CN104993690B - 基于三角波脉冲调制的全数字单周期功率因数校正电路 - Google Patents

Abstract

本发明属于电力电子技术领域，具体涉及基于三角波脉冲宽度调制的全数字单周期功率因数校正电路。本发明的技术方案包括Boost功率变换器、数模转换电路和控制电路；其中，控制电路包括输出电压差分模块、电压环路补偿模块、数值计算模块、PWM模块和栅驱动模块。本发明的有益效果为，可以不需要复杂结构的输入电流采样电路或高速模数转换器来获得Boost电感电流的平均值，而是通过较简单的控制结构和较少的控制电路硬件资源，确保单周期PFC变换器在全负载情况下获得高功率因数，低THD。

Description

基于三角波脉冲调制的全数字单周期功率因数校正电路

技术领域

本发明属于电子电路技术领域，具体的说涉及一种基于三角波脉冲调制的全数字单周期功率因数校正电路。

背景技术

简单的结构和良好的动态特性使得Boost拓扑成为最为普遍的功率因数校正器(PFC)拓扑结构。很多关于Boost PFC的控制方法被提出，其中主要包括平均电流法、峰值电流法和滞环控制法等。尽管它们有着各自的优点，但均有控制环路较复杂、采集信号路数较多、控制不够精确等缺点。单周期控制技术是上世纪90年代初发展起来的一种非线性大信号脉冲宽度调制(PWM)控制理论，也是一种模拟PWM控制技术。它通过控制开关管的占空比，使每个开关周期中开关变量的平均值严格等于或者正比于控制参考量。单周期控制PFC因为其简单的控制结构和不需要检测输入电压的优点成为了不少商业PFC芯片采用的控制方法。

PFC的基本目标是保证输入电流能与输入电压保持同频同相关系，用公式表示为iL＝vinGin。其中iL是在一个开关周期Ts内的平均电流，vin为整流后的输入电压，Gin为输入导纳。利用PFC电路工作在CCM时的准稳态假设，并假设输入电压vin和输出电压Vo在一个开关周期Ts内为固定值，可以得到公式Vo(1-d)＝vin，其中d为功率管在开关周期内的占空比。结合前面两个公式可以将PFC的目的表示为：iL＝GinVo(1-d)。这个公式表明了PFC控制器在一个开关周期内应施加的占空比d的计算方法。同时由于输入电压vin由输出电压Vo和占空比d表示，所以在单周期PFC电路中没有必要设计输入电压的采样电路。

虽然单周期控制PFC有这些优点，但它的应用还是主要局限在模拟控制领域。如今数字电源因为其相比模拟电源有控制精确高、可控因素较多、反应速度更快等优点成为技术研究和商业应用的焦点。在模拟单周期控制中会使用积分计算得到一个开关周期内电感电流的平均值iL，然而单周期控制PFC的数字化的困难在于难以完成模拟控制中的积分计算，这是由于单周期控制PFC的原理导致的。传统的数字控制PFC使用数模转换器(ADC)采样电感电流再进行累加从而计算出一个开关周期内的平均电流iL。这种计算iL的方法需要高速的ADC以及大量控制电路硬件资源，从而使得其应用领域极为有限。

发明内容

本发明所要解决的，就是针对单周期PFC难以实现数字化控制的关键在于获得开关周期内的电感平均电流困难，需要消耗大量的硬件资源和设计复杂的电流采样电路的缺陷，提出一种基于三角波脉冲调制的全数字单周期功率因数校正电路。

为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

基于三角波脉冲调制的全数字单周期功率因数校正电路，如图1所示，包括Boost功率变换器、采样电路、控制电路和数模转换电路；

所述Boost功率变换器由整流桥、滤波电容C1、功率NMOS管、续流二极管、电感和输出电容C2构成；所述采样电路由第一电阻R1、第二电阻R2和第三电阻R3构成；整流桥的第一输出端通过电感后接续流二极管的正极；续流二极管的负极接输出端电容C2的一端；续流二极管与输出端电容C2的连接点依次通过第一电阻R1和第二电阻R2后接输出电容C2的另一端、第三电阻R3的一端和功率NMOS管的源极；电感与续流二极管的连接点接功率NMOS管的漏极；整流桥的第一输出端通过滤波电容C1后接整流桥的第二输出端和第三电阻R3的另一端；

所述数模转换电路的第一输入端接第一电阻R1与第二电阻R2的连接点，其第二输入端接第三电阻R3的另一端；所述数模转换电路的第一输入端用于接收第一电阻R1和第二电阻R2分压后的电压信号，并将其转换为数字电压信号后发送到控制电路；所述数模转换电路的第二输入端用于检测并接收第三电阻R3上的电流信号，将其转换为数字电流信号后发送到控制电路；所述数模转换电路采样的时钟频率等于功率因数校正电路采样的时钟频率；

所述控制电路包括输出电压差分模块、电压环路补偿模块、数值计算模块、PWM模块和栅驱动模块；

所述输出电压差分模块为被减数为固定值的减法器，该减法器的减数输入端为数模转换电路输出的数字电压信号；

所述电压环路补偿模块包括第一增益模块、第二增益模块、第三增益模块，第一单位时间延迟模块、第二单位时间延迟模块和累加器；所述第一增益模块的输入端接减法器的输出端，其输出端接累加器的第一输入端；第一单位时间延迟模块的输入端接减法器的输出端，其输出端接第二增益模块的输入端；第二增益模块的输出端接累加器的第二输入端；累加器的输出端接第三增益模块的输入端和第二单元时间延迟模块的输入端；第二单位时间延迟模块的输出端接累加器的第三输入端；

所述数值计算模块包括乘法器和除法器；所述乘法器的第一输入端接数字电压信号，其第二输入端接第三增益模块的输出端，其输出端接除法器的第一输入端；除法器的第二输入端接数字电流信号，其输出端接PWM模块的输入端；

PWM模块的输出端接栅驱动模块的输入端；栅驱动模块的输出端接功率NMOS管的栅极；

所述PWM模块用于将除法器模块输出的占空比信号转换为相应开关周期内的三角波PWM电平输出。

进一步的，所述数模转换电路由输出电压转换器和输入电流转换器构成；输出电压转换器的输入端为数模转换电路的第一输入端，其输出端输出数字电压信号；输入电流转换器的输入端为数模转换电路的第二输入端，其输出端输出数字电流信号。

本发明的有益效果为，不需要复杂结构的输入电流采样电路或高速模数转换器来获得Boost电感电流的平均值，而是通过较简单的控制结构和较少的控制电路硬件消耗，确保单周期PFC变换器在全负载情况下获得高功率因数，低THD。

附图说明

图1是本发明的功率因数校正电路的电路结构示意图；

图2是本发明的控制电路的逻辑结构示意图；

图3是前沿三角波PWM及其平均电感电流采样方式示意图；

图4是后沿三角波PWM及其平均电感电流采样方式示意图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，详细描述本发明的技术方案：

如图1所示，本发明的基于三角波脉冲调制的全数字单周期功率因数校正电路，包括Boost功率变换器，采样电路，数模转换电路和控制电路；

所述Boost功率变换器由整流桥KB、滤波电容C1、功率NMOS管S、二极管D、电感L和输出电容C2构成；所述采样电路由第一电阻R1、第二电阻R2和第三电阻R3构成；其中，L的一端接整流桥KB的输出端和滤波电容C1的一端，另一端接功率NMOS管S的漏极和二极管D的正极；功率NMOS管S的源极接地，栅极由控制芯片输出的PWM信号经过栅驱动电路后控制；输出电容C2的一端接二极管D的负极，另一端接地；输出电容C2与负载并联；R1、R2与负载、输出电容C2并联做输出电压Vo检测采样用；R3连接在整流桥KB和功率NMOS管S的源极之间做输入电流iin检测采样用。

所述数模转换电路包括输出电压转换器ADC1和输入电流转换器ADC2；它们均为串行、低速、廉价的电压数模转换器(ADC)。电阻R1、电阻R2分压后的输出电压Voad经过ADC1采样转换得到数字量D_Voad。ADC2检测电阻R3上的电压后得到输入电流的数字量D_iL。输出电压转换器ADC1和输入电流转换器ADC2的时钟频率等于PFC变换器的开关频率。

如图2所示，控制电路包括输出电压差分模块、电压环路补偿模块、数值计算模块、PWM模块和和栅驱动模块。

所述电压差分模块包括一个被减数为固定值Vref的减法器，这个固定值作为输出电压的参考值与经过ADC1检测采样到的输出电压值数字量D_Voad做减法得到的值Voe送入电压环路补偿模块。

所述电压环路补偿模块包括增益模块G1、增益模块G2、增益模块G3，两个单位时间延迟模块Z-1，一个累加器模块Acc；有电压差分模块得到的数值Voe经过电压环路补偿模块以后得到等效输入导纳值Gin。

所述数值计算模块由乘法器模块Mul和除法器模块Div组成。经过电压环路补偿模块计算出的等效输入导纳值Gin与输出电压转换器ADC1得到的Vo相乘，以其结果iref作为除数，并与输入电流转换器ADC2得到的数字量D_iL为被除数在除法器模块Div中做除法，除法器模块Div输出结果为占空比信号d。

具体的，所述PWM模块指的是由同步时钟控制的DPWM模块；DPWM模块均可以将除法器模块Div输出的占空比信号d转换为相应开关周期内的三角波PWM电平输出；同步时钟控制的DPWM模块输出的开关频率，而占空比信号d控制着DPWM模块输出的脉冲电平宽度；DPWM模块输出的PWM频率等于PFC变换器的开关频率，也等于控制ADC1和ADC2转换信号的时钟频率；同时由转换信号边沿控制的串行ADC采样时刻下降沿避开了功率开关管开启、关断时刻的电磁干扰，保证了ADC获得采样值精确；直接通过采样电路获得电感电流iL也使得控制电路的结构较简单，消耗硬件资源较少。

所述栅驱动模块用于从PWM信号到驱动功率管大电压的电平位移作用。

如图3所示，所述前沿三角波脉冲宽度调制示意图；在一个开关周期内，开关管在一个开关周期内t＝0时刻开启；开关管在t＝dTs/2时刻关断一直到此开关周期t＝(1-d/2)Ts时刻；开关管在t＝(1-d/2)Ts时刻开启一直到此开关周期t＝Ts时刻即此开关周期结束；在前沿PWM方式下，在每个开关周期t＝0时刻(或者t＝Ts时刻)使用ADC采样电感电流的值，那么这个值就等于一个开关周期内的输入电流平均值iL。

如图4所示，所述后沿三角波脉冲宽度调制示意图；在一个开关周期内，开关管在一个开关周期内t＝0时刻关断；开关管在t＝dTs/2时刻开启一直到此开关周期t＝(1-d/2)Ts时刻；开关管在t＝(1-d/2)Ts时刻关断一直到此开关周期t＝Ts时刻即此开关周期结束；在后沿PWM方式下，在每个开关周期t＝Ts/2时刻使用ADC采样电感电流的值，那么这个值就等于一个开关周期内的输入电流平均值iL。

利用前沿三角波PWM或者后沿三角波PWM对于获得平均输入电流的优点在于能够利用简单的电流检测电路和低速数模转换器在一个固定频率(开关频率)下直接获得输入平均电流；同时由转换信号边沿控制的串行ADC采样时刻下降沿避开了功率开关管的开启、关断时刻电磁干扰，保证ADC获得采样值精确；直接通过采样电路获得电感电流iL也使得控制电路的结构较简单，消耗硬件资源较少。

Claims (1)

1.基于三角波脉冲调制的全数字单周期功率因数校正电路，包括Boost功率变换器、采样电路、控制电路和数模转换电路；

所述Boost功率变换器由整流桥、滤波电容C1、功率NMOS管、续流二极管、电感和输出电容C2构成；所述采样电路由第一电阻R1、第二电阻R2和第三电阻R3构成；整流桥的第一输出端通过电感后接续流二极管的正极；续流二极管的负极接输出端电容C2的一端；续流二极管与输出端电容C2的连接点依次通过第一电阻R1和第二电阻R2后接输出电容C2的另一端、第三电阻R3的一端和功率NMOS管的源极；电感与续流二极管的连接点接功率NMOS管的漏极；整流桥的第一输出端通过滤波电容C1后接整流桥的第二输出端和第三电阻R3的另一端；

所述数模转换电路的第一输入端接第一电阻R1与第二电阻R2的连接点，其第二输入端接第三电阻R3的另一端；所述数模转换电路的第一输入端用于接收第一电阻R1和第二电阻R2分压后的电压信号，并将其转换为数字电压信号后发送到控制电路；所述数模转换电路的第二输入端用于检测并接收第三电阻R3上的电流信号，将其转换为数字电流信号后发送到控制电路；所述数模转换电路采样的时钟频率等于功率因数校正电路采样的时钟频率；

所述控制电路包括输出电压差分模块、电压环路补偿模块、数值计算模块、PWM模块和栅驱动模块；

所述输出电压差分模块为被减数为固定值的减法器，该减法器的减数输入端为数模转换电路输出的数字电压信号；

所述电压环路补偿模块包括第一增益模块、第二增益模块、第三增益模块，第一单位时间延迟模块、第二单位时间延迟模块和累加器；所述第一增益模块的输入端接减法器的输出端，其输出端接累加器的第一输入端；第一单位时间延迟模块的输入端接减法器的输出端，其输出端接第二增益模块的输入端；第二增益模块的输出端接累加器的第二输入端；累加器的输出端接第三增益模块的输入端和第二单元时间延迟模块的输入端；第二单位时间延迟模块的输出端接累加器的第三输入端；

所述数值计算模块包括乘法器和除法器；所述乘法器的第一输入端接数字电压信号，其第二输入端接第三增益模块的输出端，其输出端接除法器的第一输入端；除法器的第二输入端接数字电流信号，其输出端接PWM模块的输入端；

PWM模块的输出端接栅驱动模块的输入端；栅驱动模块的输出端接功率NMOS管的栅极；

所述PWM模块用于将除法器模块输出的占空比信号转换为相应开关周期内的三角波PWM电平输出；

所述数模转换电路由输出电压转换器和输入电流转换器构成；输出电压转换器的输入端为数模转换电路的第一输入端，其输出端输出数字电压信号；输入电流转换器的输入端为数模转换电路的第二输入端，其输出端输出数字电流信号。