q1的基极电流，β1为PNP型BJT管Q1的直流增益，ic2为NPN型BJT管Q2的集电极电流，ib2为NPN型BJT管Q2的基极电流，β2为NPN型BJT管Q2的直流增益，VEB1为PNP型BJT管Q1的发射极-基极导通压降，VBE2是NPN型BJT管Q2的基极-发射极导通压降。

简化上述的式(1)，可得：

\begin{matrix} iLm \approx ic 3 m \approx \frac{β 3 (R 3 + R 5) [β 1 R 2 - β 2 (R 4 + R 6)]}{(R 4 + R 6) R 2 (R 3 + R 5 + β 3 β 2 R 5)} Vi \\ + [\frac{β 3 β 2 (R 2 + R 3 + R 5)}{R 2 (R 3 + R 5 + β 3 β 2 R 5)} VBE 2 - \frac{β 3 β 1 (R 3 + R 5)}{(R 4 + R 6) (R 3 + R 5 + β 3 β 2 R 5)} VEB 1] \end{matrix} - - - (2)

其中，β1是PNP型BJT管Q1的直流增益，β2是NPN型BJT管Q2的直流增益，β3是NPN型BJT管Q3的直流增益，VEB1是PNP型BJT管Q1的发射极-基极导通压降，VBE2是NPN型BJT管Q2的基极-发射极导通压降。

当β1R2-β2(R4+R6)<0时，实施例1具有输入自适应的负特性，电感L的电流最大值iLm或NPN型BJT管Q3的集电极电流最大值ic3m与直流电压源Vi成负线性关系；

当β1R2-β2(R4+R6)>0时，实施例1具有输入自适应的正特性，电感L的电流最大值iLm或NPN型BJT管Q3的集电极电流最大值ic3m与直流电压源Vi成正线性关系；

当β1R2-β2(R4+R6)＝0时，实施例1具有输入自适应的零特性，电感L的电流最大值iLm或NPN型BJT管Q3的集电极电流最大值ic3m与直流电压源Vi无关。

实施例2

如图4所示，实施例2在实施例1的基础上还包括由电阻R1和电容C1组成的消隐时间控制支路，所述电阻R1的一端与PNP型BJT管Q4的发射极相连，电阻R1的另一端与电容C1的一端相连，电容C1的另一端与NPN型BJT管Q2的基极相连。所述消隐时间控制支路对所述输入自适应控制单元具有修正作用，能达到拓宽电路工作范围的效果。

正常情况下实施例2稳态时电感电流iL临界连续模式下的仿真工作波形图如图5所示。此时的工作原理如下：

一个稳态工作周期(t21至t24)内，实施例2处于电感电流iL临界连续模式下的工作状态大致可分成3个阶段——t21至t22阶段、t22至t23阶段、t23至t24阶段。

当处于t21至t22阶段时，PNP型BJT管Q1、NPN型BJT管Q3饱和导通，二极管D1、二极管D2、二极管D4、NPN型BJT管Q2、PNP型BJT管Q4、NPN型BJT管Q5截止，Vi、L、NPN型BJT管Q3、R5构成一个回路，L充电，电感电流iL和NPN型BJT管Q3的集电极电流ic3均从0开始增加，NPN型BJT管Q3的集电极电压vc3也随之从0开始增加，同时NPN型BJT管Q3的基极电流ib3逐渐减小。消隐时间控制支路起作用，Vi通过R2对C1充电，造成NPN型BJT管Q2的基极电压vb2虽逐渐增加但仍小于NPN型BJT管Q2的基极-发射极导通压降VBE2。

当处于t22至t23阶段时，PNP型BJT管Q1、NPN型BJT管Q3饱和导通，NPN型BJT管Q2线性放大导通，二极管D1、二极管D2、二极管D4、PNP型BJT管Q4、NPN型BJT管Q5截止，Vi、L、NPN型BJT管Q3、R5构成一个回路，L继续充电，电感电流iL和NPN型BJT管Q3的集电极电流ic3均继续增加，NPN型BJT管Q3的集电极电压vc3也随之继续增加，同时NPN型BJT管Q3的基极电流ib3继续逐渐减小。此时，因NPN型BJT管Q2的基极电压vb2等于或大于NPN型BJT管Q2的基极-发射极导通压降VBE2，消隐时间控制支路不再起作用。

当处于t23至t24阶段时，二极管D1、二极管D2、二极管D4导通，PNP型BJT管Q4、NPN型BJT管Q5饱和导通，NPN型BJT管Q2仅基极-发射极导通，PNP型BJT管Q1、NPN型BJT管Q3截止，Vi、L、PNP型BJT管Q4、Co和R构成一个回路，L放电，电感电流iL和PNP型BJT管Q4的集电极电流ic4均减小直至0，NPN型BJT管Q3的集电极电压vc3约等于Vo，L通过R1对C1充电，NPN型BJT管Q2的基极电压vb2约等于NPN型BJT管Q2的基极-发射极导通压降VBE2，同时NPN型BJT管Q3的基极电流ib3为0。

负载短路故障情况下实施例2的工作原理与正常情况下实施例2的工作原理相似，其不同之处主要在于：负载短路故障情况下，当实施例2处于t23至t24阶段时，PNP型BJT管Q4线性放大导通。

因为消隐时间控制支路对输入自适应控制单元有修正作用，所以实施例2的电感L的电流最大值iLm或NPN型BJT管Q3的集电极电流最大值ic3m都满足式(3)。

\begin{matrix} iLm \approx ic 3 m > \frac{β 3 (R 3 + R 5) [β 1 R 2 - β 2 (R 4 + R 6)]}{(R 4 + R 6) R 2 (R 3 + R 5 + β 3 β 2 R 5)} Vi \\ + [\frac{β 3 β 2 (R 2 + R 3 + R 5)}{R 2 (R 3 + R 5 + β 3 β 2 R 5)} VBE 2 - \frac{β 3 β 1 (R 3 + R 5)}{(R 4 + R 6) (R 3 + R 5 + β 3 β 2 R 5)} VEB 1] \end{matrix} - - - (3)

和实施例1不同的是，实施例2的输入自适应特性还与消隐时间控制支路中R1和C1的值有关。

实施例3

如图6所示，实施例3在实施例2的基础上还包括由稳压管Z和二极管D3组成的开路保护控制支路，所述稳压管Z的阴极与PNP型BJT管Q4的集电极相连，稳压管Z的阳极与二极管D3的阳极相连，二极管D3的阴极与NPN型BJT管Q2的基极相连。

正常情况和负载短路情况下，因开路保护控制支路不起作用，所以实施例3的工作原理与实施例2的工作原理相同。负载开路故障下，开路保护控制支路起作用，Z反向导通，二极管D3正向导通，引起NPN型BJT管Q2导通程度的加深，NPN型BJT管Q3导通时间的缩短，最终限制直流输出电压Vo。

以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种输入自适应的自激式Boost变换器，包括输入电路、主电路和输出电路，输入电路包括直流电压源Vi和输入电容Ci，输出电路包括输出电容Co和负载R，主电路包括电感L、PNP型BJT管Q1、NPN型BJT管Q3、电阻R4、电阻R6、二极管D1、二极管D2，其特征在于：主电路还包括输入自适应控制单元和续流子电路，所述的输入自适应控制单元包括NPN型BJT管Q2、电阻R2、电阻R3和电阻R5，所述的续流子电路包括PNP型BJT管Q4、NPN型BJT管Q5、电阻R7和电阻R9，所述输入电容Ci与直流电压源Vi并联，所述输出电容Co两端电压为直流输出电压Vo，负载R与所述输出电容Co并联，直流电压源Vi的正端与电感L的一端、PNP型BJT管Q1的发射极、电阻R2的一端、NPN型BJT管Q5的发射极相连，电感L的另一端与NPN型BJT管Q3的集电极、二极管D1的阳极、电阻R7的一端以及PNP型BJT管Q4的发射极相连，PNP型BJT管Q1的基极与电阻R4的一端相连，电阻R4的另一端与二极管D2的阴极以及电阻R6的一端相连，二极管D2的阳极与二极管D1的阴极相连，PNP型BJT管Q1的集电极与NPN型BJT管Q3的基极、NPN型BJT管Q2的集电极相连，NPN型BJT管Q3的发射极与电阻R5的一端、电阻R3的一端相连，NPN型BJT管Q2的基极与电阻R2的另一端、电阻R3的另一端相连，PNP型BJT管Q4的基极与电阻R9的一端相连，电阻R9的另一端与NPN型BJT管Q5的集电极相连，NPN型BJT管Q5的基极与电阻R7的另一端相连，PNP型BJT管Q4的集电极与直流输出电压Vo的正端相连，直流输出电压Vo的负端与电阻R6的另一端、电阻R5的另一端、NPN型BJT管Q2的发射极以及直流电压源Vi的负端相连。

2.根据权利要求1所述的输入自适应的自激式Boost变换器，其特征在于：所述电阻R2的阻值、电阻R4的阻值、电阻R6的阻值、PNP型BJT管Q1的直流增益β1以及NPN型BJT管Q2的直流增益β2满足下列条件时，电感L的电流最大值iLm或NPN型BJT管Q3的集电极电流最大值ic3m根据直流电压源Vi的大小进行自适应调节：

当β1R2-β2(R4+R6)＜0时，所述输入自适应的自激式Boost变换器具有输入自适应的负特性，电感L的电流最大值iLm或NPN型BJT管Q3的集电极电流最大值ic3m与直流电压源Vi成负线性关系；

当β1R2-β2(R4+R6)＞0时，所述输入自适应的自激式Boost变换器具有输入自适应的正特性，电感L的电流最大值iLm或NPN型BJT管Q3的集电极电流最大值ic3m与直流电压源Vi成正线性关系；

当β1R2-β2(R4+R6)＝0时，所述输入自适应的自激式Boost变换器具有输入自适应的零特性，电感L的电流最大值iLm或NPN型BJT管Q3的集电极电流最大值ic3m与直流电压源Vi无关。

3.根据权利要求1所述的输入自适应的自激式Boost变换器，其特征在于：所述的输入自适应控制单元还包括电容C2，电容C2并联在电阻R3的两端。

4.根据权利要求1所述的输入自适应的自激式Boost变换器，其特征在于：所述的主电路还包括二极管D4、电容C3、电容C4和电容C6，二极管D4的阳极与PNP型BJT管Q1的基极相连，二极管D4的阴极与直流电压源Vi的正端相连，电容C3的一端与二极管D1的阴极相连，电容C3的另一端与NPN型BJT管Q2的发射极相连，电容C4的一端与二极管D2的阴极相连，电容C4的另一端与二极管D1的阳极相连，电容C6的一端与NPN型BJT管Q3的基极相连，电容C6的另一端与NPN型BJT管Q3的集电极相连。

5.根据权利要求1所述的输入自适应的自激式Boost变换器，其特征在于：所述的续流子电路还包括电阻R8、电容C5和电容C7，电阻R8的两端分别连接NPN型BJT管Q5的基极和发射极，电容C5并联在电阻R7的两端，电容C7并联在电阻R9的两端。

6.根据权利要求1至5任意一项所述的输入自适应的自激式Boost变换器，其特征在于：还包括消隐时间控制支路，所述的消隐时间控制支路包括电阻R1和电容C1，电阻R1的一端与PNP型BJT管Q4的发射极相连，电阻R1的另一端与电容C1的一端相连，电容C1的另一端与NPN型BJT管Q2的基极相连。

7.根据权利要求1至5任意一项所述的输入自适应的自激式Boost变换器，其特征在于：还包括开路保护控制支路，所述的开路保护控制支路包括稳压管Z和二极管D3，稳压管Z的阴极与PNP型BJT管Q4的集电极相连，稳压管Z的阳极与二极管D3的阳极相连，二极管D3的阴极与NPN型BJT管Q2的基极相连。