CN104038058B

CN104038058B - 输入自适应自激式Buck-boost变换器

Info

Publication number: CN104038058B
Application number: CN201410254151.XA
Authority: CN
Inventors: 陈怡�; 章旌红
Original assignee: ZHEJIANG HRV ELECTRIC Co Ltd
Current assignee: ZHEJIANG HRV ELECTRIC Co Ltd
Priority date: 2014-06-10
Filing date: 2014-06-10
Publication date: 2016-08-17
Anticipated expiration: 2034-06-10
Also published as: CN104038058A

Abstract

本发明涉及一种输入自适应自激式Buck‑boost变换器，包括主回路和用于自适应限流保护的输入自适应控制电路，所述主回路包括输入电容Ci、电感L、PNP型BJT管Q2、输出电容Co、用于驱动PNP型BJT管Q2的驱动电路和用于降低续流导通损耗的续流子电路，所述驱动电路包括NPN型BJT管Q3、电阻R2、电阻R4、电阻R5和二极管D1，所述输入自适应控制电路包括NPN型BJT管Q1、二极管D2、电阻R1、电阻R3和电阻R6；本发明通过输入自适应控制电路控制电感L的电流或PNP型BJT管Q2的集电极电流，具有输入自适应特征的限流功能，并且，通过输入自适应控制电路还实现了较小的电流检测损耗；续流子电路降低了Buck‑boost变换器的续流导通损耗，非常适合辅助开关电源、LED驱动、能量收集等方面的应用。

Description

输入自适应自激式Buck-boost变换器

技术领域

本发明涉及自激式直流-直流变换器技术领域，尤其涉及一种输入自适应自激式Buck-boost变换器。

背景技术

中国专利ZL申请201210153796.5公开了一种“主开关管驱动损耗小的BJT型自激式Buck-boost变换器”，如图1所示，它包括由输入电容Ci、PNP型BJT管Q1、二极管D、电感L和电容Co组成的主回路以及由电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻R4、电容C1、NPN型BJT管Q2和PNP型BJT管Q3组成的主开关管Q1的驱动单元，还包括由电阻R5、电阻R6、电阻R7、电容C2、二极管D1和NPN型BJT管Q4组成的电流反馈支路。该种Buck-boost变换器具有反极性的升降压电压变换功能，电路结构简单、元器件数目少，不需要耦合电感参与电路的自激工作，又弥补了电压变换功能单一的不足。但是，上述Buck-boost变换器的电流反馈支路采用电阻R7直接检测负载电流，不但损耗较大，而且对主回路中重要器件Q1的工作电流无限制保护能力；同时，主回路采用二极管D用于续流，续流导通损耗较大，从而变换器的总损耗高。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是针对现有自激式Buck-boost变换器在电流检测损耗、重要器件限流保护能力、续流导通损耗等方面的不足，提供了一种具有输入自适应的限流保护能力、电流检测损耗较小和续流导通损耗较小的输入自适应自激式Buck-boost变换器。

为解决上述问题，本发明的技术方案是：

一种输入自适应自激式Buck-boost变换器，所述Buck-boost变换器包括主回路和用于自适应限流保护的输入自适应控制电路，所述主回路包括输入电容Ci、电感L、PNP型BJT管Q2、输出电容Co、用于驱动PNP型BJT管Q2的驱动电路和用于降低续流导通损耗的续流子电路，所述驱动电路包括NPN型BJT管Q3、电阻R2、电阻R4、电阻R5和二极管D1，所述输入自适应控制电路包括NPN型BJT管Q1、二极管D2、电阻R1、电阻R3和电阻R6；

所述输入电容Ci并联在直流电压源Vi的两端，输出电容Co两端电压为直流输出电压Vo，直流电压源Vi的正端与PNP型BJT管Q2的发射极、电阻R1的一端以及电阻R2的一端相连，PNP型BJT管Q2的集电极与电感L的一端以及电阻R4的一端相连，直流输出电压Vo的正端与电感L的另一端、电阻R6的一端以及电阻R3的一端相连，电阻R6的另一端与电阻R5的一端、NPN型BJT管Q1的发射极以及直流电压源Vi的负端相连，NPN型BJT管Q1的基极与电阻R1的另一端以及电阻R3的另一端相连，NPN型BJT管Q1的集电极与二极管D2的阴极相连，二极管D2的阳极与二极管D1的阳极以及电阻R2的另一端以及NPN型BJT管Q3的基极相连，NPN型BJT管Q3的发射极与电阻R5的另一端相连，NPN型BJT管Q3的集电极与PNP型BJT管Q2的基极相连，二极管D1的阴极与电阻R4的另一端相连，续流子电路连接在PNP型BJT管Q2的集电极与直流输出电压Vo的负端之间。

优选地，所述电阻R1的阻值、电阻R2的阻值以及NPN型BJT管Q1的直流增益β1满足下列条件时，电感L的电流最大值iLm或PNP型BJT管Q2的集电极电流最大值ic2m根据直流电压源Vi的大小进行自适应调节；当(R1-β1R2)<0时，所述Buck-boost变换器具有输入自适应的负特性，电感L的电流最大值iLm或PNP型BJT管Q2的集电极电流最大值ic2m与直流电压源Vi成负线性关系；当(R1-β1R2)>0时，所述Buck-boost变换器具有输入自适应的正特性，电感L的电流最大值iLm或PNP型BJT管Q2的集电极电流最大值ic2m与直流电压源Vi成正线性关系；当(R1-β1R2)＝0时，所述Buck-boost变换器具有输入自适应的零特性，电感L的电流最大值iLm或PNP型BJT管Q2的集电极电流最大值ic2m与直流电压源Vi无关。

优选地，所述续流子电路包括PNP型BJT管Q5、NPN型BJT管Q4、电阻R7和电阻R9，PNP型BJT管Q2的集电极与NPN型BJT管Q4的发射极以及电阻R7的一端相连，NPN型BJT管Q4的集电极与直流输出电压Vo的负端相连，直流输出电压Vo的正端与PNP型BJT管Q5的发射极相连，NPN型BJT管Q4的基极与电阻R9的一端相连，电阻R9的另一端与PNP型BJT管Q5的集电极相连，PNP型BJT管Q5的基极与电阻R7的另一端相连。

优选地，所述续流子电路还包括电阻R8、电阻R10、电容C2和电容C3，电阻R8并联在PNP型BJT管Q5的发射极和基极之间，电阻R10并联在NPN型BJT管Q4的集电极和基极之间，电容C2并联在电阻R7的两端，电容C3并联在电阻R9的两端。

优选地，所述输入自适应控制电路还包括电容C1，电容C1并联在电阻R3的两端。

优选地，所述驱动电路还包括电容C4，电容C4的一端与PNP型BJT管Q2的集电极相连，电容C4的另一端与二极管D2的阳极相连。

优选地，所述驱动电路还包括二极管D3，二极管D3的阴极与NPN型BJT管Q3的基极相连，二极管D3的阳极与直流电压源Vi的负端相连。

优选地，所述驱动电路还包括稳压管Z，稳压管Z的阴极与NPN型BJT管Q3的基极相连，稳压管Z的阳极与直流电压源Vi的负端相连。

相比较于现有技术，本发明的输入自适应自激式Buck-boost变换器通过输入自适应控制电路控制电感L的电流或PNP型BJT管Q2的集电极电流，具有输入自适应特征的限流功能，并且，通过输入自适应控制电路还实现了较小的电流检测损耗；续流子电路降低了Buck-boost变换器的续流导通损耗，非常适合辅助开关电源、LED驱动、能量收集等方面的应用。

附图说明

图1是现有技术中Buck-boost变换器的电路图。

图2是本发明输入自适应自激式Buck-boost变换器的电路图。

图3是本发明输入自适应自激式Buck-boost变换器实施例1的电路图。

图4是本发明输入自适应自激式Buck-boost变换器实施例1稳态时电感电流iL临界连续模式下的仿真工作波形图。

图5是本发明输入自适应自激式Buck-boost变换器实施例2的电路图。

图6是本发明输入自适应自激式Buck-boost变换器实施例2稳态时电感电流iL临界连续模式下的仿真工作波形图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例进一步详细说明本发明，但本发明的保护范围并不限于此。

参照图2，本发明的输入自适应自激式Buck-boost变换器包括主回路和用于自适应限流保护的输入自适应控制电路，所述主回路包括输入电容Ci、电感L、PNP型BJT管Q2、输出电容Co、用于驱动PNP型BJT管Q2的驱动电路和用于降低续流导通损耗的续流子电路，所述驱动电路包括NPN型BJT管Q3、电阻R2、电阻R4、电阻R5和二极管D1，所述输入自适应控制电路包括NPN型BJT管Q1、二极管D2、电阻R1、电阻R3和电阻R6。

所述输入电容Ci并联在直流电压源Vi的两端，输出电容Co两端电压为直流输出电压Vo，负载R与所述输出电容Co并联，直流电压源Vi的正端与PNP型BJT管Q2的发射极、电阻R1的一端以及电阻R2的一端相连，PNP型BJT管Q2的集电极与电感L的一端以及电阻R4的一端相连，直流输出电压Vo的正端与电感L的另一端、电阻R6的一端以及电阻R3的一端相连，电阻R6的另一端与电阻R5的一端、NPN型BJT管Q1的发射极以及直流电压源Vi的负端相连，NPN型BJT管Q1的基极与电阻R1的另一端以及电阻R3的另一端相连，NPN型BJT管Q1的集电极与二极管D2的阴极相连，二极管D2的阳极与二极管D1的阳极以及电阻R2的另一端以及NPN型BJT管Q3的基极相连，NPN型BJT管Q3的发射极与电阻R5的另一端相连，NPN型BJT管Q3的集电极与PNP型BJT管Q2的基极相连，二极管D1的阴极与电阻R4的另一端相连，续流子电路连接在PNP型BJT管Q2的集电极与直流输出电压Vo的负端之间。

本发明具有限流功能，在Buck-boost变换器处于稳态时电感电流iL临界连续模式下，电感L的电流最大值iLm或PNP型BJT管Q2的集电极电流最大值ic2m都满足下式：

\{\begin{matrix} ic 2 m \approx iLm \approx β 2 ib 2 \approx β 2 ic 3 \approx β 2 β 3 ib 3 \\ ib 3 (R 2 + β 3 R 5) \approx Vi - VBE 3 - ic 1 R 2 \\ ic 1 \approx β 1 (\frac{Vi - VBE 1}{R 1} - \frac{VBE 1 - ic 2 mR 6}{R 3 + R 6}) \end{matrix}

其中，ic2m为PNP型BJT管Q2的集电极电流最大值，ib2为PNP型BJT管Q2的基极电流，β2为PNP型BJT管Q2的直流增益，ic1为NPN型BJT管Q1的集电极电流，β1为NPN型BJT管Q1的直流增益，ic3为NPN型BJT管Q3的集电极电流，ib3为NPN型BJT管Q3的基极电流，β3为PNP型BJT管Q2的直流增益，VBE1为NPN型BJT管Q1的基极-发射极导通压降，VBE3为NPN型BJT管Q3的基极-发射极导通压降。

简化上述表达式，可得如下式(1)：

\begin{matrix} iLm \approx ic 2 m \approx \frac{β 2 β 3 (R 3 + R 6) (R 1 - β 1 R 2)}{R 1 R 2 (R 3 + R 6) + β 3 R 5 R 1 (R 3 + R 6) + β 1 β 2 β 3 R 1 R 2 R 6} Vi \\ + \frac{β 1 β 2 β 3 R 2 (R 1 + R 3 + R 6)}{R 1 R 2 (R 3 + R 6) + β 3 R 5 R 1 (R 3 + R 6) + β 1 β 2 β 3 R 1 R 2 R 6} VBE 1 \\ - \frac{β 2 β 3 R 1 (R 3 + R 6)}{R 1 R 2 (R 3 + R 6) + β 3 R 5 R 1 (R 3 + R 6) + β 1 β 2 β 3 R 1 R 2 R 6} VBE 3 \end{matrix} - - - (1) .

其中，β1是NPN型BJT管Q1的直流增益，β2是PNP型BJT管Q2的直流增益，β3是NPN型BJT管Q3的直流增益，VBE1是NPN型BJT管Q1的基极-发射极导通压降，VBE3是NPN型BJT管Q3的基极-发射极导通压降。

电阻R1的阻值、电阻R2的阻值以及NPN型BJT管Q1的直流增益β1满足下列条件时，电感L的电流最大值iLm或PNP型BJT管Q2的集电极电流最大值ic2m根据直流电压源Vi的大小进行自适应调节。

当(R1-β1R2)<0时，所述Buck-boost变换器具有输入自适应的负特性，电感L的电流最大值iLm或PNP型BJT管Q2的集电极电流最大值ic2m与直流电压源Vi成负线性关系；

当(R1-β1R2)>0时，所述Buck-boost变换器具有输入自适应的正特性，电感L的电流最大值iLm或PNP型BJT管Q2的集电极电流最大值ic2m与直流电压源Vi成正线性关系；

当(R1-β1R2)＝0时，所述Buck-boost变换器具有输入自适应的零特性，电感L的电流最大值iLm或PNP型BJT管Q2的集电极电流最大值ic2m与直流电压源Vi无关。

实施例1：

参照图3，实施例1包括主回路和用于自适应限流保护的输入自适应控制电路，所述主回路包括输入电容Ci、电感L、PNP型BJT管Q2、输出电容Co、用于驱动PNP型BJT管Q2的驱动电路和用于降低续流导通损耗的续流子电路。所述驱动电路包括NPN型BJT管Q3、电阻R2、电阻R4、电阻R5、二极管D1、电容C4和二极管D3，所述输入自适应控制电路包括NPN型BJT管Q1、二极管D2、电阻R1、电阻R3、电容C1和电阻R6，所述续流子电路包括PNP型BJT管Q5、NPN型BJT管Q4、电阻R7、电阻R9、电阻R8、电阻R10、电容C2和电容C3。二极管D3、电容C4的作用是改善NPN型BJT管Q3的开关速度，电容C3的作用是改善NPN型BJT管Q4的开关速度，电容C2的作用是改善PNP型BJT管Q5的开关速度，电容C1的作用是改善输入自适应控制电路的动态性能，电阻R10的作用是防止NPN型BJT管Q4反向导通，电阻R8的作用是优化PNP型BJT管Q5的开关时间点。

所述输入电容Ci与直流电压源Vi并联，输出电容Co两端电压为直流输出电压Vo，负载R与所述输出电容Co并联，直流电压源Vi的正端与PNP型BJT管Q2的发射极、电阻R1的一端以及电阻R2的一端相连，PNP型BJT管Q2的集电极与电感L的一端、NPN型BJT管Q4的发射极、电阻R4的一端、电容C4的一端、电阻R7的一端以及电容C2的一端相连，NPN型BJT管Q4的集电极与直流输出电压Vo的负端以及电阻R10的一端相连，直流输出电压Vo的正端与PNP型BJT管Q5的发射极、电阻R8的一端、电感L的另一端、电阻R6的一端、电阻R3的一端以及电容C1的一端相连，电阻R6的另一端与电阻R5的一端、二极管D3的阳极、NPN型BJT管Q1的发射极以及直流电压源Vi的负端相连，NPN型BJT管Q4的基极与电阻R10的另一端、电阻R9的一端以及电容C3的一端相连，电阻R9的另一端与电容C3的另一端以及PNP型BJT管Q5的集电极相连，PNP型BJT管Q5的基极与电阻R8的另一端、电阻R7的另一端以及电容C2的另一端相连，NPN型BJT管Q1的基极与电阻R1的另一端、电阻R3的另一端以及电容C1的另一端相连，NPN型BJT管Q1的集电极与二极管D2的阴极相连，二极管D2的阳极与二极管D1的阳极、二极管D3的阴极、电阻R2的另一端、电容C4的另一端以及NPN型BJT管Q3的基极相连，NPN型BJT管Q3的发射极与电阻R5的另一端相连，NPN型BJT管Q3的集电极与PNP型BJT管Q2的基极相连，二极管D1的阴极与电阻R4的另一端相连。

本发明的技术构思为：输入自适应的自激式Buck-Boost变换器采用由NPN型BJT管Q1、二极管D2、电阻R1、电阻R3、电容C1、电阻R6组成的输入自适应控制单元，可获得具有输入自适应特征的限流功能和较小的电流检测损耗；采用由PNP型BJT管Q5、NPN型BJT管Q4、电阻R7、电阻R8、电阻R9、电阻R10、电容C2、电容C3组成的续流子电路，可获得较小的续流导通损耗。

参照图4，实施例1的工作原理如下：

一个稳态工作周期(t11至t13)内，实施例1处于电感电流iL临界连续模式下的工作状态大致可分成2个阶段：t11至t12阶段和t12至t13阶段。下面为阐述方便，省略本实施例中各元器件的中文名称，仅以符号表示。

当实施例1处于t11至t12阶段时，Q2、Q3饱和导通，Q1线性放大导通，D2导通，D1、D3、Q4、Q5截止，Vi、Q2、L、R6构成一个回路，L充电，L的电流iL和Q2的集电极电流ic2均从0开始增加，Q2的集电极电压vc2也随之从Vi开始减小，同时Q2的基极电流ib2逐渐减小。

当实施例1处于t12至t13阶段时，D1、D3导通，Q4、Q5饱和导通，Q2、Q3、D2截止，Q1的基极-发射极导通情况视Vi而定，Q4、L、Co和R构成一个回路，L放电，电感电流iL和Q4的集电极电流ic4均减小直至0，Q2的集电极电压vc2约等于-Vo，Q3的基极电压vb3约等于0，同时Q2的基极电流ib2为0。

实施例1具有限流功能，若不考虑电容C1的影响，L的电流最大值iLm或Q2的集电极电流最大值ic2m都满足式(1)，即：当(R1-β1R2)<0时，实施例1具有输入自适应的负特性，L的电流最大值iLm或Q2的集电极电流最大值ic2m与直流电压源Vi成负线性关系。当(R1-β1R2)>0时，实施例1具有输入自适应的正特性，L的电流最大值iLm或Q2的集电极电流最大值ic2m与直流电压源Vi成正线性关系。当(R1-β1R2)＝0时，实施例1具有输入自适应的零特性，L的电流最大值iLm或Q2的集电极电流最大值ic2m与直流电压源Vi无关。

实施例2：

参照图5，实施例2在实施例1的基础上，省略二极管D3，添加稳压管Z，稳压管Z的阴极与NPN型BJT管Q3的基极相连，稳压管Z的阳极与直流电压源Vi的负端相连，稳压管Z具有拓宽电路工作范围的作用。

参照图6，实施例2的电路工作原理与实施例1相似，也具有输入自适应的限流功能。一个稳态工作周期(t21至t23)内，实施例2处于电感电流iL临界连续模式下的工作状态大致可分成2个阶段：t21至t22阶段和t22至t23阶段。不同之处主要在于：当实施例2处于t21至t22阶段时，Q3的基极电压vb3等于稳压管Z的反向导通压降VZ。

上述说明中，凡未加特别说明的，均采用现有技术中的常规技术手段。

Claims

1.一种输入自适应自激式Buck‐boost变换器，其特征在于，所述Buck‐boost变换器包括主回路和用于自适应限流保护的输入自适应控制电路，所述主回路包括输入电容Ci、电感L、PNP型BJT管Q2、输出电容Co、用于驱动PNP型BJT管Q2的驱动电路和用于降低续流导通损耗的续流子电路，所述驱动电路包括NPN型BJT管Q3、电阻R2、电阻R4、电阻R5和二极管D1，所述输入自适应控制电路包括NPN型BJT管Q1、二极管D2、电阻R1、电阻R3和电阻R6；

所述输入电容Ci并联在直流电压源Vi的两端，输出电容Co两端电压为直流输出电压Vo，直流电压源Vi的正端与PNP型BJT管Q2的发射极、电阻R1的一端以及电阻R2的一端相连，PNP型BJT管Q2的集电极与电感L的一端以及电阻R4的一端相连，直流输出电压Vo的正端与电感L的另一端、电阻R6的一端以及电阻R3的一端相连，电阻R6的另一端与电阻R5的一端、NPN型BJT管Q1的发射极以及直流电压源Vi的负端相连，NPN型BJT管Q1的基极与电阻R1的另一端以及电阻R3的另一端相连，NPN型BJT管Q1的集电极与二极管D2的阴极相连，二极管D2的阳极与二极管D1的阳极以及电阻R2的另一端以及NPN型BJT管Q3的基极相连，NPN型BJT管Q3的发射极与电阻R5的另一端相连，NPN型BJT管Q3的集电极与PNP型BJT管Q2的基极相连，二极管D1的阴极与电阻R4的另一端相连，续流子电路连接在PNP型BJT管Q2的集电极与直流输出电压Vo的负端之间；

所述续流子电路包括PNP型BJT管Q5、NPN型BJT管Q4、电阻R7和电阻R9，PNP型BJT管Q2的集电极与NPN型BJT管Q4的发射极以及电阻R7的一端相连，NPN型BJT管Q4的集电极与直流输出电压Vo的负端相连，直流输出电压Vo的正端与PNP型BJT管Q5的发射极相连，NPN型BJT管Q4的基极与电阻R9的一端相连，电阻R9的另一端与PNP型BJT管Q5的集电极相连，PNP型BJT管Q5的基极与电阻R7的另一端相连；所述续流子电路还包括电阻R8、电阻R10、电容C2和电容C3，电阻R8并联在PNP型BJT管Q5的发射极和基极之间，电阻R10并联在NPN型BJT管Q4的集电极和基极之间，电容C2并联在电阻R7的两端，电容C3并联在电阻R9的两端。

2.根据权利要求1所述的输入自适应自激式Buck‐boost变换器，其特征在于，所述电阻R1的阻值、电阻R2的阻值以及NPN型BJT管Q1的直流增益β1满足下列条件时，电感L的电流最大值iLm或PNP型BJT管Q2的集电极电流最大值ic2m根据直流电压源Vi的大小进行自适应调节；当(R1-β1R2)＜0时，所述Buck‐boost变换器具有输入自适应的负特性，电感L的电流最大值iLm或PNP型BJT管Q2的集电极电流最大值ic2m与直流电压源Vi成负线性关系；当(R1-β1R2)＞0时，所述Buck‐boost变换器具有输入自适应的正特性，电感L的电流最大值iLm或PNP型BJT管Q2的集电极电流最大值ic2m与直流电压源Vi成正线性关系；当(R1-β1R2)＝0时，所述Buck‐boost变换器具有输入自适应的零特性，电感L的电流最大值iLm或PNP型BJT管Q2的集电极电流最大值ic2m与直流电压源Vi无关。

3.根据权利要求1所述的输入自适应自激式Buck‐boost变换器，其特征在于，所述输入自适应控制电路还包括电容C1，电容C1并联在电阻R3的两端。

4.根据权利要求1所述的输入自适应自激式Buck‐boost变换器，其特征在于，所述驱动电路还包括电容C4，电容C4的一端与PNP型BJT管Q2的集电极相连，电容C4的另一端与二极管D2的阳极相连。

5.根据权利要求1‐4中任意一项所述的输入自适应自激式Buck‐boost变换器，其特征在于，所述驱动电路还包括二极管D3，二极管D3的阴极与NPN型BJT管Q3的基极相连，二极管D3的阳极与直流电压源Vi的负端相连。

6.根据权利要求1‐4中任意一项所述的输入自适应自激式Buck‐boost变换器，其特征在于，所述驱动电路还包括稳压管Z，稳压管Z的阴极与NPN型BJT管Q3的基极相连，稳压管Z的阳极与直流电压源Vi的负端相连。