CN105009432B - 具有改进的瞬态响应的前馈电流模式切换调节器 - Google Patents

具有改进的瞬态响应的前馈电流模式切换调节器 Download PDF

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Abstract

一种切换调节器电路并入有连接在所述调节器电路的控制回路中的偏移电路，所述偏移电路响应于指示即将发生的负载电流阶跃的信号而在所述调节器电路对输出电压归因于所述电流阶跃的改变作出响应之前针对所述电流阶跃来调整电源开关的占空比。在一个实施例中，负载控制器在负载电流阶跃之前不久发出数字信号。所述数字信号在所述调节器的反馈控制回路中被解码及转换为模拟偏移信号以立即调整所述开关的占空比，而不管输出电压电平如何。通过偏移的适当定时，极大地缩减了输出电压纹波。所述电流偏移也可用以响应于请求电压阶跃的外部信号而快速地改变所述输出电压。

Description

具有改进的瞬态响应的前馈电流模式切换调节器
技术领域
本发明涉及切换调节器，且尤其是涉及一种用以改进对负载瞬态或输出电压调整的输出电压响应的技术。
背景技术
切换调节器通常在100kHz到5MHz的频率下切换。一种常见类型的切换调节器为电流模式(CM)调节器。在CM调节器中，存在检测经过电源开关或经过电感器的斜坡电流的快速电流回路，及检测输出电压的慢得多的电压回路。连接到调节器的输出的大电容器使输出电压平滑。
当存在负载电流瞬态时，例如当负载进入或离开备用模式时，负载电流可瞬时地改变。举例来说，如果负载离开备用模式，那么电流的瞬时增加将从输出电容器汲取电荷且致使输出电压暂时地下降直到下一切换周期为止。在下一切换周期期间，调节器检测降低的输出电压且增加电源开关的占空比以补偿增加的负载电流。针对电流瞬态的校正为电压反馈回路带宽的函数，且因此占用许多时钟周期，从而引起输出电压纹波。
此类纹波可致使经调节电压转变出所需操作范围。需要一种用于在不显著地增加负载电容的情况下缩减调节器归因于负载电流瞬态的输出电压纹波的技术。
另外，一些应用需要切换调节器以响应于外部命令信号而对其经调节电压电平进行阶跃改变。一旦接收到外部产生的命令信号，就对相对缓慢的电压回路中的反馈电压或参考电压进行改变以致使调节器输出新电压。在典型调节器中，所述调节器调整其占空比以使反馈电压与施加到误差放大器的参考电压匹配。改变反馈电压(以改变经调节电压)可通过改变连接在输出电压与到误差放大器中的输入之间的电阻分压器中的电阻器比率。然而，改变到误差放大器中的参考电压被认为是用以改变经调节输出电压的较简单方式。可使用用以改变反馈电压的其它方式；然而，所有此类改变是在相对缓慢的电压回路中执行。归因于电压回路的缓慢反应时间，在调节器输出新经调节电压之前存在延迟，例如针对0.1伏特的阶跃存在大约30μS或更大的延迟。不论电压阶跃是在正方向上还是在负方向上都会发生延迟。在最佳设计中，不能在不会不利地影响相位裕度的情况下增加电压回路带宽。
需要一种用于在调节器响应于外部命令信号而输出目标经调节电压之前缩减延迟以改变经调节输出电压的技术。
发明内容
揭示一种新颖CM调节器，其接收识别即将发生的负载电流阶跃(或负载电流的任何其它改变)的信号，且作为响应而使调节器的控制回路中的信号偏移以大约在负载电流阶跃时增加或减低电源开关的占空比，使得调节器在负载电流阶跃时向负载供应所需电流，而不要求电压回路作出响应，从而引起输出电压纹波的实质缩减。偏移实质上立即发生，因此，补偿在下一时钟周期之前发生。因此，补偿在输出电压归因于电流阶跃的偏差的任何检测之前发生。纹波缩减的量是显著的，这是因为电压回路通常归因于所述回路为了保证最佳稳定性而需要有限带宽而缓慢地对电流阶跃作出响应。
在本发明的一个实施例中，负载控制器在负载电流阶跃之前不久产生对应于预期负载电流阶跃(向上或向下)的数字信号。所述信号可将电流阶跃的量值指定为任何分辨率。数字信号可在负载电流阶跃的0.5uS内被发送，且优选地在电流阶跃之前的CM调节器的时钟周期内被发送。数/模转换器(DAC)将数字信号转换为对应于调节器中的必要电流反馈偏移的经缩放模拟偏移信号。将偏移电压(正或负)与快速电流回路信号求和以使电流反馈信号偏移，所述电流反馈信号通常识别经过功率级的瞬时电流。因为电源开关的占空比是部分地由所检测的电流反馈信号确定，所以偏移会产生假设电流阶跃已经发生的假反馈条件。因此，调节器瞬时地对偏移条件作出反应以在切换周期期间产生比通常产生的电流更多或更少的电流。因此，当负载电流改变时，调节器已经作出反应以向负载供应所需电流，从而引起输出电压纹波的缩减。
只要偏移致使在调节器对输出电压改变作出反应之前进行占空比调整，偏移就可甚至紧接地在电流阶跃之后(例如，在0.5uS之后的时间内)发生，且仍然缩减纹波。
在一个实施例中，如果电源开关已经在一时钟周期期间被停用，例如，通过触发器的复位，那么在偏移信号时，偏移电路系统向触发器提供设置信号以针对那个时钟周期来重新启用电源开关。因此，电源开关不必等待下一时钟周期以向负载供应额外电流。
在一个实施例中，偏移条件针对电流阶跃的长度保持固定，直到负载控制器传输识别即将发生的负载电流阶跃的另一数字码为止。
偏移可应用于某些调节器配置中的电流回路或电压回路。任何CM调节器可被容易地修改以并入有改变，而不影响调节器在非瞬态条件期间的操作。电压偏移可应用于任何调节器拓扑。偏移可用于其中比较器基于电流信号而触发的任何调节器中。
此一般技术还可应用于对外部命令信号作出响应以改变电流模式调节器的输出电压。除了修改缓慢电压回路中的参考电压或反馈电压以致使产生新经调节输出电压(其可以常规方法而完成)以外，也在快速电流回路中应用短暂偏移，以良好地在电压回路响应于经修改的反馈电压而达到目标电压之前使输出电压快速地阶跃到目标电压。在命令调节器使其输出电压从1.8伏特升高到1.9伏特的外部命令信号的实例中，将电流偏移引入到快速电流回路中，例如针对8uS，以针对将输出电压增加0.1伏特所需要的持续时间来瞬时地将额外电流供应到输出电容器。达到电压阶跃所需要的额外电流及持续时间是由方程式I＝CΔV/ΔT确定。可需要多个切换周期以供应所需电流。因为电源开关电流以已知速率斜升且电容是已知的，所以偏移的所需持续时间(其增加电源开关的接通时间)可被容易地计算且被编程到解码器中以供应额外电流来快速地增加输出电压。编程到解码器中的偏移时间对应于达到由数字外部命令信号指定的输出电压所需要的所需电压阶跃。也在外部命令信号指定输出电压的向下阶跃时应用这种相同技术，其中在电流回路中应用相反偏移以在简短时期内快速地减低电源开关的接通时间。一旦已将输出电容器充电到所需输出电压，且已移除电流偏移，调节器就正常地操作，其中电压回路使用经修改的参考电压或反馈电压来控制输出电压。已使用此技术而达到电压瞬态响应的3倍改进。
其它实施例被描述。
附图说明
图1说明常规的但被扩增有本发明的偏移电路系统的电流模式(CM)切换调节器。
图2说明常规的但被扩增有本发明的偏移电路系统的CM切换调节器的另一实施例。
图3为识别在实行本发明的一个实施例时采用的某些步骤的流程图。
图4到12为来自模拟的曲线图。
图4说明响应于负载电流阶跃而进行的现有技术的调节器中产生的信号的模拟。
图5为图4中的输出电压线的特写。
图6说明响应于负载电流阶跃而进行的根据本发明的一个实施例的调节器中产生的信号的模拟。
图7为图6中的输出电压线的特写，其展示极大缩减的输出电压纹波。
图8说明根据本发明的一个实施例的调节器中产生的信号的模拟，其中偏移是在无负载电流阶跃的情况下产生。
图9说明对输出电压纹波的效应，其中偏移信号归因于调节器中的时钟周期延迟而被过迟地施加。
图10说明对输出电压纹波的效应，其中偏移信号的定时被较好地控制为在负载电流阶跃时发生。
图11说明对常规CM调节器中的负载电流阶跃的4相瞬态响应，其引起大输出电压纹波。
图12说明根据本发明的4相CM调节器的瞬态响应，其以负载瞬态与电流比较器偏移调整之间的可变时间延迟而对40A负载电流阶跃作出响应。
图13说明现有技术的调节器的输出电压，此时对外部命令信号作出响应以使输出电压从1.8伏特增加到1.9伏特，接着回落到1.8伏特。
图14说明根据本发明的调节器的输出电压，此时对外部命令信号作出响应以使输出电压从1.8伏特增加到1.9伏特，接着回落到1.8伏特。
图15为识别用于实行本发明以对命令作出响应以改变输出电压的各种步骤的流程图。
图16说明根据本发明的一个实施例的偏移电路的数字控制部分。
图17说用用于图5的电路的数据及时钟信号。
图18界定在一个实施例中的数字位。
具体实施方式
从电流瞬态缩减输出电压纹波的常规方法是增加输出电容器(COUT)的大小及缩减电容器ESR。此两种技术是昂贵的且需要显著的板空间。在许多应用中，新方法将是重要的。
图1说明一种类型的现有技术的电流模式(CM)DC/DC切换电源，也被称为电流模式DC/DC转换器，但被扩增有根据本发明的一个实施例的控制回路中的偏移特征。许多其它转换器配置也可受益于本发明。图1所展示的转换器类型为峰值电流模式转换器。
转换器的正常操作(不包含偏移特征的操作)是常规的且如下所述。
将时钟(ClK)信号施加到RS触发器20的设置输入端。
RS触发器20的设置在其Q输出端处产生高信号。作为响应，逻辑电路24接通晶体管开关26(电源开关)且断开同步整流器开关28。此两个开关可为MOSFET或其它晶体管。二极管可替换同步整流器开关28。逻辑电路24确保不存在开关26及28的交叉传导。经过开关26而施加到电感器L1的输入电压Vin致使斜坡电流流过电感器L1，且此电流流过低值感测电阻器32。斜坡电流是由输出电容器36过滤，且向负载38供应电流。输出电容器36相对大以使纹波平滑。
将输出电压Vo施加到电压分压器42，且将已分压的电压施加到跨导误差放大器44的负输入端。将参考电压Vref施加到放大器44的正输入端。放大器44的输出电流对应于实际输出电压Vo与所需输出电压之间的差。基于放大器44的正或负电流输出来向上或向下调整在放大器44的输出端处跨越电容器46的电压。此类电压被称为控制电压Vc或电流阈值ITH电压。电容器46处的电压ITH结合电感器斜坡电流而设置开关26的占空比，且电压ITH的电平为使到放大器44中的输入均衡所需要的电平。
将控制电压ITH施加到脉宽调制(PWM)比较器50(也被称为电流比较器)。当开关26接通时，由具有某一增益的差分放大器52感测跨越感测电阻器32的斜坡电压，且当放大器52的输出超过控制电压ITH时，触发PWM比较器50以将复位信号输出到RS触发器20。这会断开开关26且接通同步整流器开关28以使电感器L1放电，从而造成向下斜坡电流。以这种方式，调节针对每一周期经过电感器L1的峰值电流以提供所需平均电流以维持经调节输出电压Vo。
图1还说明常规的斜率补偿电路59，其因电流模式电源转换器而众所周知。在高占空比(通常大于50％)时，在电感器电流斜坡穿越控制电压ITH之前，斜率补偿电路59断开开关26，以缩减可在高占空比时在电流回路中发生的次谐波振荡。斜率补偿电路59的效应与本发明无关。
代替检测经过感测电阻器的电感器电流，可通过检测跨越开关26(例如，MOSFET)的电压降或通过检测与电感器L1并联的电容器(图2)处的电压来感测经过电感器L1的电流，所述电容器有效地模仿经过电感器L1的电流。
负载38可为任何装置，例如计算机，其具有针对适当操作的不同电流需要。举例来说，负载38可在不使用时具有低电流备用模式。举例来说，在用户按下按钮后，或在一时段之后，负载38就可离开睡眠模式且汲取更多的电流。类似地，负载38可在一非使用时期之后自动地进入睡眠模式且汲取极少的电流。举例来说，负载38也可为电动机或显示器背光，且汲取广泛不同的电流。
如上文所讨论，紧接地在负载电流改变之后，随着负载电流经历阶跃改变，存在输出电压的纹波。在正的电流阶跃后，就从输出电容器移除电荷，从而降低输出电压，且在调节器可通过增加占空比且供应等于增加的负载电流的平均电流而对降低的输出电压作出反应之前存在一延长时期。相反地，当存在负的电流阶跃时，将过多的电荷供应到输出电容器，且输出电压暂时地增加直到调节器可对增加的输出电压作出反应为止。此类电压瞬态可影响电源总线上的其它电路系统的操作，或可影响负载38的操作。
在图1中，负载38受到负载控制器62控制。负载控制器62可为控制负载38以汲取不同电流的任何装置，例如CPU、逻辑电路，或甚至为受到用户控制的开关。在负载38离开睡眠模式的实例中，负载控制器62在负载电流阶跃之前不久产生数字信号。在一个实施例中，数字信号是在电流阶跃的500ns内产生。数字信号(例如，D0到D2)被施加到解码器64，在给出调节器的参数及由数字信号传送的电流阶跃信息的情况下，解码器64处理所述信号以针对调节器提供最佳偏移。数字信号针对任何调节器可为相同的，但解码器64针对不同调节器不同地处理数字信号。在另一实施例中，数字信号已经针对特定调节器而定制。
解码器64的数字输出是由数/模转换器(DAC)66转换为模拟电压。
电压求和器68将模拟信号(其可为正或负)加到由放大器52输出的电流感测信号以使电流感测信号偏移。在正的负载电流阶跃的情况下，偏移会降低到PWM比较器50中的电流反馈信号以保持电源开关26接通的时间长于其通常接通的时间(假设电源开关已经接通)。换句话说，经过电源开关26的电流的斜坡继续较长时间以在正的负载电流阶跃之前不久或与正的负载电流阶跃同时地将过剩电荷供应到输出电容器。当发生电流阶跃时，由已经供应到输出电容器的额外电荷供应由负载38汲取的增加的电流。偏移针对电流阶跃的整个长度可固定。在另一实施例中，偏移可在几个时钟周期内渐渐减少，以平滑地转变为调节器的正常操作以使输出电压纹波最小化。
在电流阶跃结束之前，或与电流阶跃结束同时地，负载控制器发出另一数字信号以致使取消偏移。这实质上立即调整占空比以在调节器对输出电压的任何改变作出反应之前解决负载电流改变，从而降低输出电压纹波。
在替代实施例中，偏移可应用于电压反馈回路，如由虚线轮廓中的求和器72所指示。在正的负载电流阶跃的实例中，偏移将提高施加到PWM比较器50的控制电压以保持电源开关26接通较长时间。
在负的负载电流阶跃的情况下，偏移将为相反的，以在负的负载电流阶跃之前或与负的负载电流阶跃同时地立即缩减经过电源开关26的峰值电流。
偏移独立于时钟ClK脉冲而发生，因此，在补偿中不存在延迟，且补偿是在调节器对任何输出电压改变作出反应之前发生。
在电源开关26已经在一时钟周期期间通过触发器20被复位而断开的情况下，解码器64或其它电路可产生用于触发器20的设置信号73以返回接通电源开关26，因此在单一时钟周期内提供两个电流脉冲。
图2说明不同类型的被扩增有本发明的CM调节器。
在图2中，代替用以确定经过电源开关的瞬时电流的串联电阻器，电容器74及电阻器76与电感器L1并联地连接，且跨越电容器74的电压模仿经过电感器L1的电流。所述电压是由关于图1所讨论的求和器68偏移以补偿负载电流阶跃。缓冲器80缩放及缓冲误差放大器44的输出端处的ITH信号，且在正常操作中，经缓冲的输出调整上升的ISNS+电压穿越ISNS-电压的时间，来触发比较器82以复位触发器20。比较器82可被称为电流比较器。求和器68加上或减去ISNS+信号以使触发器20的复位延迟或加速以补偿预期负载电流阶跃，如关于图1所讨论。图2的电路系统的剩余部分可类似于图1。
在虚线轮廓84内的调节器控制电路系统通常将被形成为单一集成电路。
在另一实施例中，消除单独解码器64，且负载控制器62(图1)产生已经针对所使用的特定调节器而定制的数字信号D0到D2。然而，使用针对特定调节器特性而定制的单独解码器64会使数字信号D0到D2能够通用于被扩增有本发明的电路系统的多种调节器，且增加功能性。替代地，来自负载控制器62的信号可能已经呈模拟形式，且经适当地缩放成使得不需要单独的DAC 66及解码器64。
在数字信号中可存在任何数目个位，这取决于所需补偿分辨率及其它因素。数字信号可为并行的或串行的。可用同一组数字信号来控制多个调节器或通道。
用于偏移的数字信号不需要针对所有负载电流瞬态而产生，而仅针对可产生不可接受的电压纹波的大电流阶跃而产生。
图1及2仅仅说明许多类型的调节器中的两个调节器，其可被扩增有求和器68、DAC66及解码器64以缩减归因于负载电流阶跃的输出电压瞬态。
图3为识别依据本发明而执行的各种步骤的流程图。
在步骤90中，负载控制器或可提供负载电流阶跃的高级通知的其它合适电路确定负载电流即将改变。
在步骤92中，负载控制器产生对应于负载电流改变的数字信号。数字信号可将负载电流改变的量值及方向识别到任何分辨率。此数字信号具备足够时间以使偏移电路系统仅仅在电流阶跃之前或与电流阶跃同时地作出响应，使得调节器不需要等待输出电压中的瞬态以补偿电流阶跃。
在步骤94中，CM调节器感测数字信号且在所述调节器的反馈控制回路中产生电流偏移。所述回路可直接调整电流比较器偏移或可调整补偿电压，这又调整电流比较器偏移。偏移是在归因于负载电流阶跃的任何输出电压瞬态的感测之前发生。偏移可针对电流阶跃的整个长度而存在，或在多个时钟周期内渐渐减少，同时仍缩减输出电压纹波。
在步骤96中，响应于偏移，调节器增加或减低电源开关的占空比，以准备好增加或减低负载电流。此校正可在电流阶跃之前的一时钟周期的一小部分内发生，或在电流阶跃之前的一或多个时钟周期内发生，这取决于电流阶跃的量值。偏移信号的量值及定时是针对电流阶跃及调节器而优化。
在步骤98中，负载电流改变，且调节器对电流开关的占空比的抢先调整会缩减输出电压中由负载电流阶跃造成的纹波。
在步骤100中，在电流阶跃结束(例如，负载电流在正的电流阶跃之后缩减到开始电平)时，取消偏移以立即调整占空比，以在调节器对输出电压的任何改变作出反应之前解决较低负载电流。负载控制器可传输另一数字信号以取消偏移。偏移取消的最佳定时要求类似于偏移被应用的定时要求。在一个实施例中，用于偏移的数字信号存储在调节器中，且负载控制器用定时信号来触发偏移。
在取消偏移且电流比较器返回到零偏移条件之后，求和器68就像短路一样运作，且占空比复原回为基于输出电压。
测试结果
图4说明已优化的单轨电流模式回路对2到15A电流负载阶跃作出响应的瞬态响应。为了说明概念，针对此分析而忽略PWM定时不确定性。线104为VOUT；线106为负载电流；且线108为ITH(通常对应于峰值电流阈值)。ITH表示对负载电流的调节器闭合回路响应，且图2中展示ITH引脚。注意，检测到作为输出电压降的大ITH改变，其中ITH信号必须上升以增加电源开关的占空比。
图5为输出电压纹波(线104)的特写，其中归因于大负载电流瞬态而具有大约100mV的峰值-峰值变化。
发生电流负载阶跃，且回路开始在第一2uS PWM时钟周期内作出响应(假设500kHz的切换频率)。然而，输出电压瞬态的量值为电流负载阶跃及回路宽带的函数。回路速度仅影响恢复时间。输出电压瞬态的量值仅可通过增加输出电容且使输出电容器的ESR/ESL最小化而缩减。
以下模拟展示施加到相同功率级的相同电流负载阶跃；然而，在发生电流负载阶跃的大约相同时刻，将偏移电流施加到电流比较器。
图6说明对负载电流阶跃的单级瞬态响应，其中到电流比较器82(图2)或PWM比较器50(图1)中的电流反馈信号经偏移以补偿电流阶跃。在图6中，与图4对比，因为偏移已经在输出电压下降之前调整用于电流阶跃的占空比，所以ITH线108不会显著地移动以解决电流负载阶跃。
图7为图6中的输出电压纹波(线104)的特写，其中峰值变化为大约25mV。注意，与无偏移的图5中的尖峰相比较，已极大地缩减输出电压尖峰(4倍缩减)，及所述尖峰的长度。通过调整电流比较器偏移(这又消除针对使电压回路作出响应的需要)来达到峰值-峰值电压纹波的此4倍缩减。
电流比较器偏移在时间上与电流负载阶跃对准会确定电压峰值-峰值纹波缩减。对于误差的最坏情况情形将是在无对应负载瞬态时应用偏移调整。
图8展示在没有对应电流负载阶跃的情况下的电流比较器的偏移调整的模拟结果。注意，负载电流线106是不移动的，但回路如所展示正通过ITH线108中的移动而对瞬态作出响应。由调节器对偏移作出反应造成的输出电压纹波(线104)为相同100mV峰值-峰值量值；然而，电压纹波与实际电流负载阶跃反向。因为尚未修改电压回路的特性，所以瞬态响应与已发生电流负载阶跃的情况相同。如果电流阶跃的定时未良好地与负载瞬态同步，那么此分析会界限误差。额外快速调整将不会造成不稳定的操作，但可在输出端上引起额外电压纹波。这凸显针对瞬态电流信号与对应电流比较器偏移调整的紧密对准的愿望度。
使定时不确定性最小化
在以500kHz而计时的单相应用中，在接收到调整信号时与在PWM引擎中处理电流比较器偏移效应时之间存在2uS的最坏情况定时不确定性。此定时变化是由PWM引擎的计时控制造成。在上侧晶体管栅极电压(TG)已转变为低之后，其无法再次变高直到下一PWM时钟周期开始为止。此定时不确定性对于电流比较器偏移调整来说太大而对输出纹波没有显著影响。
图9说明在具有不理想的定时不确定性的情况下的电流比较器偏移调整的效应，其中，对于正的电流阶跃，偏移首先正好在电源开关已在一时钟周期期间断开之后发生，以便在电流阶跃开始时没有立即效应(图9的左侧)。图9的右侧说明在负的电流阶跃之后太久才取消偏移的效应，而取消偏移的理想情况是在电流阶跃之前或期间立即进行。图9说明在一种情形中具有及没有偏移调整的情况下的输出电压(Vo)纹波。注意，即使在存在调整信号的情况下，当因调整来得太迟而存在定时不确定性时，电压瞬态量值也不会显著地缩减。为了使定时不确定性最小化，如果在TG已转变为低之后接收到偏移调整信号，那么对PWM控制器进行额外改变以允许额外TG脉冲。TG脉冲的此重新启用使控制器的定时不确定性最小化，且允许单轨实施方案显著地改进瞬态响应。TG脉冲的此重新启用可由图1及2的解码器64在触发器20处于复位状态时产生设置信号73而实现。这有效地添加另一电流脉冲以使输出电容器充电。当然，如果电流阶跃为负，那么不控制触发器20以重新启用TG脉冲，这是因为偏移意欲立即缩减占空比。
图10说明相同的单轨条件，仅如下情形除外：如果接收到偏移命令以补偿即将发生的正的电流阶跃，那么允许在PWM周期期间重新断言TG脉冲。再次，即使当在发生负载阶跃之后的0.5uS发送偏移调整信号，也可达到输出电压峰值-峰值噪声的4到5倍缩减。因此，如果偏移电路系统可在大约0.5uS内作出响应，那么有可能在电流阶跃时可传输警告负载电流阶跃的数字信号。注意，图10中的曲线图范围比图9中的曲线图范围小。
多相应用
对于其中可得到先验知识且其中轨电流非常大且负载改变可为实质的许多应用，建议多相实施方案。在多相实施方案中，多个调节器是以相同频率而计时，但被设置为以不同相位延迟而计时以在最佳时间向负载供应相等电流。运行图11及12所说明的模拟，其中4相电路是以每相位500kHz而计时。应用在1uS阶跃中的40A的电流负载阶跃，其中每一定相调节器被供应10A的电流阶跃。
图11说明对负载电流阶跃的4相瞬态响应，这假设常规的现有技术的调节器，其中以10A增量施加40A的负载电流阶跃，其中在每一阶跃之间具有1uS的延迟。图11中展示归因于负载电流阶跃的大输出电压纹波。
图12展示4相电流模式调节器对40A负载电流阶跃作出响应的瞬态响应，其中在负载瞬态与电流比较器偏移调整之间具有可变时间延迟。对于所有条件，峰值-峰值输出电压纹波被展示为从50mV(图11)缩减到2mV以下。图12中的电路在输出端中使用全陶瓷电容器。在相同条件下，且在使用由POS电容器及陶瓷电容器组成的输出级的情况下，可达到超过5倍的电压纹波缩减。POS电容器具有大约5mOhm的ESR，而陶瓷电容器具有接近0的ESR。对于给定的负载电流阶跃，额外ESR造成较大的电压瞬态。这些模拟指示，如果调整信号的定时在电流负载瞬态的1.25uS内，那么在具有功率级的典型切换频率的情况下可达到显著的输出纹波缩减。如所展示，0.75uS的定时延迟为最佳延迟以致使电源开关峰值电流的调整与电流阶跃一致。如果延迟太大，那么针对电流阶跃的调整将不会及时发生(Vout尖峰向下)，且如果延迟太短，那么偏移自身将造成输出电压纹波(Vout尖峰向上)。
使用电流回路偏移以快速地改变经调节输出电压
此一般技术也可应用于对外部命令信号作出响应以改变电流模式调节器(例如图1及2中的调节器)的输出电压。
图13说明对用于使现有技术的调节器中输出电压在1.8伏特与1.9伏特之间阶跃的命令信号的响应。也可发生任何其它电压阶跃。在此类现有技术的调节器中，仅修改缓慢电压回路中的参考电压或反馈电压。改变参考电压通常是较简单的。图1及2展示用于电压阶跃的控制信号，所述电压阶跃被施加到参考电压产生器109以改变施加到误差放大器44的Vref。因为调节器调整电源开关的占空比以致使反馈电压与新参考电压Vref匹配，所以可达到各种各样的输出电压。由于补偿电容器46及输出电容器36，电压回路缓慢地对从误差放大器输出的“误差”信号作出反应。需要最小电容来提供足够相位裕度以避免振荡。
图13说明在参考电压被修改的时间与调节器达到1.9伏特的最终输出电压的时间之间的30μS的延迟。归因于电压反馈回路的缓慢响应而需要许多切换周期。当修改反馈电压以将输出电压从1.9伏特缩减到1.8伏特时招致相同延迟。明显地，对于较大的电压阶跃，延迟大得多。
图14及15说明为了达到对外部命令信号的较快响应而进行的改进，所述外部命令信号识别将由调节器产生的新输出电压。
在图15的步骤114中，外部控制器(例如控制所述负载或多个负载的外部控制器)产生识别来自调节器的新所需经调节输出电压的数字信号。所述数字信号可代替地仅仅识别电压阶跃而非绝对电压。
在步骤115中，响应于数字信号，调节器解码所述信号且修改缓慢电压回路中的参考电压或反馈电压以用于调整输出电压。可通过改变连接在输出电压与误差放大器之间的电阻器分压器中的电阻比率来修改反馈电压。可通过接入或切断并联的电阻器来改变电阻。
在步骤116中，与改变参考电压或反馈电压一起，在快速电流反馈回路中由解码器64(图1)、DAC 66及求和器68将数字信号转换为模拟电流偏移，以立即控制电源开关28的接通时间达一短暂时期，以在电压回路响应于反馈电压不与参考电压匹配而达到目标电压之前立即向输出电容器36供应更多或更少的电流，以快速地达到目标输出电压。因为所需输出电压阶跃取决于输出电容、施加到电容器的电流及所述电流的持续时间，所以所需偏移(其控制电源开关接通时间)可容易地存储在解码器64中的查找表中且由识别新所需输出电压的数字信号寻址。因此，电流偏移良好地在电压回路响应于反馈电压不与参考电压匹配而达到目标电压的时间之前快速地使输出电压阶跃到目标电压。
在步骤117中，在通过电流偏移而达到目标输出电压之后，电流偏移结束，且电压回路以常规方式而操作以控制占空比以使反馈电压与参考电压匹配，以致使调节器继续输出目标输出电压。
图14展示通过使用图15的技术而缩减的延迟。图形111为使用图15的技术而进行的调节器的输出电压的模拟，其展示在接收命令0.1电压阶跃的数字信号与调节器输出目标电压(1.9伏特)的时间之间的延迟为大约10μS，而非在不使用电流偏移的情况下的现有技术的30μS延迟。因此，已使用此技术而达到电压瞬态响应的3倍改进。
快速串行外围接口(SPI)接收器
此章节描述图16所展示的快速SPI接收器，其用以调整根据本发明的一个实施例的电流比较器偏移。举例来说，所述接收器可添加到LTC38xx电流模式控制器家族。用于LTC3873 DC/DC控制器的全数据表(可得自凌力尔特技术公司(LTC)网站)以引用的方式并入本文中。本发明将改进任何电流模式电源对电流负载阶跃的正及负瞬态响应，只要符合以下准则中的一些或全部即可：
1.负载阶跃的量值(正及负两者)被良好地界定。
2.用户(例如，负载控制器电路)可发送及时信号，例如在负载瞬态之前的1uS到0.5uS。
3.用户可基于功率级计算来确定将由调节器控制器芯片使用的偏移的量值。
a.可使用考虑到调节器的特性的LTC设计工具来计算偏移。
b.所述工具将调整调节器的电流补偿所需要的相位的数目。
c.LTC38xx将不必进行任何计算，从而避免额外系统时延。
如果在电流负载阶跃的500ns内提供偏移，那么本发明可将作为对电流负载的响应而诱发的电压峰值-峰值纹波缩减4倍以上。
快速SPI接收器还响应于外部命令信号而调整电流比较器偏移以使经调节输出电压向上或向下阶跃。如以上所讨论，数字命令信号识别新目标电压，且在电压反馈回路中修改参考电压或反馈电压(这是常规的)，以及在快速电流回路中短暂地应用电流偏移以立即向输出电容器提供更多或更少的电流，以快速地在较缓慢电压回路通过对反馈电压不与参考电压匹配作出响应而达到目标输出电压的时间之前达到目标输出电压。
SPI接收器提供简单的接口，所述接口使用时钟信号(CLK_SPI)、数据信号(SPI_DI)，及芯片选择(对于多相应用)及输出锁存时钟信号CSB_SPI。协议为单一8位或16位串行数据流，其含有模式位(负载电流阶跃或输出电压阶跃)、2通道地址位及数据位。如果选择电流阶跃模式，那么所述数据流为8位串行数据且含有用于偏移的5位数据。
如果选择电压阶跃模式，那么所述数据流扩展为16位且含有用于较高分辨率及较广泛动态范围的13到16位VREF数据。
图17说明用于电流阶跃模式的数据流及时钟信号。
输入CLK_SPI的时钟速率高达20MHz，且数据是以MSB优先样式被接收。放置在SPI串行移位寄存器122与偏移输入之间的边缘敏感输出寄存器120在接收到新偏移设置时消除多个偏移转变。此寄存器120是以SPI_CSB的上升边缘而计时，以允许在偏移设置改变之前的任意时间装载移位寄存器122，从而使所命令值的定时不确定性最小化。
使用地址位A1及A0以将数据位D4到D0路由到适当偏移电路。在实例中，可将数据发送到CH0V/I，或CH1V/I，或此两个通道。图18界定电流阶跃模式的一个实施例中的数字位。
定时分析
对于电流阶跃模式，在使用tPER(max)的情况下，从串行传输开始直到5位偏移码被接收为止的总时延名义上为8*50nS+20nS(CSB_SPI最小保持时间)+(大约10nS偏移传播时间)＝大约430nS。在必要时，CSB_SPI的上升边缘可被延迟超出最小保持时间，因此进一步使串行数据传送过程从实际偏移更新中解耦。
尽管本文中描述的偏移技术特别适合于峰值电流控制CM调节器，但所述偏移技术可应用于其中可通过在PWM比较器的输入端处应用偏移来调整电源开关的占空比的任何调节器。举例来说，在一种类型的调节器中，比较控制电压与锯齿波振荡器信号，交叉会致使电源开关断开。在下一时钟周期开始时，时钟返回接通电源开关。通过大约在电流或电压阶跃的时间在PWM比较器的任一输入端处提供偏移，可在调节器对输出电压的任何改变作出反应之前立即控制占空比。
虽然已展示及描述本发明的特定实施例，但对于所属领域的技术人员来说将显而易见，可在不脱离本发明的情况下在本发明的较广泛方面进行改变及修改，且因此，所附权利要求书应在其范围内涵盖在本发明的真实精神及范围内的所有此类改变及修改。

Claims (15)

1.一种电流模式切换调节器电路，其包括：
电源开关控制器，其用于产生控制信号以控制电源开关的占空比以向负载产生经调节电压，所述电源开关控制器包括：
电压反馈回路，其感测所述调节器电路的至少一输出电压，用于向所述电源开关控制器提供反馈信号以维持所述调节器电路的经调节输出电压；
电流感测电路，其经配置以产生对应于经过所述电源开关的电流的电流感测信号；以及
电流反馈回路，其将所述电流感测信号与阈值进行比较，以在峰值电流处关闭所述电源开关以控制所述电源开关的占空比；
第一电路，其在第一负载电流阶跃之前及预期到第一负载电流阶跃时产生第一信号；
所述电源开关控制器还包括偏移电路，所述偏移电路连接在所述电流反馈回路中，并且响应于所述第一信号产生偏移信号，所述偏移信号使所述电流感测信号偏移对应于所预期的第一负载电流阶跃的量，以在不感测所述调节器电路的输出电压的情况下调整用于所述第一负载电流阶跃的所述电源开关的所述占空比，
其中，在所述第一负载电流阶跃已经发生且所述偏移信号已经调整所述电流感测信号之后，所述调节器电路基于所述电压反馈回路中对应于所述调节器电路的所述输出电压的反馈电压来调节所述输出电压。
2.根据权利要求1所述的电路，其中所述偏移电路响应于所述第一信号而在所述调节器电路对所述输出电压归因于所述第一负载电流阶跃的改变作出响应之前针对所述第一负载电流阶跃来调整所述电源开关的所述占空比。
3.根据权利要求2所述的电路，其中所述第一电路在所述第一负载电流阶跃的0.5微秒之内产生所述第一信号。
4.根据权利要求2所述的电路，其中所述电源开关是由所述电源开关控制器以某一时钟频率而切换，且其中所述第一信号是由所述调节器电路在所述第一负载电流阶跃之前的一个时钟周期内接收。
5.根据权利要求1所述的电路，其中所述偏移电路产生模拟第一偏移信号并在所述电流反馈回路中通过所述第一偏移信号使反馈信号偏移。
6.根据权利要求1所述的电路，其中所述偏移信号是第一偏移信号，其中只要所述第一负载电流阶跃继续，所述偏移电路就产生所述第一偏移信号。
7.一种电流模式切换调节器电路，其包括：
电源开关控制器，其用于产生控制信号以控制电源开关的占空比以向负载产生经调节电压，所述电源开关控制器包括：
电压反馈回路，其感测所述调节器电路的至少一输出电压，用于向所述电源开关控制器提供反馈信号以维持所述调节器电路的经调节输出电压；
电流感测电路，其经配置以产生对应于经过所述电源开关的电流的电流感测信号；以及
电流反馈回路，其将所述电流感测信号与阈值进行比较，以在峰值电流处关闭所述电源开关以控制所述电源开关的占空比；
所述电源开关控制器还包括偏移电路，所述偏移电路连接在所述电流反馈回路中，并且响应于警告第一负载电流阶跃或指示输出电压阶跃的第一信号而产生偏移信号，所述偏移信号使所述电流感测信号偏移对应于所预期的第一负载电流阶跃的量，以在不感测所述调节器电路的输出电压的情况下，针对所述第一负载电流阶跃或输出电压阶跃来调整所述电源开关的所述占空比；以及
锁存器，其为所述电源开关控制器的部分，所述锁存器在接收到设置信号后就接通所述电源开关，其中当所述第一信号指示预期的负载阶跃向上电流或指示正输出电压阶跃时所述设置信号接收到所述第一信号后就产生，且其中所述设置信号还由时钟在每一电源开关周期的开始而产生；
其中，在所述第一负载电流阶跃已经发生且所述偏移信号已经调整所述电流感测信号之后，所述调节器电路基于所述电压反馈回路中对应于所述调节器电路的所述输出电压的反馈电压来调节所述输出电压。
8.根据权利要求7所述的电路，其中所述偏移电路产生模拟第一偏移信号并在所述电流反馈回路中通过所述第一偏移信号使反馈信号偏移。
9.根据权利要求7所述的电路，其中所述偏移信号是第一偏移信号，其中只要所述第一负载电流阶跃继续，所述偏移电路就产生所述第一偏移信号。
10.根据权利要求9所述的电路，其中所述偏移电路响应于警告第二负载电流阶跃的第二信号而产生与所述第一偏移信号不同的第二偏移信号，以在所述调节器电路对所述输出电压归因于所述第二负载电流阶跃的改变作出响应之前针对所述第二负载电流阶跃来调整所述电源开关的所述占空比。
11.根据权利要求7所述的电路，其中所述第一信号具有与所述第一负载电流阶跃的量值有关的量值。
12.根据权利要求11所述的电路，其进一步包括用于缩放所述偏移信号的解码器。
13.根据权利要求7所述的电路，其中所述第一信号是由负载控制器产生。
14.根据权利要求7所述的电路，其中所述第一信号指示所述输出电压阶跃，且所述偏移电路响应于所述第一信号而针对所述输出电压阶跃来调整所述电源开关的所述占空比，而不感测对应于所述调节器电路的所述输出电压的反馈电压。
15.根据权利要求14所述的电路，其中一旦所述输出电压符合由所述第一信号指示的目标输出电压，所述偏移电路就停止使所述反馈信号偏移。
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