CN104956585A

CN104956585A - 马达控制器

Info

Publication number: CN104956585A
Application number: CN201380061659.1A
Authority: CN
Inventors: G·阿哈默德
Original assignee: Nidec Corp
Current assignee: Nidec Corp
Priority date: 2012-12-06
Filing date: 2013-12-03
Publication date: 2015-09-30
Anticipated expiration: 2033-12-03
Also published as: US9369080B2; WO2014087640A9; DE112013005863T5; CN104956585B; WO2014087640A1; US20150180399A1

Abstract

对开关磁阻马达进行控制的马达控制器包括：被连接至开关磁阻马达的逆变器；转矩及磁通演算单元，其基于来自所述逆变器的输出和所述开关磁阻马达的转子角，推定或测量产生于所述开关磁阻马达的转矩和磁通作为计算转矩和计算磁通；开关模式选择部，其基于参照转矩与所述计算转矩的比较结果、参照磁通与所述计算磁通的比较结果以及磁通相位角，将选择多个开关模式中的一个模式的信号输入至所述逆变器；以及参照磁通计算部，其将通过所述转矩及磁通演算单元求得的三个相磁通中的最大相磁通与磁通限制值进行比较，在所述最大相磁通超过所述磁通限制值时，使所述参照磁通减少。

Description

马达控制器

技术领域

本发明涉及一种对开关磁阻马达进行控制的马达控制器。

背景技术

由于制造成本低且结构简单而坚固的缘故，近年来，开关磁阻马达受到关注。开关磁阻马达(以下称“SRM”。)不具有转子绕组和永磁铁，而具有高速旋转时的优异的稳定性和宽泛的速度范围。在SRM中，通过在电感变化期间向定子绕组供给电流而得到转矩。若在电感增加时供给电流，则产生正的转矩。若在电感减少时供给电流，则产生负的转矩。

为了高效地控制SRM，通常在高速、中速以及低速时，使用个别算法。例如，在低速时使用斩波模式控制，在这种控制中，被离散化了的恒定电流被供给至各相。在高速时，使用被称为角度控制的另一种控制。这种控制中的开关模式被称为“单一脉冲模式”，在电感的每个周期供给一个脉冲。在中速时，进行低速和高速时的复合控制。

为了实现SRM所要求的电流模式，各种专用的逆变器被列入提案。例如，在Zeljko等(A Novel Power Inverter for Switched Reluctance MotorDrives,Elec.Energ.vol.18,No.3,Dec.2005,453-465)中，为了向三相SRM供给电流，而在逆变器中设置有四个端子。第四个端子被连接至三相绕组的星形接线位置。通过这种连接方式，各相能够形成独立控制。

然而，在国际公开第2011/65406号中，公开了一种内置磁铁型马达用的直接转矩控制(以下称为“DTC”。)系统。在DTC系统中，逆变器中的一个开关模式按照转矩、基准转矩、磁通、基准磁通、相位角等被选择。参照示出磁通的大小与相位角之间的关系的磁通轨迹而得到基准磁通。在WO2011/65406号所示的DTC系统中，磁通轨迹的形状根据转矩、基准转矩、马达速度以及交叉速度，而在圆形与多边形之间变更。

在以往的SRM用的逆变器中，由于需要专用的连接方式，因此需要在逆变器中设置分立元件。由于使用分立元件而非单一模块作为逆变器，因此导致成本、重量、尺寸、组装时间以及复杂度增加，从而逆变器的可靠性和耐久性降低。并且，无法将逆变器应用到其他马达中。

另外，在SRM用的逆变器中，需要在高速、中速以及低速时使用个别算法，由此，系统的复杂度和调整时间有所增大。

在国际公开第2013/105506号所公开的对SRM进行控制的马达控制器中，基于参照转矩与计算转矩的比较结果、参照磁通与计算磁通的比较结果、以及磁通相位角，选择多个开关模式中的一个模式并将其输入至逆变器。并且，使示出转子角与基准磁通之间的关系的磁通轨迹随着基准转矩以及转速变化，且根据磁通轨迹以及转子角求出基准磁通。

发明内容

但是，在使用DTC对开关磁阻马达进行控制时，转矩波动有可能变大。因此，本发明的目的在于用简单的结构降低转矩波动。

本发明的实施方式的一个侧面所涉及的对开关磁阻马达进行控制的马达控制器包括：逆变器，其被连接至开关磁阻马达；转矩及磁通演算单元，其基于来自所述逆变器的输出与所述开关磁阻马达的转子角，推定或测量产生于所述开关磁阻马达的转矩和磁通作为计算转矩和计算磁通；开关模式选择部，其基于参照转矩与所述计算转矩的比较结果、参照磁通与所述计算磁通的比较结果以及磁通相位角，将选择多个开关模式中的一个模式的信号输入至所述逆变器；以及参照磁通计算部，其将通过所述转矩及磁通演算单元求得的三个相磁通中的最大相磁通和磁通限制值进行比较，并且在所述最大相磁通超过所述磁通限制值时，使所述参照磁通减少。

在本发明的实施方式的另一个侧面所涉及的马达控制器中，所述参照磁通计算部将由所述逆变器输出的三个相电流的最大相电流与电流限制值进行比较，并且在所述最大相电流超过所述电流限制值时，使所述参照磁通减少。

参照附图，并根据本发明的以下详细说明，进一步明确本发明的这些以及其他的目的、特征、实施方式以及优点。

根据本发明，在用直接转矩控制进行控制的开关磁阻马达中，能够用简单的结构降低转矩波动。

附图说明

图1是示出马达控制器的结构的方框图。

图2是SRM的示意图。

图3是示出逆变器结构的图。

图4是示出磁通相位角与K之间的关系的图。

图5是示出各相线圈的位置的图。

图6是示出线圈的连接的图。

图7是示出参照磁通计算部的结构的图。

图8是示出磁通限制值计算部的结构的图。

图9是示出磁通轨迹的图。

图10A是示出相磁通的图。

图10B是示出相电流的图。

图11是示出以往控制的磁通轨迹的图。

图12A是示出以往控制的相磁通的图。

图12B是示出以往控制的相电流的图。

图13A是示出转矩的变化的图。

图13B是示出对应于图13.A的转速的变化的图。

图14A是示出以往控制的转矩的变化的图。

图14B是示出对应于图14.A的转速的变化的图。

图15A是示出磁通轨迹的图。

图15B是示出磁通轨迹的图。

图15C是示出磁通轨迹的图。

图15D是示出磁通轨迹的图。

图16A是示出对应于图15.A的转矩的图。

图16B是示出对应于图16.A的转速的图。

图17A是示出对应于图15.B的转矩的图。

图17B是示出对应于图17.A的转速的图。

图18A是示出对应于图15.C的转矩的图。

图18B是示出对应于图18.A的转速的图。

图19A是示出对应于图15.D的转矩的图。

图19B是示出对应于图19.A的转速的图。

图20A是示出磁通限制值计算部的另一例子的图。

图20B是示出磁通限制值计算部的另一其他例子的图。

图20C是示出磁通限制值计算部的另一其他例子的图。

图21是示出参照磁通计算部的另一例子的图。

图22是示出参照磁通计算部的另一其他例子的图。

图23是示出逆变器与绕组之间的连接的图。

图24是示出线圈的连接的图。

图25是示出电压矢量的图。

图26是示出磁通相位角与K之间的关系的图。

具体实施方式

Ψ在下文中是指“普西”。

θ在下文中是指“西塔”。

ω在下文中是指“欧米伽”。

↑在下文中是指“向上的箭头”。

↓在下文中是指“向下的箭头”。

→在下文中是指“向右的箭头”。

图1是示出马达控制器1的结构的方框图。马达控制器1使用直接转矩控制(DTC：Direct Torque Control)对开关磁阻马达(SRM：Switched Reluctance Motor)9进行控制。

图2是SRM9的示意图。SRM9包括转子91和定子92。转子91被省略图示的轴承机构支承为能够相对于定子92以旋转轴为中心旋转。转子91具有朝向定子92突出的多个部位911，定子92具有朝向转子91突出的多个部位921。换言之，SRM9具有两级凸极结构。导线被卷绕于定子92的部位921而形成线圈922。线圈和永磁铁均不设置于转子91。通过各相位绕组，即在线圈922的电感变化的期间供给转换电流，从而产生转矩。

如图1所示，马达控制器1包括逆变器11、转矩及磁通演算单元12、开关模式选择部13、转矩迟滞比较器141、磁通迟滞比较器142、转矩差分器151、磁通差分器152以及参照磁通计算部16。转矩及磁通演算单元12通过演算，推定或正确求出计算转矩T和计算磁通Ψ。即转矩及磁通演算单元12推定或测量出计算转矩T和计算磁通Ψ。

转矩及磁通演算单元12还求出作为三相磁通的相磁通Ψa、Ψb、Ψc。由于考虑到相磁通Ψa、Ψb、Ψc的方向的矢量的和的大小为计算磁通Ψ的大小，因此三个相磁通Ψa、Ψb、Ψc的计算也可看作是计算磁通Ψ的取得。因此，由转矩及磁通演算单元12求出三个相磁通Ψa、Ψb、Ψc，而最终的计算磁通Ψ的大小是被利用的结构要素，可以由相磁通Ψa、Ψb、Ψc求出。

开关模式选择部13从提前准备的多个开关模式中选择适用于逆变器11的开关模式。转矩差分器151求出计算转矩T与参照转矩T^*的差分，并将其输入至转矩迟滞比较器141。转矩迟滞比较器141供给迟滞，且将计算转矩T与参照转矩T^*的差分供给至开关模式选择部13。磁通差分器152求出计算磁通Ψ与参照磁通Ψ^*的差分，并将其输入至磁通迟滞比较器142。磁通迟滞比较器142供给规定的迟滞，且将计算磁通Ψ与参照磁通Ψ^*t的差分供给至开关模式选择部13。关于参照磁通计算部16的功能，将在后文叙述。

图3是示出连接至SRM9的逆变器11的结构的图。逆变器11为一般的电压源逆变器(VSI：Voltage Source Inverter)，且是具有六个开关元件的三相桥式逆变器。逆变器11具有电容111、三对开关元件112以及三对二级管113。这些元件并联连接到直流电源114。三根供电电线从开关元件112的每一对构件之间被引出并连接至SRM9。SRM9的绕组923被连接成三角形接线。从逆变器11供给的电流为双极性。

如图1所示，SRM9的转子角θr以及作为逆变器11的输出的电流I被输入至转矩及磁通演算单元12。转矩及磁通演算单元12基于这些，将在SRM9产生的转矩以及在SRM9内产生的磁通作为计算转矩T和计算磁通Ψ进行推定或测量。计算转矩T被输入至转矩差分器151。计算磁通Ψ被输入至磁通差分器152。

参照转矩T^*也被输入至转矩差分器151。转矩差分器151求出参照转矩T^*与计算转矩T的(附带符号)差分，并将其供给至转矩迟滞比较器141。参照转矩T^*，例如，作为用于将转子91的转速设为目标速度的转矩而通过省略图示的演算器被求出。参照磁通Ψ^*也被输入至磁通差分器152，磁通差分器152求出参照磁通Ψ^*与计算磁通Ψ的(附带符号)差分，并将其供给至磁通迟滞比较器142。参照磁通Ψ^*由参照磁通计算部16求出。

转矩迟滞比较器141为三值迟滞比较器。转矩迟滞比较器141在参照转矩T^*与计算转矩T的(附带符号)差分大于规定的正的阈值时，输出“1”，在其小于规定的负的阈值时，输出“-1”。当差分在正的阈值与负的阈值之间时，输出“0”。磁通迟滞比较器142为二值迟滞比较器。磁通迟滞比较器142在参照转矩Ψ^*与计算磁通Ψ的(附带符号)差分大于规定的正的阈值时，输出“1”，在其小于规定的负的阈值时，输出“-1”。当差分在正的阈值与负的阈值之间时，维持之前的状态，输出“1”或“-1”。

由转矩迟滞比较器141和磁通迟滞比较器142输出的值，即参照转矩T^*与计算转矩T的比较结果、参照磁通Ψ^*与计算磁通Ψ的比较结果被输入至开关模式选择部13。另一方面，转矩及磁通演算单元12通过演算，推定或测量出磁通相位角θp，并将磁通相位角θp输入至开关模式选择部13。开关模式选择部13基于这些输入值从多个开关模式131中选择一个开关模式，并将表示此选择模式的信号输入至逆变器11。

表1示出选择开关模式所用的表格。在表1的转矩T的栏中，“↑”示出由转矩迟滞比较器141输入至开关模式选择部13的值为“1”的情况。即，示出在SRM9中，磁通矢量被逆时针旋转而使逆时针的转矩增大的情况。“↓”示出输入值为“-1”，并示出在SRM9中，磁通矢量被顺时针旋转而使逆时针的转矩减小的情况。“→”示出输入值为“0”的情况，并示出维持转矩的情况。实际上，转矩随着磁通的缓慢减少而缓慢减小。

[表1]

T	Ψ	n
			↑	↓	K+2
↑	↑	K+1
			→	—	0
↓	↑	K-1
			↓	↓	K-2

在磁通Ψ的栏中，“↑”示出由磁通迟滞比较器142输入至开关模式选择部13的值为“1”的情况。即，示出使在SRM9产生的磁通增大的情况。“↓”示出输入值为“-1”的情况，并示出使磁通减少的情况。“—”示出忽视由磁通迟滞比较器142输入至开关模式选择部13的值的情况。

在表1中，n为在逆变器11中设定的开关模式的号码。通过将示出磁通相位角θp的范围的值代入至K来决定n。图4是示出磁通相位角θp与K之间的关系的图。R(1)所示出的范围，示出1被代入至K的磁通相位角θp的范围。同样地，R(2)、R(3)、…、R(6)示出2、3、…、6分别被代入至K的范围。另外，当(K+2)或(K+1)超过6时，从这些值中减去6的值被设定为n。当(K-1)或(K-2)小于1时，对这些值加上6后的值被设定为n。

图5是示出对应于图4所示的磁通方向a、b、c的各相的线圈922的位置的图。图6是将线圈922的连接简化示出的图。以附加了符号La、Lb、Lc的方框表示各相的线圈组，示出线圈组La、Lb、Lc与来自逆变器11的配线A、B、C的连接关系。在图5中，由a’朝向a的方向对应于图4的由(a-)朝向(a+)的方向。由b’朝向b的方向对应于图4的由(b-)朝向(b+)的方向，由c’朝向c的方向对应于图4的由(c-)朝向(c+)的方向。在有电流沿顺时针方向流经图6的被连接成三角形接线的线圈组La、Lb、Lc时，会在图4的(a+)、(b+)、(c+)的方向上分别产生磁通。

若n由开关模式选择部13基于来自转矩迟滞比较器141与磁通迟滞比较器142的值、磁通相位角θp以及表1来决定，则选择实现电压矢量Vn(A,B,C)的逆变器11的开关模式。Vn(A,B,C)对应于图4所示的电压矢量V1(1,-1,1)，V2(-1，-1,1)，……，V6(1，-1，-1)中的某一项，按照n的值对A、B、C设定“1”或“-1”。“1”表示对配线A、B或C施加正的电压，“-1”表示对配线A、B或C施加负的电压。

例如，当由转矩迟滞比较器141输入的值为“1”、由磁通迟滞比较器142输入的值为“-1”、磁通相位角θp在范围R(1)之内时，将“1”代入K，且根据表1的最上段的一行，n被设定为(K+2)即3。由此，在逆变器11中设定对图5所示的配线A、B、C施加负、正、正的电压的开关模式，以使电压矢量形成为图4的V3(-1,1,1)那样。由于磁通矢量被表现为电压矢量的积分，因此位于范围R(1)内的磁通矢量的终端向图4中的V3的方向移动。其结果是，转矩增大而磁通减少。

作为其他例子，当由转矩迟滞比较器141输入的值为“-1”、由磁通迟滞比较器142输入的值为“1”、磁通相位角θp在范围R(3)内时，“3”被代入K，且根据表1的第三段的一行，n被设定为(K-1)，即2。由此，在逆变器11中，选择对图5所示的配线A、B、C施加负、负、正的电压的开关模式，以使电压矢量形成为图4的V2(-1,-1,1)那样。位于范围R(3)内的磁通矢量的终端向图4中的V2的方向移动，转矩减小而磁通增加。

在从转矩迟滞比较器141输入的值为“0”时，0被设定于n，从而选择VO(1,1,1)或VO(-1，-1，-1)。由此，选择向配线A、B、C的整体施加正的电压或负的电压的开关模式。

如上，通过利用开关模式选择部13选择逆变器11的开关模式，从而转矩和磁通得到控制，为了使计算转矩T和计算磁通Ψ追随于参照转矩T^*和参照磁通Ψ^*，而对SRM9进行控制。

图7是示出参照磁通计算部16的结构的图。参照磁通计算部16包括最大值选择器161、磁通限制值计算部162、差分器163、比例积分(PI)控制演算部164、限幅器165、增益演算器166、差分器167。通过转矩及磁通演算单元12求得的三个相磁通Ψa、Ψb、Ψc被输入至最大值选择器161。最大值选择器161从三个相磁通中选择最大的一个。被选择的相磁通被输入至差分器163。

参照转矩T^*被输入至磁通限制值计算部162。磁通限制值计算部162基于参照转矩T^*算出磁通限制值。磁通限制值实质上对应于最大的容许磁通。磁通限制值被输入至差分器163。在差分器163中，从已选择的相磁通中减去磁通限制值。来自差分器163的输出被输入至PI控制演算部164，并进行PI控制所涉及的演算。

来自PI控制演算部164的输出经由限幅器165和增益演算器166被输入至差分器167。初始参照磁通也被输入至差分器167。初始参照磁通为预先规定的常数。在差分器167中，通过从初始参照磁通减去来自增益演算器166的输出而得到参照磁通Ψ^*。通过上述控制，磁通被控制为最大的相磁通不得大幅超过磁通限制值。换言之，参照磁通计算部16将最大相磁通与磁通限制值进行比较，当最大相磁通超过磁通限制值时，使参照磁通减少。

图8为示出磁通限制值计算部162的结构的图。磁通限制值计算部162包括增益演算器171和加算器172。参照转矩T^*被输入至增益演算器171中，并实施增益乘算。加算器172将预先规定的常数加到来自增益演算器171的输出，由此取得磁通限制值。如上所述，通过磁通限制值计算部162，参照转矩越大，则磁通限制值越被增大，从而既防止了任一个相磁通变得过大，而且还得到了所需的转矩。其结果是，如下文所示，转矩波动减少，振动和噪音降低。

图9是示出通过上述的相磁通限制控制的模拟而得到的参照磁通轨迹的例子的图。如图9所示，参照磁通的大小不是恒定不变的。磁通轨迹有三个突出部。三个突出部以相差120度的电角度而存在。

图10A示出上述磁通限制控制中的三个相磁通。图10B示出对应于图10A的三股相电流。图11示出DTC中的磁通恒定不变的以往的磁通轨迹。图12A示出使用图11的圆形的磁通轨迹的DTC中的SRM的三个相磁通。图12B示出对应于图12A的三股相电流。

在为圆形的磁通轨迹的情况下，磁通矢量的大小是恒定不变的。然而，在SRM中，各相电感是变动的。由于磁通等于电流与电感的乘积，在为圆形的磁通轨迹的情况下，相电感在相磁通没有大幅变化的期间发生变化，从而需要使相电流大幅变动。但是，由于电源的电压和电流的限制，因而存在有无法提供大电流的情况。这个问题在被反电动势限制供电的高速旋转的情况下加剧。

从图10A和图12A可以判明，与将以往的DTC简单地适用于SRM的情况相比，相磁通的最大振幅被上述磁通限制控制抑制。从图10B和图12B可以判明，与将以往的DTC简单地适用于SRM的情况相比，相电流的最大振幅也被抑制。即通过磁通限制控制来减小电流脉冲的振幅。

图13A示出在磁通限制控制中的由SRM输出的转矩的变化，图13B示出对应于图13A的转速的变化。图14A示出在简单地应用以往的DTC时的从SRM输出的转矩的变化，图14B示出对应于图14A的转速的变化。如图13A和图14A所示，通过抑制相磁通的最大振幅的控制，用简单的结构大幅降低转矩波动。

图15A是示出通过上述的相磁通限制控制而得到的参照磁通的轨迹的另一例子的图。图15A的磁通轨迹是通过用不同于图9的情况的PI控制模拟其他形式的SRM而得出的。如图15A所示，参照磁通的大小不是恒定不变的。磁通轨迹具有三个突出部。三个突出部以相差120度的电角度而存在。在图15A的例子中，磁通轨迹是大致正三角形。

图15A示出参照转矩为10Nm、转速为250rpm的稳定状态下的SRM中的磁通轨迹。图15B示出参照转矩为20Nm、转速为500rpm时的磁通轨迹，图15C示出参照转矩为30Nm、转速为750rpm时的磁通轨迹，图15D示出参照转矩为40Nm、转速为1000rpm时的磁通轨迹。参照转矩越大，则磁通轨迹的尺寸就变得越大。

图16A和图16B分别示出由SRM输出的转矩和转速，其对应于图15A。图17A和图17B示出转矩和转速，其对应于图15B。图18A和图18B示出转矩和转速，其对应于图15C。图19A和图19B示出转矩和转速，其对应于图15D。如图16A至图19A所示，上述相磁通限制控制中的转矩波动较小。

图20A示出磁通限制值计算部162的另一例子。图20A的磁通限制值计算部162还包括对SRM的机构及其条件进行模拟的机械模型173。转速被输入至机械模型173，并且转速被转换为参照转矩T^*。参照转矩T^*与图8相同，通过增益演算器171和加算器172，被转换为磁通限制值。通过磁通限制值计算部162，旋转速度越大，则磁通限制值就会变得越大，从而既防止了任一个相磁通变得过大，而且还得到了所需的转矩。其结果是，转矩波动减小。

如图1所示，转速ωr由设置于SRM9的传感器检测出。转速ωr可以由转子角θr求出。即，既可在SRM9设置取得转子角θr的传感器和取得转速ωr的传感器，也可在SRM9只设置取得转子角θr的传感器。

如图20B所示，机械模型173也可替换成负荷模型174。负荷模型174包括表格或函数，将转速转换为参照转矩。在参照转矩与转速几乎成比例时，如图20C所示，能够省略负荷模型174。另外，磁通限制值可以利用参照转矩和转速这两者来变更。即，参照磁通计算部16基于计算转矩和转速中的至少任一项来改变磁通限制值。

图21是示出参照磁通计算部16的另一例子的图。图21的参照磁通计算部16与图7相比的不同点在于，有三股相电流输入至最大值选择器161，磁通限制值计算部162被替换成电流限制值计算部168。电流限制值计算部168的结构除了得到电流限制值这一点之外与图8相同。图21的参照磁通计算部16将由逆变器11输出的三股相电流的最大相电流和电流限制值进行比较，当最大相电流超过电流限制值时，使参照磁通减少。通过电流限制值计算部168，参照磁通越大，则电流限制值就会变得越大，从而既防止了任一个相磁通变得过大，而且还得到了所需的转矩。其结果是，能够用简单的结构减少转矩波动。也可采用图20A至图20C所示的结构作为电流限制值计算部168。参照磁通计算部16基于计算转矩与转速中的至少任一项来改变磁通限制值。

图22是示出参照磁通计算部16的另一其他例子的图。图22的参照磁通计算部16为将图7所示的构件与图21所示的构件合并后的参照磁通计算部。通过差分器167，从初始参照磁通中减去由三个相磁通得到的值以及由三股相电流得到的值。参照磁通计算部16在最大相磁通超过磁通限制值时，使参照磁通减少，也在最大相电流超过电流限制值时，使参照磁通减少。由此，既防止了相磁通和相电流都变得过大，而且还得到了所需的转矩。其结果是，转矩波动减小。也可采用图20A至图20C所示的结构作为磁通限制值计算部162和电流限制值计算部168。

在以往的DTC中，由于对不具有两级凸极结构的马达进行控制，因此参照磁通的大小不发生大幅变化。因此，以往的磁通轨迹的形状使用圆形或多边形。由于SRM具有两级凸极结构，因此需要按照电感使参照磁通大幅变化。因此，在马达控制器1中，至少通过使用限制相磁通或相电流的最大值中的某一方的反馈控制并进行DTC，来实现转矩波动的降低。

马达控制器1采用DTC对SRM9进行控制。由于所有的直流链电压都能够用于各相的磁化以及消磁，因此能够在所有的速度范围内对马达进行驱动。其结果是，不需要像以往一样在高速、中速、低速使用个别的算法，便能够实现简单的控制。由于在所有的速度范围内使用的是一种算法，因此也不需要复杂的设定操作。由于动态应答性会因使用DTC而远远高于以往的SRM控制，因此马达控制器1特别适合应用到车辆上。

另外，作为逆变器11，能够使用其他的马达(IM：感应马达、IPM：内置式永磁马达、SPM：表面式永磁马达等)用的六个封装式的VSI通用品。由此，能够降低马达控制器1的制造成本、重量、尺寸、组装时间以及复杂性，从而能够提升逆变器的可靠性和坚固性。

上述说明中的DTC能够应用在具有被星形接线了的绕组的SRM中。这种情况下的马达控制器1的结构与图1相同。图23是示出逆变器11与绕组923之间的连接的图，其对应于图3。在对星形接线马达进行控制时，逆变器11的结构也与通用的逆变器相同。

图24与图6相同，是将线圈922的连接简化示出的图。以附加了符号La、Lb、Lc的方框示出各相的线圈组，并示出线圈组La、Lb、Lc与来自逆变器11的配线A、B、C之间的连接关系。图25是示出对配线A、B、C施加正的或负的电压时的电压矢量V1、V2、……、V6以及V0的图。在为星形接线的情况下，电压矢量V1、V2、……、V6对磁通矢量的终端位置的变化方向如图25所示，分别为(a+)、(c-)、(b+)、(a-)、(c+)、(b-)。转矩T、磁通Ψ的增减与n之间的关系与表1相同，用于决定n的磁通相位角θp与K之间的关系如图26所示。

如上所述，除了磁通相位角θp与被选择的开关模式之间的关系以外，即使在SRM9中绕组923被连接成星形接线的情况下，也与三角形接线的情况相同，能够通过DTC对SRM9进行控制。

在上述实施方式中，能够进行各种各样的变形。关于DTC的细节部分，可以进行适当的变形。例如，转矩迟滞比较器141的输出也可以为二值。磁通轨迹的形状按照控制条件进行各种变化。

在马达控制器1中，优选使用上述实施方式所示的逆变器11，也可以使用具有其他结构的逆变器。实现反馈控制的结构也可以不同于上述实施方式。

除了参照转矩和转速以外，磁通限制值和电流限制值也可由马达的类型和其他条件来决定。

已对本发明的详细情况进行了叙述，但上述实施方式均只是例示，不被解释为对本发明的限定。因此，认为可在不脱离发明范围的情况下进行多种修正以及变形。

本发明能够应用于各种用途的开关磁阻马达。

Claims

1.一种对开关磁阻马达进行控制的马达控制器，其特征在于，所述马达控制器包括：

逆变器，其被连接至开关磁阻马达；

转矩及磁通演算单元，其基于来自所述逆变器的输出与所述开关磁阻马达的转子角，推定或测量产生于所述开关磁阻马达的转矩和磁通作为计算转矩和计算磁通；

开关模式选择部，其基于参照转矩与所述计算转矩的比较结果、参照磁通与所述计算磁通的比较结果以及磁通相位角，将选择多个开关模式中的一个模式的信号输入至所述逆变器；以及

参照磁通计算部，其将通过所述转矩及磁通演算单元求得的三个相磁通中的最大相磁通与磁通限制值进行比较，在所述最大相磁通超过所述磁通限制值时，使所述参照磁通减少。

2.根据权利要求1所述的马达控制器，其特征在于，

所述参照磁通计算部基于所述参照转矩和转速中的至少任一项，变更所述磁通限制值。

3.根据权利要求1或2所述的马达控制器，其特征在于，

所述参照磁通计算部将由所述逆变器输出的三股相电流中的最大相电流和电流限制值进行比较，当所述最大相电流超过所述电流限制值时，也使所述参照磁通减少。

4.一种对开关磁阻马达进行控制的马达控制器，其特征在于，所述马达控制器包括：

逆变器，其被连接至开关磁阻马达；

参照磁通计算部，其将由所述逆变器输出的三股相电流中的最大相电流和电流限制值进行比较，当所述最大相电流超过所述电流限制值时，使所述参照磁通减少。

5.根据权利要求4所述的马达控制器，其特征在于，

所述参照磁通计算部基于所述参照转矩和转速中的至少一项，变更所述电流限制值。

6.根据权利要求1至5中的任一项所述的马达控制器，其特征在于，

所述逆变器是具有六个开关元件的三相桥式逆变器。

7.根据权利要求1至6中的任一项所述的马达控制器，其特征在于，

所述参照磁通计算部通过从预先规定的初始参照磁通中减去使用比较结果求得的值，求出所述参照磁通。