CN105164913B - 旋转电机驱动装置 - Google Patents

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Abstract

抑制逆变器的直流侧的电压以及电流的波动等的变动，并使该直流侧的平滑电容器低电容化。本发明涉及对交流的旋转电机进行驱动控制的旋转电机驱动装置。电感控制部根据开关频率，将直流电源的正极与上述平滑电容器的正极之间的直流侧电感Ld在预先规定的基准电感Ls和高于该基准电感Ls的高电感Lh之间切换。

Description

旋转电机驱动装置
技术领域
本发明涉及对交流的旋转电机进行驱动控制的旋转电机驱动装置。
背景技术
近年来，从节能、减轻环境负担等观点来看，具备旋转电机作为驱动力源的混合动力车辆、电动车辆受到关注。在这种车辆中，具备在旋转电机作为驱动力源(马达)发挥作用时供给电力，并且在该旋转电机作为电力源(发电机)发挥作用时积蓄发电的电力的蓄电池等直流电源。在旋转电机作为驱动力源(马达)发挥作用时，从直流电源供给的直流电力通过逆变器被转换为交流电力而驱动旋转电机。在旋转电机作为发电机发挥作用时，由旋转电机发电的交流电力通过逆变器被转换为直流电力而向直流电源再生。
在直流电源与逆变器之间具备对直流电力进行平滑的平滑电容器，抑制波动等直流电力的变动。一般，用于驱动成为混合动力车辆、电动车辆的驱动力源的旋转电机的逆变器的直流侧的电压为200～400[V]左右的高电压。因此，平滑电容器中也考虑由波动所带来的变动量，要求对这样的高电压的高耐压性能。另外，若考虑构成逆变器的开关元件的耐压，则在平滑电容器中，为了抑制波动成分而要求确保充分的静电电容。因此，一般，平滑电容器高价，其体型也变大，也需要较大的设置空间。另外，逆变器和平滑电容器大多作为旋转电机驱动装置一体设置，或相互设置在附近。特别是，对于车载用途的旋转电机驱动装置，从重量、设置空间等观点来看，要求轻型化、小型化，期望逆变器、平滑电容器的轻型化、小型化。
例如，日本特开2009－106046号公报(专利文献1)公开了一种也包括冷却机构并实现省空间化的旋转电机驱动装置(电力转换装置)。在该旋转电机驱动装置中，由开关元件构成的功率模块被配置在具有散热部的壳体的内侧的平面上。而且，与功率模块电连接的平滑电容器在比配置有功率模块的平面低一阶的平面上与功率模块邻接地配置(第7～8段，图1等)。要求高耐压、大电容的平滑电容器有其体型变大的趋势。在专利文献1中，通过与平滑电容器的高度对应地配置散热部和功率模块，由此抑制旋转电机驱动装置的整体的高度，并实现省空间化。
这样，通过研究逆变器的电路部(功率模块)、冷却机构、平滑电容器等的布局，能够实现某种程度的省空间。然而，没有达到实现使被耐压、静电电容所限制的平滑电容器的体型更小型化、装置整体的轻型化、小型化。若减少平滑电容器的电容，则能够实现小型化，但不能充分抑制上述那样的波动成分，直流电源、开关元件的劣化的抑制效果有可能降低。
另外，一般，直流电源具有电阻成分(R成分)、感应成分(L成分)。因此，与平滑电容器的电容成分(C成分)一起构成RLC电路。因此，逆变器的直流侧的电压即系统电压除以逆变器的直流侧的电流即系统电流所得的直流侧电压增益、在直流电源中流动的电流即电源电流除以系统电流所得的直流侧电流增益的频率特性具有共振点。各增益的值随着开关频率从零变高而增加，在共振频率时为最大值(共振点)，以该共振点为拐点，随着开关频率变高而减少。系统电压、电源电流的波动随着伴随着逆变器的开关元件的开关的电压、电流的变动而产生。具体而言，系统电压、电源电流的波动与开关元件的开关频率对应而产生。例如，已知产生具有开关频率的2倍的频率成分的波动。另外，由于也存在根据旋转电机的转速而产生的高次谐波成分(特别是，6次高次谐波成分以及其整数倍的高次谐波成分)，所以需要考虑双方的波动。而且，其波动的大小(振幅)根据作为一个指标的直流侧电压增益、作为一个指标的直流侧电流增益的值而变大。因此，为了将系统电压、电源电流的波动抑制得较小，优选使直流侧电压增益、直流侧电流增益的值不过大。特别是，若为了使平滑电容器小型化而减小电容则共振峰值尖锐地出现，所以优选抑制开关频率接近共振频率，并将各增益的值抑制得较小。
专利文献1:日本特开2009－106046号公报
发明内容
鉴于上述背景，期望一种能够抑制逆变器的直流侧的电压以及电流的波动等变动，并使该直流侧的平滑电容器低电容化的技术。
鉴于上述课题的本发明所涉及的、对交流的旋转电机进行驱动控制的旋转电机驱动装置的特征构成为如下的点：
具备：逆变器，其电夹设在直流电源与上述旋转电机之间，在直流与交流之间转换电力；平滑电容器，其电夹设在上述直流电源与上述逆变器之间，并连接在上述逆变器的直流侧的正极与负极之间；逆变器控制部，其按照规定的开关频率对上述逆变器的开关元件进行开关控制；以及电感控制部，其根据上述开关频率使上述直流电源的正极与上述平滑电容器的正极之间的直流侧电感在预先规定的基准电感和高于该基准电感的高电感之间切换。
逆变器的直流侧的电压亦即系统电压除以逆变器的直流侧的电流亦即系统电流所得的直流侧电压增益、在直流电源中流动的电流亦即电源电流除以系统电流所得的直流侧电流增益的值随着频率从零变高而增加，在共振频率时为最大值(共振点)，以该共振点为拐点，随着频率变高而减少。另外，这些直流侧电压增益、直流侧电流增益的频率特性是与直流侧电感的大小对应的。而且，赋予各个的增益的最大值的频率(共振频率)随着直流侧电感变大而向低频率侧位移。因此，各增益的基准电感以及与高电感的各个对应的共振频率被分为不同的频率区域。因此，例如在开关频率上升的情况下，通过在经过与高电感对应的共振点后而到达与基准电感对应的共振点前，从基准电感切换为高电感，能够避开双方的共振点。反之，在开关频率降低的情况下，通过在经过与基准电感对应的共振点后而到达与高电感对应的共振点前，从高电感切换为基准电感，能够避开双方的共振点。
根据本特征构成，在开关频率变化时，根据该开关频率，在基准电感与高电感之间切换直流侧电感。由此，能够根据开关频率在与基准电感对应的和与高电感对应的之间切换直流侧电压增益、直流侧电流增益的频率特性。因此，能够适当地切换直流侧电感，来抑制开关频率接近与各电感对应的2个共振频率的双方，并能够将各增益的值抑制得较小。因此，能够抑制根据开关频率的2倍的频率成分以及旋转电机的转速所产生的高次谐波成分整体变大，并能够抑制系统电压、电源电流的波动变大。因此，能够抑制逆变器的直流侧的电压以及电流的波动等变动，并使平滑电容器低电容化。
此处，可以在上述逆变器的直流侧的电压亦即系统电压除以上述逆变器的直流侧的电流亦即系统电流所得的直流侧电压增益的频率特性中，将与上述基准电感对应的上述直流侧电压增益的值和与上述高电感对应的上述直流侧电压增益的值相同的频率作为第一频率，在上述直流电源中流动的电流亦即电源电流除以上述系统电流所得的直流侧电流增益的频率特性中，将与上述基准电感对应的上述直流侧电流增益的值和与上述高电感对应的上述直流侧电流增益的值相同的频率作为第二频率，上述电感控制部以在上述开关频率低于被设定为上述第一频率与上述第二频率之间的频率区域内的切换点的频率的状态下作为上述基准电感，在上述开关频率高于上述切换点的频率的状态下作为上述高电感的方式切换上述直流侧电感。
根据该构成，在开关频率变化时，在被设定为第一频率与第二频率之间的频率区域的切换点，使直流侧电感在基准电感和高电感之间切换。由此，能够在切换点的频率的前后，在与基准电感对应的和与高电感对应的之间切换直流侧电压增益、直流侧电流增益的频率特性。此时，与各增益的基准电感以及高电感的各个对应的共振频率被分为比切换点的频率和高的频率区域和低的频率区域。因此，在开关频率变化时，能够根据该开关频率来适当地切换直流侧电感，并能够抑制开关频率接近与各电感对应的2个共振频率的双方。结果能够将各增益的值抑制得较小。因此，能够抑制根据开关频率的2倍的频率成分以及旋转电机的转速而产生的高次谐波成分整体变大，并能够抑制系统电压、电源电流的波动变大。因此，能够抑制逆变器的直流侧的电压以及电流的波动等变动，并且能够实现平滑电容器的低电容化。
在直流侧电压增益以及直流侧电流增益的各个的频率特性中，与各电感对应的2个共振频率分为设定切换点的频率区域的两侧而存在。此处，由于能够设定切换点的频率区域的宽度根据第一频率与第二频率的差来规定，所以两者间的差越大，越容易有效地使切换点的频率与2个共振频率远离。另外，两者间的差越大，切换点的设定的自由度也越高。而且，如果适当地设定第一频率、第二频率以及切换点的频率，则能够有效地抑制系统电压以及电源电流的至少一方的波动，所以优选。另外，由于基于与基准电感以及高电感对应的各增益来决定第一频率、第二频率，所以适当地设定能够切换的2个直流侧电感的各个的大小也重要。作为一个方式，可以以上述系统电压的波动幅度落入预先规定的允许幅度的范围内的方式设定上述基准电感、上述高电感、以及上述切换点的频率。另外，作为一个方式，可以以上述电源电流的波动幅度落入预先规定的允许幅度的范围内的方式设定上述基准电感、上述高电感、以及上述切换点的频率。
优选在第一频率与第二频率之间的频率区域内设定切换点时，考虑与该切换点的频率对应的系统电压以及电源电流的波动幅度的、相对于各个的允许幅度的充裕度。此时，如果考虑基于直流侧电压增益的频率特性来决定第一频率，则优选该第一频率下的电源电流的波动幅度相对于该允许幅度具有某种程度富余而落入。反之，如果考虑基于直流侧电流增益的频率特性来决定第二频率，则优选该第二频率下的系统电压的波动幅度相对于其允许幅度具有某种程度富余而落入。优选即使在电源电流、系统电压的波动幅度落入各个的允许幅度内的情况下，在与富余量更大的一方对应的频率侧设定切换点。
作为一个方式，可以是上述开关频率为上述第一频率的情况下的上述电源电流的波动幅度相对于针对该电源电流预先规定的允许幅度的富余量大于上述开关频率为上述第二频率的情况下的上述系统电压的波动幅度相对于针对该系统电压预先规定的允许幅度的富余量时，上述切换点的频率被设定为比上述第一频率与上述第二频率的中央值靠上述第一频率侧，上述开关频率为上述第一频率的情况下的上述电源电流的波动幅度相对于允许幅度的富余量小于上述开关频率为上述第二频率的情况下的上述系统电压的波动幅度相对于允许幅度的富余量时，上述切换点的频率被设定为比上述中央值靠上述第二频率侧。
附图说明
图1是示意性地表示旋转电机驱动装置的系统构成的一个例子的框图。
图2是表示直流电源部的控制模型的框图。
图3是仅考虑电阻成分的增益(Vdc/Idc)的频率特性。
图4是考虑电阻以及感应成分的增益(Vdc/Idc)的频率特性。
图5是仅考虑电阻成分的增益(Ib/Idc)的频率特性。
图6是考虑电阻以及感应成分的增益(Ib/Idc)的频率特性。
图7是表示因感应成分的不同所造成的增益(Vdc/Idc)的频率特性的不同的波形图。
图8是表示因感应成分的不同而造成的增益(Ib/Idc)的频率特性的不同的波形图。
图9是在频率特性上表示决定切换点的频率的条件的图。
图10是在频率特性上表示决定切换点的频率的条件的图。
图11是表示伴随着直流侧电感的切换的增益(Vdc/Idc)的频率特性的变化的图。
图12是表示伴随着直流侧电感的切换的增益(Ib/Idc)的频率特性的变化的图。
图13是表示直流侧电感的切换部的其它方式的部分框图。
图14是表示直流侧电感的切换部的其它方式的部分框图。
图15是表示直流侧电感的切换部的其它方式的部分框图。
图16是表示直流侧电感的切换部的其它方式的部分框图。
图17是表示与旋转电机的转速对应的开关频率的对应图的图。
图18是表示与旋转电机的转速对应的开关频率的对应图的图。
具体实施方式
以下，以控制成为混合动力车辆、电动车辆等驱动力源的旋转电机MG的旋转电机驱动装置为例，基于附图，对本发明的实施方式进行说明。图1的框图示意性地示出旋转电机驱动装置100的构成。作为车辆的驱动力源的旋转电机MG是通过多相的交流(此处，3相交流)进行动作的旋转电机，无论作为电动机还是作为发电机都能够发挥作用。
在不能够如铁路那样从架线接受电力的供给的如汽车这样的车辆中，搭载镍氢电池或锂离子电池等二次电池(蓄电池)、电双层电容器等直流电源，作为用于驱动旋转电机的电力源。在本实施方式中，例如具备电源电压200～400[V]的蓄电池11(高压直流电源)，作为用于向旋转电机MG供给电力的大电压大电容的直流电源。在蓄电池11中流动的直流电流在以下的说明中适当地称为“蓄电池电流(电源电流)”。由于旋转电机MG是交流的旋转电机，所以在蓄电池11与旋转电机MG之间具备在直流与交流之间进行电力转换的逆变器10。逆变器10的直流侧的正极电源线P(高压直流正极线)与负极电源线N(高压直流负极线)之间的直流电压在以下的说明中适当地称为“系统电压Vdc”。蓄电池11能够经由逆变器10向旋转电机MG供给电力，并且能够对旋转电机MG发电所得的电力进行蓄电。在逆变器10与蓄电池11之间具备对直流电压(系统电压Vdc)进行平滑化的平滑电容器40(直流链路电容器)。平滑电容器40使根据旋转电机MG的消耗电力的变动而变动的直流电压稳定化。
蓄电池11由多个蓄电池单元构成，在蓄电池11存在包括内部电阻(电阻成分)、内部电感(感应成分)的内部阻抗。在本实施方式中，将它们称为蓄电池电阻Rb、蓄电池电感Lb。另外，蓄电池11和逆变器10例如使用被称为母线的金属布线部件等来连接，这种母线也存在包括导体电阻(电阻成分)、导体电感(感应成分)的导体阻抗。换句话说，在将蓄电池11、平滑电容器40、和逆变器10连接起来的布线中存在包括布线电阻、布线电感的布线阻抗。在本实施方式中，将它们称为布线电阻Rw、布线电感Lw。
在蓄电池11的正极与平滑电容器40的正极之间具备能够切换电感(感应成分)的大小的电感切换部50。在本实施方式中，电感切换部50具有夹设在将蓄电池11的正极和平滑电容器40的正极连接起来的布线上的开关(机械式开关)51、和与该开关51并联连接的附加线圈52。在附加线圈52中存在包括电感(感应成分)的阻抗。在本实施方式中，将此称为附加电感La。开关51基于后述的来自控制装置8的控制信号来被接通断开控制，在断开的状态下使蓄电池11与平滑电容器40之间电夹设附加线圈52。另一方面，开关51在接通的状态下，不使附加线圈52夹设而使蓄电池11和平滑电容器40电连接。在本实施方式中，控制装置8和电感切换部50配合而作为本发明中的“电感控制部”发挥作用。
从逆变器10观察蓄电池11侧时的、包括母线等布线部件的直流电源部的内部电阻(电源内部电阻Rps)为蓄电池电阻Rb与布线电阻Rw的和。另外，直流电源部的内部电感(电源内部电感Lps)在开关51为接通的状态下是蓄电池电感Lb与布线电感Lw的和，在开关51为断开的状态下在它们附加附加电感La。但是，多数情况下，蓄电池电阻Rb远大于布线电阻Rw，蓄电池电感Lb、附加电感La远大于布线电感Lw。因此，在以下的说明中，使用蓄电池电阻Rb作为电源内部电阻Rps，使用蓄电池电感Lb(根据开关51的状态来附加附加电感La)作为电源内部电感Lps。
另外，电源内部电阻Rps是比逆变器10靠蓄电池11侧的电阻，也能够称为“直流侧电阻”。另外，电源内部电感Lps是比逆变器10靠蓄电池11侧的电感，也能够称为“直流侧电感Ld”。另外，在本实施方式中，将开关51为接通的状态下的直流侧电感Ld(蓄电池电感Lb)称为“基准电感Ls”，将开关51为断开的状态下的直流侧电感Ld(蓄电池电感Lb与附加电感La的合计)称为“高电感Lh”。当然，高电感Lh大于基准电感Ls。另外，图2的框图是表示作为直流电源部的蓄电池11的端子间电压(蓄电池电压Vb)与系统电压Vdc的关系的控制模型。
逆变器10将具有系统电压Vdc的直流电力转换为多相(n为自然数，n相此处为3相)的交流电力，并供给给旋转电机MG，并且将旋转电机MG发电的交流电力转换为直流电力，并供给给直流电源。逆变器10构成为具有多个开关元件。开关元件可以应用IGBT(insulatedgate bipolar transistor：绝缘栅双极型晶体管)、功率MOSFET(metal oxidesemiconductor field effect transistor：金属氧化物半导体场效应管)等功率半导体元件。另外，也可以代替这些Si(硅)器件，而将SiC－MOSFET、SiC－SIT(static inductiontransistor：静电感应晶体管)等SiC(碳化硅)器件、GaN－MOSET(Gallium Nitride：氮化镓)等可进行高频下的动作的复合化合物功率器件应用于开关元件。如图1所示，在本实施方式中，作为一个例子作为，开关元件使用IGBT3。
在直流与多相的交流(此处为3相交流)之间进行电力转换的逆变器10如众所周知那样由具有与多相(此处为3相)的各相对应的数量的臂的桥接电路构成。换句话说，如图1所示，在逆变器10的直流正极侧(直流电源的正极侧的正极电源线P)与直流负极侧(直流电源的负极侧的负极电源线N)之间串联连接2个IGBT3来构成一个臂10A。此处，将与正极电源线P连接的IGBT3称为上段侧IGBT(上段侧开关元件或者高端侧开关)，将与负极电源线N连接的IGBT3称为下段侧IGBT(负极侧开关元件或者低端侧开关)。
在多相的交流为3相交流的情况下，该串联电路(一个臂10A)并联连接3线路(3相：10U、10V、10W)。换句话说，构成与旋转电机MG的U相、V相、W相对应的定子线圈的各个与一组串联电路(臂10A)对应的桥接电路。各相的上段侧IGBT的集电极端子与正极电源线P连接，发射极端子与各相的下段侧IGBT的集电极端子连接。另外，各相的下段侧IGBT的发射极端子与负极电源线N连接。成对的各相的IGBT3构成的串联电路(臂10A)的中间点，换句话说，上段侧IGBT与下段侧IGBT的连接点分别同旋转电机MG的定子线圈连接。另外，IGBT3分别以并联方式连接续流二极管39(再生二极管)。续流二极管39以阴极端子与IGBT3的集电极端子连接而阳极端子与IGBT3的发射极端子连接的方式与各IGBT3并联连接。
如图1所示，逆变器10由控制装置8控制。控制装置8构成为具有以微型计算机等逻辑电路为核心部件而构建的ECU(electronic control unit)。在本实施方式中，ECU基于作为来自未图示的车辆ECU等其它控制装置等的要求信号而提供给控制装置8的旋转电机MG的目标转矩TM，来进行使用了向量控制法的电流反馈控制，经由逆变器10来控制旋转电机MG。控制装置8的ECU构成为为了电流反馈控制而具有各种功能部，各功能部提供微型计算机等的硬件和软件(程序)的配合来实现。另外，在本例子中，假定逆变器10和电感切换部50由共同的控制装置8控制的例子，当然，它们也可以由不同的控制装置控制。
在旋转电机MG的各相的定子线圈中流动的实际电流由电流传感器12检测出，控制装置8获取其检测结果。另外，旋转电机MG的转子的各时刻的磁极位置由旋转传感器13检测出，控制装置8获取其检测结果。旋转传感器13例如由分析器等构成。此处，磁极位置表示电角上的转子的旋转角度。控制装置8的ECU使用电流传感器12以及旋转传感器13的检测结果来对旋转电机MG进行反馈控制。
在车辆上，除了作为高压直流电源的蓄电池11之外，还搭载比蓄电池11低电压的电源即低压蓄电池(低压直流电源)(未图示)。低压蓄电池的电源电压例如为12～24[V]，对控制装置8(ECU)、音频系统、灯装置、室内照明、计量仪类的灯饰、动力车窗等电气安装件、控制这些的控制装置供给电力。控制装置8构成为具备调节器电路等，通过从低压蓄电池供给的电力来生成适合使微型计算机等进行动作的电源。
构成逆变器10的各IGBT3的控制端子即栅极端子经由驱动电路7与控制装置8(ECU)连接，分别独立地被进行开关控制。用于驱动旋转电机MG的高压系统电路、和以微型计算机等为核心的ECU等的低压系统电路的动作电压(电路的电源电压)较大地不同。因此，由低压系统电路的控制装置8(ECU)生成的IGBT3的控制信号(开关控制信号)作为高压电路系统的栅极驱动信号经由驱动电路7被供给给各IGBT3。驱动电路7大多构成为具有光电耦合器、变压器等绝缘元件。
如上述，控制装置8以微型计算机等逻辑电路为核心而构成。在本实施方式中，控制装置8以执行旋转电机驱动程序的微型计算机为核心而构成。该微型计算机构成为具有CPU内核、程序存储器、参数存储器、工作存储器、计时器、端口等。CPU内核是微型计算机的核心，命令寄存器、命令解码器、成为各种运算的执行主体的ALU(arithmetic logic unit：算术逻辑单元)、标志寄存器、通用寄存器、中断控制器等。在本实施方式中，例示由一个半导体芯片构成微型计算机的方式，当然也可以采用组合多个部件来构成微型计算机单元的方式。
程序存储器是储存旋转电机驱动程序的非易失性的存储器。参数存储器是储存程序执行时所参照的各种参数的非易失性的存储器。参数存储器也可以不与程序存储器区分而构建。程序存储器、参数存储器例如可以由闪存等构成。工作储存器是临时存储程序执行中的临时数据的存储器。工作存储器由易失性也没有问题，能够高速进行数据的读写的DRAM(dynamic RAM：动态随机存取存储器)、SRAM(static RAM：静态随机存取存储器)构成。
计时器以微型计算机的时钟周期为最小分辨率来计测时间。例如，计时器监测程序的执行周期。另外，计时器对驱动逆变器10的IGBT3的开关控制信号的有效时间进行计测，并生成该开关控制信号。另外，计时器对执行一次电流反馈控制的周期(基本控制周期)、开关控制信号的输出周期(开关周期Tc)等根据程序、参数预先规定的控制周期进行管理。端口是经由微型计算机的端子输出逆变器10的IGBT3的开关控制信号等，或接受输入至微型计算机的来自旋转传感器13的旋转检测信号、来自电流传感器12的电流检测信号的端子控制部。
然而，如图2所示，作为直流电源部的蓄电池11的控制模型的传递函数中包括直流侧电感Ld和平滑电容器40的静电电容(直流链路电容Cd)，作为取决于频率的阻抗成分。因此，系统电压Vdc成为频率的函数。图3以及图4示出根据系统电压Vdc和在逆变器10中流动的系统电流Idc规定的增益(直流侧电压增益)的频率特性。以系统电流Idc为基准的系统电压Vdc的增益(直流侧电压增益)在不考虑直流侧电感Ld的情况下，利用下述式(1)规定，示出图3所示的频率特性。另外，直流侧电压增益在考虑直流侧电感Ld的情况下，利用下述式(2)规定，示出图4所示的频率特性。
[式1]
[式2]
从式(1)、式(2)、以及图3、图4可知，平滑电容器40的静电电容(直流链路电容Cd)越大，直流侧电压增益越小。换言之，为了实现平滑电容器40的小型化，若使平滑电容器40低电容化，则直流侧电压增益变大，抑制系统电压Vdc的波动的效果减少。并且，从图3和图4的比较可知，在考虑直流电源部的阻抗即直流侧电感Ld的情况下，产生直流侧电感Ld和直流链路电容Cd的共振，也需要考虑该共振。换句话说，在不考虑直流侧电感Ld的情况下，若单纯地使平滑电容器40低电容化则仅直流侧电压增益变大。与此相对，在考虑直流侧电感Ld的情况下，因共振而出现直流侧电压增益非常大的频率(共振频率)。如图4所例示，在直流链路电容Cd为C1[μF]的情况下的共振点(Q2)的增益的值与直流链路电容Cd为其10倍的C2(＝10·C1)[μF]的情况下的共振点(Q1)的增益的值相比非常大。
另外，以系统电流Idc为基准的蓄电池电流Ib的增益(蓄电池电流增益)也成为频率的函数。图5以及图6示出根据蓄电池电流Ib和在逆变器10中流动的系统电流Idc规定的增益(蓄电池电流增益)的频率特性。蓄电池电流增益在不考虑直流侧电感Ld的情况下，利用下述式(3)规定，示出图5所示的频率特性。另外，蓄电池电流增益在考虑直流侧电感Ld的情况下，利用下述式(4)规定，示出图6所示的频率特性。蓄电池电流Ib相当于本发明的在直流电源中流动的电源电流，蓄电池电流增益相当本发明的直流侧电流增益。
[式3]
[式4]
从式(3)、式(4)、以及图5、图6可知，平滑电容器40的静电电容(直流链路电容Cd)越大，蓄电池电流增益越小。换言之，为了实现平滑电容器40的小型化，若使平滑电容器40低电容化，则增益变大，抑制蓄电池电流Ib上产生的波动的效果减少。并且，从图5和图6的比较可知，在考虑直流电源部的阻抗即直流侧电感Ld的情况下，产生直流侧电感Ld和直流链路电容Cd的共振，也需要考虑该共振。换句话说，在不考虑直流侧电感Ld的情况下，若单纯地使平滑电容器40低电容化则仅蓄电池电流增益变大。与此相对，在考虑直流侧电感Ld的情况下，因共振而出现蓄电池电流增益非常大的频率(共振频率)。如图6所例示，在直流链路电容Cd为C1[μF]的情况下的共振点(Q2)的增益的值与直流链路电容Cd为10倍的C2[μF]的情况下的共振点(Q1)的增益的值相比非常大。
另外，蓄电池11的电阻成分(R成分)、感应成分(L成分)以及平滑电容器的电容成分(C成分)内取决于频率的阻抗成分是L成分和C成分。因此，直流侧电压增益、蓄电池电流增益的值随着频率从零变高而增加，在共振频率时为最大值(共振点)，以该共振点为拐点，随着频率变高而减少。例如在开关频率为100[Hz]以上的解析中，也可以仅基于蓄电池11的电阻成分(R成分)和感应成分(L成分)来计算共振频率。
图7示出蓄电池电阻Rb以及直流链路电容Cd为一定的状态下，使直流侧电感Ld不同来求出直流侧电压增益的模拟结果。在本实施方式中，示出直流侧电感Ld为L1[μH]、L1的2倍的L2(＝2·L1)[μH]、L2的约3.3倍的L3(≈3.3·L2)[μH]、L3的2.5倍的L4(＝2.5·L3)[μH]时的直流侧电压增益。如能够从图7理解那样，可知各个直流侧电压增益的共振频率随着直流侧电感Ld变大而向低频率侧位移。另外，如本实施方式那样使用低电容的平滑电容器40的情况下，在与该电容的关系下，各个直流侧电压增益的共振峰值随着直流侧电感Ld变大而更尖锐地出现。
图8示出蓄电池电阻Rb以及直流链路电容Cd为一定的状态下，使直流侧电感Ld不同来求出蓄电池电流增益的模拟结果。在本实施方式中，与图7同样地示出直流侧电感Ld为L1[μH]、L2[μH]、L3[μH]、L4[μH]的蓄电池电流增益。如从图8理解那样，可知各个蓄电池电流增益的共振频率随着直流侧电感Ld变大而向低频率侧位移。另外，在如本实施方式那样使用低电容的平滑电容器40的情况下，在与其电容的关系下，各个蓄电池电流增益的共振峰值随着直流侧电感Ld变大而更尖锐地出现。
系统电压Vdc、蓄电池电流Ib的波动随着伴随着逆变器10的IGBT3的开关的电流、电压的变动而产生。换句话说，系统电压Vdc、蓄电池电流Ib的波动与IGBT3的开关频率fc(开关周期Tc的倒数)对应地产生。例如，已知产生具有开关频率fc的2倍的频率成分的波动。另外，也存在根据旋转电机MG的转速而产生的高次谐波成分(特别是，6次高次谐波成分和其整数倍的高次谐波成分)。
在本实施方式中，IGBT3的开关频率fc根据旋转电机MG的转速而设定为不同的值。作为一个方式，能够采用开关频率fc与旋转电机MG的转速成比例地设定的构成。例如，将旋转电机MG的转速设为“N”，能够基于下述式(5)来设定开关频率fc。
[式5]
另外，如果根据旋转电机MG的转速而将开关频率fc设定为不同的值，当然也能够采用其它方式。作为一个方式，可以根据旋转电机MG的转速来设定多个动作区域，并将开关频率fc设定为按照每个动作区域而不同的值(参照图17)。即，开关频率fc也可以被设定为随着旋转电机MG的转速上升而阶梯性地变高(fc1＜fc2＜…)。另外，在这种情况下，在多个动作区域的设定时，也可以考虑旋转电机MG的转速以及转矩双方(参照图18)。
在开关频率fc与直流链路电容Cd和直流侧电感Ld的共振频率接近的情况下，由于各增益的值较大，所以波动变大。另外，共振频率根据旋转电机驱动装置100的硬件构成来决定。因此，为了将系统电压Vdc、蓄电池电流Ib的波动抑制得较小，优选使直流侧电压增益、蓄电池电流增益的值不过大。特别是，若为了使平滑电容器40小型化而减小电容则共振峰值尖锐地出现，所以优选抑制与旋转电机MG的转速对应的开关频率fc接近共振频率，将各增益的值抑制得较小。以下，对用于将各增益抑制得较小的构成进行说明。
如上述，在蓄电池11的正极与平滑电容器40的正极之间具备电感切换部50，控制装置8对电感切换部50的开关51进行接通断开控制。而且，在开关51的接通状态下直流侧电感Ld为基准电感Ls(蓄电池电感Lb)，在断开状态下为高电感Lh(蓄电池电感Lb+附加电感La)。若在基准电感Ls与高电感Lh之间阶梯性地切换直流侧电感Ld，则直流侧电压增益、蓄电池电流增益的频率特性根据其大小而变化(参照图9以及图10)。在本例子中，高电感Lh被设定为基准电感Ls的约7倍(Lh≈7·Ls)，各增益的频率特性根据直流侧电感Ld的切换而较大地变化。
另一方面，在本实施方式中，由于与旋转电机MG的转速成比例地设定IGBT3的开关频率fc，所以也可以说直流侧电压增益、蓄电池电流增益的频率特性表示与旋转电机MG的转速对应的各增益的值。因此，通过根据开关频率fc(换言之，旋转电机MG的转速)，在基准电感Ls和高电感Lh之间切换直流侧电感Ld，能够将各增益的值抑制得较小。此处，通过在开关频率fc达到特定的值(换言之，旋转电机MG的转速达到特定的值)的时刻，切换直流侧电感Ld，将各增益的值抑制得较小。此时，为了分别将系统电压Vdc、蓄电池电流Ib的波动抑制得较小，要求平衡良好地都将作为开关频率fc的函数的直流侧电压增益以及蓄电池电流增益的值抑制得较小。这通过适当地设定规定切换直流侧电感Ld的时机(切换点)的旋转电机MG的转速或者开关频率fc(切换点的频率fs；参照图11等)而能够实现。
如图9以及图10所示，在本实施方式中，在设定直流侧电感Ld的切换点的频率fs时，考虑与2个特定的频率(第一频率f1、第二频率f2)的关系。此处，第一频率f1是在图9所示的直流侧电压增益的频率特性中，与基准电感Ls对应的直流侧电压增益的值同与高电感Lh对应的直流侧电压增益的值相同的频率(除了零)。即，第一频率f1是在与基准电感Ls对应的共振频率frp1和与高电感Lh对应的共振频率frp2之间的频率区域中，与2个电感Ls、Lh对应的直流侧电压增益的值相等的频率。另外，第二频率f2是在图10所示的蓄电池电流增益的频率特性中，与基准电感Ls对应的蓄电池电流增益的值和与高电感Lh对应的蓄电池电流增益的值相同的频率(除了零)。即，第二频率f2是在与基准电感Ls对应的共振频率frp1和与高电感Lh对应的共振频率frp2之间的频率区域中，与2个电感Ls、Lh对应的蓄电池电流增益的值相等的频率。
从图9以及图10可知，第一频率f1与第二频率f2之间的频率区域同2个共振频率frp1、frp2分开存在。由此，可知在第一频率f1与第二频率f2之间的频率区域中，与共振频率frp1、frp2相比，直流侧电压增益、蓄电池电流增益的值被抑制得较小。因此，优选设定为切换点的与旋转电机MG的转速对应的开关频率fc(即，切换点的频率fs)被设定在第一频率f1与第二频率f2之间的频率区域内。
但是，由于第一频率f1仅基于直流侧电压增益的频率特性来决定，所以如图10所示，该第一频率f1下的蓄电池电流增益有时比较大。若蓄电池电流增益变大，则蓄电池电流Ib的波动幅度有可能不落入其允许幅度内。反之，由于第二频率f2仅基于蓄电池电流增益的频率特性来决定，所以如图9所示，该第二频率f2下的直流侧电压增益有时比较大。若直流侧电压增益变大，则系统电压Vdc的波动幅度有可能不落入其允许幅度。另外，蓄电池电流Ib的波动幅度是将根据开关频率fc而产生的基本波动、和根据旋转电机MG的转速而产生的高次谐波成分(特别是，6次高次谐波成分和其整数倍的高次谐波成分(6f、12f、18f、…))加在一起考虑的波动幅度。关于系统电压Vdc的波动幅度也相同。因此，作为一个方式，可以以系统电压Vdc的波动幅度以及蓄电池电流Ib的波动幅度落入针对各个的允许幅度的范围内的方式设定切换点的频率fs。
优选这样的切换点的频率fs考虑系统电压Vdc、蓄电池电流Ib的波动幅度的、相对于各个的允许幅度的富余量(余量)来决定。作为一个方式，优选切换点的频率fs被设定为与开关频率fc为第一频率f1的情况下的蓄电池电流Ib的波动幅度、和开关频率fc为第二频率f2的情况下的系统电压Vdc的波动幅度内的、各个相对于允许幅度的富余量相对大的一方对应的频率侧。具体而言，开关频率fc为第一频率f1的情况下的蓄电池电流Ib的波动幅度相对于允许幅度的富余量大于开关频率fc为第二频率f2的情况下的系统电压Vdc的波动幅度相对于允许幅度的富余量时，优选切换点的频率fs被设定为比第一频率f1与第二频率f2的中央值fm靠第一频率f1侧。另一方面，开关频率fc为第一频率f1的情况下的蓄电池电流Ib的波动幅度相对于允许幅度的富余量小于开关频率fc为第二频率f2的情况下的系统电压Vdc的波动幅度相对于允许幅度的富余量时，优选切换点的频率fs被设定为比上述的中央值fm靠第二频率f2侧。
图11以及图12示出第一频率f1下的蓄电池电流Ib的波动幅度所涉及的富余量小于第二频率f2下的系统电压Vdc的波动幅度所涉及的富余量的情况下的例子。在本例子中，在中央值fm与第二频率f2之间的频率区域内设定切换点的频率fs。
另外，图11以及图12表示伴随着与开关频率fc对应的(即，与旋转电机MG的转速对应的)直流侧电感Ld的切换的直流侧电压增益以及蓄电池电流增益的变化的样子。在旋转电机MG的转速比较低、开关频率fc低于切换点的频率fs的状态下，通过电感切换部50，直流侧电感Ld被维持为基准电感Ls。因此，在开关频率fc同与高电感Lh对应的共振频率frp2一致的时刻以及其前后，直流侧电感Ld被维持为基准电感Ls，实际支配的直流侧电压增益以及蓄电池电流增益被抑制得较小。
另一方面，在旋转电机MG的转速比较高、开关频率fc为切换点的频率fs以上的状态下，通过电感切换部50，直流侧电感Ld被维持为高电感Lh。因此，在开关频率fc同与基准电感Ls对应的共振频率frp1一致的时刻以及其前后，直流侧电感Ld被维持为高电感Lh，实际支配的直流侧电压增益以及蓄电池电流增益被抑制得较小。
若旋转电机MG的转速从比较低的状态逐渐上升，且开关频率fc达到切换点的频率fs，则直流侧电感Ld从基准电感Ls阶梯性地被切换为高电感Lh。由此，在切换点的频率fs的前后，直流侧电压增益、蓄电池电流增益的频率特性从与基准电感Ls对应的频率瞬时切换为与高电感Lh对应的频率。另外，此时，实际支配的直流侧电压增益阶梯性地上升(参照图11)，但系统电压Vdc的波动幅度落入其允许幅度内(未图示)。实际支配的蓄电池电流增益分阶梯性地下降(参照图12)，蓄电池电流Ib的波动幅度变得更小(未图示)。
这样，在开关频率fc根据旋转电机MG的转速的上升而上升时，在开关频率fc接近与基准电感Ls对应的共振频率frp1前，将直流侧电感Ld切换为高电感Lh。即，在开关频率fc接近共振频率frp1而各增益变得过大前，将直流侧电感Ld从基准电感Ls切换为高电感Lh。该切换后，开关频率fc已经位于比与高电感Lh对应的共振频率frp2高频率侧，所以随着开关频率fc的进一步上升，各增益逐渐降低。
另一方面，若旋转电机MG的转速从比较高的状态逐渐降低，且开关频率fc达到切换点的频率fs，则直流侧电感Ld从高电感Ls阶梯性地切换为基准电感Lh。由此，在切换点的频率fs的前后，直流侧电压增益、蓄电池电流增益的频率特性从与高电感Lh对应的频率瞬时向与基准电感Ls对应的频率切换。另外，此时，实际支配的蓄电池电流增益阶梯性地上升(参照图12)，蓄电池电流Ib的波动幅度落入其允许幅度内(未图示)。实际支配的直流侧电压增益阶梯性地下降(参照图11)，系统电压Vdc的波动幅度变得更小(未图示)。
这样，在开关频率fc根据旋转电机MG的转速的降低而降低时，开关频率fc接近与高电感Lh对应的共振频率frp2前，将直流侧电感Ld切换为基准电感Ls。即，在开关频率fc接近共振频率frp2而各增益变得过大前，将直流侧电感Ld从高电感Lh切换为基准电感Ls。该切换后，开关频率fc已经位于比与基准电感Ls对应的共振频率frp1低频率侧，所以各增益随着开关频率fc的进一步降低而逐渐降低。
如以上说明那样，通过在开关频率fc根据旋转电机MG的转速而变化时，切换直流侧电感Ld，能够抑制开关频率fc接近与各电感Ls、Lh对应的2个共振频率frp1、frp2双方。结果能够在较宽的频率区域中将各增益的值抑制得较小(参照图11以及图12)，并能够抑制系统电压Vdc、蓄电池电流Ib的波动变大。
另外，一般，在抑制根据开关频率fc而产生的波动的目的下，有时在蓄电池11与逆变器10之间设置固定电感器等感应成分(L成分)。然而，这种构成的采用一般限于平滑电容器40的电容某种程度大的情况。在这种情况下，在使平滑电容器40低电容化的情况下，特别是旋转电机MG被高旋转驱动的状况下，有可能直流侧电压增益、蓄电池电流增益变大，基于高次谐波成分(特别是，6次高次谐波成分以及其整数倍的高次谐波成分)的波动变大。与此相对，根据本发明，即使在使用低电容的平滑电容器40的情况下，通过根据旋转电机MG的转速来切换直流侧电感Ld，能够抑制系统电压Vdc、蓄电池电流Ib的波动等变动。即，对于开关频率fc的2倍的频率成分和与旋转电机MG的转速对应的高次谐波成分，即使任意一方变大，也以另一方变小的方式切换直流侧电感Ld，所以能够将整体的波动抑制的较小。结果能够有效抑制系统电压Vdc、蓄电池电流Ib的波动等变动。
本发明能够广泛应用于基于这样的概念所设计出的旋转电机驱动装置。如果是本领域技术人员，则能够容易地理解基于上述的具体实施方式，在不脱离本发明的主旨的范围内，能够适当地改变。因此，在不脱离本发明的主旨的范围内改变的其它的实施方式当然也包含于本发明。
例如，作为直流侧电感Ld可切换的基准电感Ls以及高电感Lh的值可以适当地设定变更。如本实施方式的构成那样，在将直流侧电感Ld的切换点的频率fs设定为第一频率f1与第二频率f2之间的频率区域内的情况下，能够设定切换点的频率区域的宽度根据第一频率f1与第二频率f2的差来规定。因此，随着第一频率f1与第二频率f2之间的差变大而有效地使切换点的频率fs与共振频率frp1、frp2双方远离变得容易，所以优选。另外，随着第一频率f1与第二频率f2之间的差变大，切换点的频率fs的设定的自由度提高，所以优选。另一方面，第一频率f1、第二频率f2基于与基准电感Ls以及高电感Lh对应的各增益来决定，所以适当地设定可切换的2个直流侧电感Ld的大小也重要。通过适当地设定这些，能够有效地将系统电压Vdc的波动幅度以及蓄电池电流Ib的波动幅度抑制得较小。作为一个方式，可以以系统电压Vdc的波动幅度以及蓄电池电流Ib的波动幅度落入各自的允许幅度的范围内的方式设定基准电感Ls以及高电感Lh。另外，在上述的实施方式中，示出高电感Lh被设定为基准电感Ls的约7倍的例子，但可以设定为7倍以上(例如10倍以上等)。另外，也不排除设定为7倍以下(例如3倍以上6倍以下等)。
另外，作为一个方式，切换点的频率fs可以设定为第一频率f1以及第二频率f2中的任意一个。该情况下，可以设定为与开关频率fc为第一频率f1的情况下的蓄电池电流Ib的波动幅度、和开关频率fc为第二频率f2的情况下的系统电压Vdc的波动幅度内的、各个相对于允许幅度的富余量相对大的一方对应的频率。即，开关频率fc为第一频率f1的情况下的蓄电池电流Ib的波动幅度相对于允许幅度的富余量大于开关频率fc为第二频率f2的情况下的系统电压Vdc的波动幅度相对于允许幅度的富余量时，切换点的频率fs可以设定为第一频率f1。另一方面，开关频率fc为第一频率f1的情况下的蓄电池电流Ib的波动幅度相对于允许幅度的富余量小于开关频率fc为第二频率f2的情况下的系统电压Vdc的波动幅度相对于允许幅度的富余量时，切换点的频率fs可以设定为第二频率f2。
另外，在上述实施方式中，以在第一频率f1与第二频率f2之间的频率区域内设定使直流侧电感Ld在基准电感Ls和高电感Lh之间切换的切换点的频率fs的构成为例进行了说明。然而，本发明的实施方式并不限于此，也可以将切换点的频率fs设定为第一频率f1与第二频率f2之间的频率区域外。作为一个方式，可以将切换点的频率fs设定为比直流侧电压增益的频率特性中的与高电感Lh对应的共振频率frp2和蓄电池电流增益的频率特性中的与高电感Lh对应的共振频率frp2中的任意高的一方的频率高、而比第一频率f1和第二频率f2中的任意低的一方的频率低的频率区域内。或者，也可以将切换点的频率fs设定为比直流侧电压增益的频率特性中的与基准电感Ls对应的共振频率frp1和蓄电池电流增益的频率特性中的与基准电感Ls对应的共振频率frp1中的任意低的一方的频率低、而比第一频率f1和第二频率f2中的任意高的一方的频率高的频率区域内。但是，不管在哪种情况下，优选与共振频率frp1、frp2分开设定切换点的频率fs，直流侧电压增益以及蓄电池电流增益的值变小。
另外，在上述实施方式中，以仅设定一个切换点的频率fs，在第一频率f1与第二频率f2之间的频率区域内仅切换一次直流侧电感Ld的构成为例进行了说明。可是，本发明的实施方式并不限于此，也能够设定多个切换点。作为一个方式，例如，也可以设定同上述第一频率f1与第二频率f2之间的切换点(第一切换点)不同的第二切换点。另外，在这种情况下，也可以将该第二切换点的频率设定为比直流侧电压增益的频率特性中的与基准电感Ls对应的共振频率frp1和蓄电池电流增益的频率特性中的与基准电感Ls对应的共振频率frp1中的任意高的一方的频率高的频率，并以在开关频率低于第一切换点fs的状态下作为基准电感Ls，在开关频率高于第一切换点fs且低于第二切换点的状态下作为高电感Lh，在开关频率高于第二切换点的状态下再次作为基准电感Ls的方式切换直流侧电感Ld。在这种情况下，第二切换点的频率可以与共振频率frp1分开设定，直流侧电压增益以及蓄电池电流增益的值变小。
另外，作为一个方式，可以在设定切换点的频率fs时，设置滞后。即，可以将根据旋转电机MG的转速的上升而开关频率fc上升时的切换点的频率设定为比根据旋转电机MG的转速的降低而开关频率fc降低时的切换点的频率靠高频率侧。
另外，作为电感切换部50的具体构成，如果是至少能够在基准电感Ls与高电感Lh之间切换直流侧电感Ld，则能够采用任意的构成。图13～图16表示电感切换部50的其它方式。图13表示作为与附加线圈52并联连接的开关，使用使用了晶闸管等半导体元件的半导体开关53的例子。图14表示使用能够任意切换电感的大小的可变电抗器54的例子。图15表示使用具有与开关电源(未图示)连接的1次线圈、和连接在蓄电池11的正极与平滑电容器40的正极之间的2次线圈的变压器55的例子。在该例子，因通过供给给1次线圈的交流电力而产生的磁场，2次线圈饱和，所以电感的大小发生变化。图16表示具备由与附加线圈52串联连接的半导体元件(MOSFET、IGBT等)构成的开关元件56的例子。在该例子中，因对开关元件56进行接通断开控制而附加线圈52饱和，所以电感的大小发生变化。综合考虑制造成本、需要的设置面积、是否需要辅助电源、以及是否需要冷却机构等来选择这些即可。
另外，作为一个方式，可以使电感切换部50与平滑电容器40的正极之间夹设电阻。通过附加这样的电阻，能够降低共振点的峰值(减小共振点的各增益的值)。而且，可以以这种构成为前提，构成为进行上述那样的直流侧电感Ld的切换。
另外，在上述实施方式中，以使用IGBT3作为开关元件的情况为例进行了说明，但本发明的构成非常适合使用SiC－MOSFET、SiC－SIT等SiC器件作为开关元件的情况。即，这些SiC器件与Si器件相比，开关损失较少，即使高温也能够稳定地进行动作，所以具备即使为比较高的开关频率也能够抑制损失，而稳定地进行动作这种特性。因此，本发明的构成特别适合使用这种SiC器件作为开关元件，并利用较宽的频率区域作为开关频率的情况。
工业上的利用可能性
本发明能够利用于对交流的旋转电机进行驱动控制的旋转电机驱动装置。
符号说明
8：控制装置；10：逆变器；11：蓄电池(直流电源)；40：平滑电容器；50：电感切换部；100：旋转电机驱动装置；Ib：蓄电池电流(电源电流)；Idc：系统电流；Ld：直流侧电感；Lh：高电感；Ls：基准电感；MG：旋转电机；Vdc：系统电压；f1：第一频率；f2：第二频率；fc：开关频率；fm：中央值；fs：切换点的频率。

Claims (6)

1.一种旋转电机驱动装置，是对交流的旋转电机进行驱动控制的旋转电机驱动装置，具备：
逆变器，其电夹设在直流电源与所述旋转电机之间，在直流与交流之间转换电力；
平滑电容器，其电夹设在所述直流电源与所述逆变器之间，并连接在所述逆变器的直流侧的正极与负极之间；
逆变器控制部，其按照规定的开关频率对所述逆变器的开关元件进行开关控制；以及
电感控制部，其根据所述开关频率使所述直流电源的正极与所述平滑电容器的正极之间的直流侧电感在预先规定的基准电感和高于该基准电感的高电感之间切换。
2.根据权利要求1所述的旋转电机驱动装置，其中，
在所述逆变器的直流侧的电压亦即系统电压除以所述逆变器的直流侧的电流亦即系统电流所得的直流侧电压增益的频率特性中，将与所述基准电感对应的所述直流侧电压增益的值和与所述高电感对应的所述直流侧电压增益的值相同的频率作为第一频率，
在所述直流电源中流动的电流亦即电源电流除以所述系统电流所得的直流侧电流增益的频率特性中，将与所述基准电感对应的所述直流侧电流增益的值和与所述高电感对应的所述直流侧电流增益的值相同的频率作为第二频率，
所述电感控制部以在所述开关频率低于被设定为所述第一频率与所述第二频率之间的频率区域内的切换点的频率的状态下作为所述基准电感，在所述开关频率高于所述切换点的频率的状态下作为所述高电感的方式切换所述直流侧电感。
3.根据权利要求2所述的旋转电机驱动装置，其中，
以所述系统电压的波动幅度落入预先规定的允许幅度的范围内的方式设定所述基准电感、所述高电感、以及所述切换点的频率。
4.根据权利要求2所述的旋转电机驱动装置，其中，
以所述电源电流的波动幅度落入预先规定的允许幅度的范围内的方式设定所述基准电感、所述高电感、以及所述切换点的频率。
5.根据权利要求3所述的旋转电机驱动装置，其中，
以所述电源电流的波动幅度落入预先规定的允许幅度的范围内的方式设定所述基准电感、所述高电感、以及所述切换点的频率。
6.根据权利要求2～5中的任意一项所述的旋转电机驱动装置，其中，
所述开关频率为所述第一频率的情况下的所述电源电流的波动幅度相对于针对该电源电流预先规定的允许幅度的富余量大于所述开关频率为所述第二频率的情况下的所述系统电压的波动幅度相对于针对该系统电压预先规定的允许幅度的富余量时，所述切换点的频率被设定为比所述第一频率与所述第二频率的中央值靠所述第一频率侧，
所述开关频率为所述第一频率的情况下的所述电源电流的波动幅度相对于允许幅度的富余量小于所述开关频率为所述第二频率的情况下的所述系统电压的波动幅度相对于允许幅度的富余量时，所述切换点的频率被设定为比所述中央值靠所述第二频率侧。
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