CN104954031A - 一种噪声消除宽带射频接收前端 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于电流模式的噪声消除宽带射频接收前端，属于集成电路领域。该射频接收前端为差分输入/输出结构，包括共栅输入级、电流镜放大级、辅助路径反相器级、负阻级、主路径开关对M_sw,main和辅助路径开关对M_sw,aux。射频输入信号RF_in由共栅输入级输入，于主路径上，经共栅输入级的转化、电流镜放大级的放大、M_sw,main的混频和负阻级的倍增，信号传到输出节点C；辅助路径上，输入信号经过辅助路径开关对的混频、辅助路径反相器的转化后，转为电流信号传到输出节点C，两路信号叠加产生输出信号IF_out。本发明可在较宽的频带内提高电路的增益，改善噪声、线性度性能。

Description

一种噪声消除宽带射频接收前端

技术领域

本发明属于集成电路领域，尤其涉及一种宽带射频接收前端设计技术。

背景技术

软件无线电源于军事领域对通信系统灵活性的特殊需要。1994年，在美国国防部高级研究项目局的主持下，世界首个军用软件无线电系统SPEAKeasy进行了第一阶段的展示。进而，该项目的第二阶段也完成了15种军用无线电系统的软件实现。SPEAKeasy的进展直接催化出了软件无线电论坛MMITS(modular multifunction information transfer systems)的成立及其日益活跃，也直接促进了软件无线电在民用通信领域的应用研究。

软件无线电技术，在民用市场也促使无线通信的发展经历了由固定到移动，由模拟到数字，由硬件到软件的三次变革。与传统无线电系统相比，软件无线电系统的A/D、D/A变换移到了中频，并尽可能靠近射频端，对整个系统频带进行采样。而且,软件无线电以可编程力强的DSP器件代替专用数字电路，使系统硬件结构与功能相对独立。这样就可基于一个相对通用的硬件平台，通过软件实现不同的通信功能，并对工作频率、系统带宽、调制方式、信源编码等进行编程控制，系统灵活性大为增强。对应地，该技术对宽带射频收发技术的研发变得日益迫切。同时注意到伴随着CMOS工艺的等比例缩减，CMOS晶体管的线性度却由于电源电压递减和迁移率的退化而恶化。

随着射频集成电路工作频率越来越高，在高速和低压低功耗的应用环境中，传统的电压模式电路设计方法已不能很好地应对电路信号的处理，非线性等缺点逐渐暴露出来。而以电流为信号变量表征载体的电流模式电路可以解决电压模式电路在速度、带宽、低压、低功耗方面的瓶颈。近年来，电流模式电路在模拟/混合信号处理中的潜在优势正逐渐被挖掘，并快速推动基于电流域工作的电路设计技术的发展。目前，在射频集成电路领域以电流模式工作的电路比较有代表性的如电流镜式低噪声放大器，电流换向型混频器等。

近年来，注意到以低噪声跨导器、电流换向型无源混频器、带滤波功能的基带放大器为基本组成单元的射频接收前端，以良好的噪声、线性特性引发了学术界和产业界的广泛研发投入。如图1所示，该跨导器位于接收链路的第一级，其噪声至关重要，所以在宽带内的噪声优化问题成为了宽带接收技术的首要难点。面向如是的射频接收前端架构，对其中的低噪声跨导器的研发普遍借鉴了低噪声放大器的设计技术。典型代表如图2所示，为德州农工大学使用噪声消除技术设计的基于电压域放大的低噪声跨导器(H.M.Geddada,et.al.,“Wide-band inductorless low-noise transconductance amp lifiers with high large-signal linearity,” IEEE trans.microwave theory and techn.,vol.62,no.7,2014)。该研究取得了优越的噪声性能，以及良好的线性特性。但是该电路结构存在较多的电压-电流转换，制约了其线性性能。我们也注意到澳门大学的研究者直接使用电阻反馈的NMOS、PMOS反相器结构作为跨导器(Zhicheng Lin；Pui-In Mak；Martins,1.4-mW 59.4-dB-SFDR 2.4-GHz ZigBee/WPAN Receiver Exploiting a“Split-LNTA+50％LO”Topology in 65-nm CMOS，IEEE trans.microwave theory and techn.,Volume:62,Issue:7.2014)。注意到此结构存在输入匹配和噪声的紧密相关关系，使得两个性能之间很难同时满足设计需求。

另一方面，加州大学洛杉矶分校(UCLA)的研究人员提出了一种噪声消除结构的接收机，如图3所示，该结构不同于图1所示的结构。在借鉴噪声消除原理的基础上，该电路结构通过采用两路的混频，基带滤波放大，在基带输出端口实现射频输入端的噪声消除。对应地，图示中的跨导器也是基于反相器原理实现，不具有图2结构的噪声消除功能。为了取得好的频谱特性，该电路使用过采样技术，搭建多路的混频、基带放大通道，增加了硬件开销和技术难度。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于提供一种能够获得低噪声指数、高线性、又具有低功耗的宽带射频接收前端电路。如图4所示，本发明提出了一种基于电流模式的噪声消除宽带射频接收前端原理框图。核心单元如框图内阴影部分所示，它的噪声消除特性使得该电路具有良好的噪声性能。电流域放大使之兼有良好的线性度。负阻技术和电流复用技术，更节约了电路功耗。

本发明采用以下技术手段解决上述技术问题的：如图5所示，一种噪声消除宽带射频接收前端，包括电容交叉耦合反馈共栅输入级、电流镜放大级、负阻级、主路径开关对、辅助路径开关对、辅助路径反相器级，整体上可视为一种低噪声放大器和混频器的融合结构；

射频差分信号RF_in的两路信号均由电容交叉耦合反馈共栅输入级输入，每一路信号分为主路径及辅助路径两路信号流向：主路径上，输入信号经过电容交叉耦合反馈输入级转化为电流信号，然后经过电流镜放大级的放大、主路径开关对的混频和负阻级的倍增作用，信号传递到输出节点C；辅助路径上，输入信号经过辅助路径开关对的混频、辅助路径反相器的转化后，转为电流信号传递到输出节点C，和主路径输出信号同向叠加产生输出信号IF_out；

所述共栅输入级包括NMOS晶体管M_n1、M_n1'，谐振电感L_S和L_S'，反馈电容C_C和C_C'；电流镜放大级包括PMOS晶体管M_p1、M_p2、M_p1'、M_p2'；辅助路径反相器级包括NMOS管晶体管M_n2和M_n2'、PMOS晶体管M_p4和M_p4'；负阻级包括晶体管M_p3、M_p3'；主路径开关对M_sw,main包括四个相同尺寸的NMOS开关管M_n3、M_n4、M_n3'、M_n4'，辅助路径开关对M_sw,aux 包括四个相同尺寸的NMOS开关管M_n5、M_n6、M_n5'、M_n6'；所述开关管均工作在三极管区；

于主路径方向，共栅输入晶体管M_n1的源极通过节点A连接至电感L_S'的正极，节点A通过耦合电容C_C'连接到晶体管M_n1'的栅极；晶体管M_n1的栅极通过耦合电容C_C连接到晶体管M_n1'的源极，其漏极接至晶体管M_p1的漏极，晶体管M_n1'的漏极连接至晶体管M_p1'的漏极；晶体管M_p1'的栅极连接至晶体管M_p3'的漏极，晶体管M_p1'的栅极直接与晶体管M_p1'的漏极相连，其源极连接至电源V_DD；晶体管M_p1的栅极直接与M_p1的漏极相连，其源极连接至电源V_DD；

于负阻级，M_p3的漏极通过节点B连接至M_p1的漏极，M_p3的栅极连接至M_p3'的漏极，M_p3的源极连接至电源V_DD；M_p3'的栅极连接至节点B，M_p3'的源极连接至电源V_DD；

节点B与开关管M_n3、M_n4的源极连接，开关管M_n3'、M_n4'的源极与M_p1'的栅极连接，M_n3'的漏极与M_n4的漏极连接，M_n4'的漏极与M_n3的漏极连接，M_n3'的栅极与M_n3的栅极共同连至差分本振信号LO-的输入端，M_n4'的栅极与M_n4的栅极共同连至差分本振信号LO+的输入端；晶体管M_p2的源极连接至电源V_DD，其栅极连接到开关管M_n3'、M_n4的漏极，其漏极则连接到节点C；晶体管M_p2'的源极连接至电源V_DD，其栅极连接到开关管M_n4'、M_n3的漏极，其漏极连接至节点C'；

于辅助路径方向，节点A与开关管M_n5、M_n6的源极连接，开关管M_n5'、M_n6'的源极与谐振电感L_S的正极连接，谐振电感L_S的正极与晶体管M_n1'的源极连接，谐振电感L_S负极与L_S'负极均接地；4个开关管M_n5、M_n6、M_n5'、M_n6'之间的连接方式与开关管M_n3、M_n4、M_n3'、M_n4'之间的连接方式相同：开关管M_n5对应于M_n3，M_n6对应于M_n4，M_n5'与M_n6'分别对应于M_n3'与M_n4'；

开关管M_n6、M_n5'的漏极通过隔直电容C_b连接到M_n2的栅极，M_n2的源极接地，M_n2的漏极通过节点C连接至M_p4的漏极，M_p4的栅极通过隔直电容C_b1连接至M_n2的栅极，M_p4的源极连接至电源V_DD；开关管M_n5、M_n6'的漏极通过隔直电容C_b'连接到M_n2'的栅极，晶体管M_n2'、M_p4'及隔直电容C_b2之间的连接关系与晶体管M_n2、M_p4及隔直电容C_b1之间的连接关系相同：晶体管M_n2'、M_p4'分别对应于晶体管M_n2、M_p4，隔直电容C_b2对应于隔直电容C_b1，节点C'对应于节点C；输出节点C连接到电阻R_out的负极，输出节点C'连接到电阻R_out'的正极；电阻R_out'的负极连接电阻R_out的正极，且电阻R_out'的负极连接到运算放大器的负极，参考信号V_ref接所述运算放大器的正极，运算放大器的输出连接到电阻R_b、R_b'的正极，电阻R_b的负极连接到晶体管M_n2的栅极，电阻R_b'的负极连接到晶体管M_n2'的栅极；

射频差分信号RF_in由电感L_S和L_S'的正极输入，电阻R_out'的正极、R_out的负极产生差分输出信号IF_out并连接至输出节点。

本发明一种噪声消除宽带射频接收前端射频差分信号RF_in由L_S和L_S'的正极输入。就L_S'正极输入的一支信号，又分为两路的信号流向：主路径上，经过M_n1转化为电流信号，然后经过电流镜M_p1和M_p2的放大、M_n3和M_n4的下变频和负阻管M_p3的倍增作用，基带电流信号传递到输出节点C；辅助路径上，输入信号经过M_n5和M_n6的下变频、反相器M_n2和M_p4的转化，转为信号电流传递到输出节点C，主路径和辅助路径的信号电流产生同向叠加；

就L_S正极输入的一支信号，其传递过程同上所述，其中M_n1'相当于M_n1，M_p1'M_p2'相当于M_p1M_p2、M_n3'M_n4'相当于M_n3M_n4，M_p3'相当于M_p3，M_n5'M_n6'等同于M_n5M_n6、M_n2'M_p4'等同于M_n2M_p4，节点C'相当于节点C，节点C'、C产生差分输出信号IF_out。

作为进一步优化的，本发明一种噪声消除宽带射频接收前端的噪声消除原理可以如是理解：如图5所示，M_n1的沟道热噪声在节点B产生正向的热噪声电压，该噪声电压经过主路径上，电流镜M_p1M_p2的放大、M_n3M_n4的下变频和负阻管M_p3的倍增作用，噪声电流被反向传递到输出节点C；在辅助路径上，A节点的反向热噪声电压同时经过M_n5M_n6的下变频、反相器M_n2M_p4的转化，转为正向的噪声电流传递到输出节点C。通过设计，这两个噪声电流信号为等幅反向，于是M_n1的沟道热噪声在输出端口得以消除。

作为优化的结构，本发明一种噪声消除宽带射频接收前端还包含了共模反馈电路，所述共模反馈电路通过检测输出信号IF_out的共模电压，并与V_DD/2的参考电压V_ref做比较，进而动态调整晶体管M_n2、M_n2'的栅极电压，使得IF_out的静态偏置电压稳定在V_DD/2附近，以获得好的线性摆幅。而且，电路主路径为电流域的信号放大，信号不易产生压缩，辅助路径中的M_n2为主要的非线性源，基于导数抵消原理，使用M_p4来部分抵消M_n2的非线性系数，进而提升电路的线性度。

本发明的有益效果是：

本发明可以在一定功耗下，在宽带范围内显著降低CMOS射频接收前端的噪声指数，并兼顾良好的线性度和隔离度特性；本发明的噪声消除特性使得该电路具有良好的噪声性能，且本发明的电流域放大使之兼有良好的线性度，所采用的负阻技术和电流复用技术进一步节约电路功耗。

附图说明

图1是由低噪声跨导器、无源混频器、基带放大器构成的射频接收前端；

图2是基于噪声消除技术的电压域低噪声跨导器原理图；

图3是基于噪声消除原理的接收机原理图；

图4是本发明一种噪声消除宽带射频接收前端的原理图；

图5是本发明一种噪声消除宽带射频接收前端的电路图；

图6是本发明一种噪声消除宽带射频接收前端的噪声消除示意图；

图7发明一种噪声消除宽带射频接收前端的增益结果曲线；

图8是本发明一种噪声消除宽带射频接收前端的噪声结果曲线；

图9是本发明一种噪声消除宽带射频接收前端的IIP3结果图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。

请参阅图4，整体上，本发明一种噪声消除宽带射频接收前端，包括电容交叉耦合反馈共栅输入级、电流镜放大级、负阻级、主路径开关对、辅助路径开关对、辅助路径反相器级。整体上可视为一种低噪声放大器和混频器的融合结构。

通过对电路的小信号分析，其跨导增益可以表示为：

$G_M=\frac{2}{\mathrm{\π}}\[\frac{2g_{mn1}{g}_{mp1}N}{g_{mp1}-g_{mp3}}+g_{mn2}+g_{mp4}\]---\left(1\right)$

其中，g_mn1，g_mp1，g_mn2，g_mp3，g_mp4依次代表晶体管M_n1，M_p1，M_n2，M_p3，M_p4的跨导，参数N是晶体管M_p2与M_p1的W/L比例系数。于是射频前端整体的增益可以表述为

G＝G_MR_TIA              (2) 

这里R_TIA为基带跨阻放大器的反馈电阻。進一步为了满足平衡的差分信号输出，有下面条件需要满足：

$\frac{2g_{mn1}{g}_{mp1}N}{g_{mp1}-g_{mp3}}=g_{mn2}+g_{mp4}---\left(3\right)$

由上式可以看到，负阻级的引入，使得共柵输入管的跨导、比例系数N可以降低，这对于电路的低功耗是具有积极意义，因為相关的理论推导表明N越大，电路功耗越大，尽管噪声可以改善。输入阻抗匹配条件为：

$R_s=R_{in}=\frac{1}{2g_{mn1}}---\left(4\right)$

其中，R_s和R_in分别是电路的信号源阻抗和输入阻抗。g_mn1代表晶体管M_n1的跨导。晶体管M_n1因为采用共柵输入而具有宽带的特点，使用电容交叉耦合则有效倍增了其输入跨导。

公式推导得到，公式(3)也是晶体管M_n1的沟道热噪声消除条件。仿真表明M_n2，M_p4为电路的主要噪声贡献者，通过取大的跨导值，我们可以降低此噪声贡献到一个可以接受的水 平。类似于噪声消除原理，M_n1的非线性分量也得以消除。电流镜M_p1M_p2自身又具有优越的线性度。使得噪声消除辅助级的非线性为制约电路线性度的主要瓶颈。通过对晶体管M_n2M_p4进行信号电流的泰勒展开分析，如下：

i_n＝g_n1(υ_i)+g_n2(υ_i)²+g_n3(υ_i)³            (5) 

i_p＝g_p1(-υ_i)+g_p2(-υ_i)²+g_p3(-υ_i)³          (6) 

这里v_i是输入信号，g_n1～3依次代表M_n2的一阶、二阶、三阶项；g_p1～3依次代表M_p4的一阶、二阶、三阶项。于是输出电流信号为

$i_o=i_n-i_p=(g_{n1}+g_{p1}){\mathrm{\υ}}_i+(g_{n2}-g_{p2}){\mathrm{\υ}}_i^2+(g_{n3}+g_{p3}){\mathrm{\υ}}_i^3---\left(7\right)$

调整M_p4的偏压，M_n2的二阶、三阶非线性项可以部分消除，线性度得以改善。

实施例

本实施例所提供的射频前端电路采用0.18μm RF CMOS工艺实现。采用1.8V电源供电，参数N取2，电路的偏置电流为19mA。图7给出了射频前端增益曲线，表明在3dB带宽(0.1～2.4GHz)内得到了约29dB的增益，图8给出了噪声指数仿真结果，施加1.1GHz的阻塞信号，在1GHz处模拟电路的噪声指数，看到阻塞信号微弱可以忽略时候其噪声指数NF约为2.8dB；当阻塞信号为0dBm时候，NF退化到3.7dB。采用间隔5MHz的等幅双音信号分别在0.75GHz，1.5GHz等若干频点测试电路的线性度，如图9所示，其输入三阶交调(IIP3)仿真结果最小为-4.5dBm。以上结果表明，该射频接收前端在1.8V供电条件下，工作电流为19mA，和现有的射频接收前端相比，该电路适合宽带和低功耗应用场景。

Claims (4)

1.一种噪声消除宽带射频接收前端，其特征在于，包括电容交叉耦合反馈共栅输入级、电流镜放大级、负阻级、主路径开关对、辅助路径开关对、辅助路径反相器级；

所述射频接收前端的射频差分信号RF_in的两路信号均由所述电容交叉耦合反馈共栅输入级输入，其每一路信号分为主路径及辅助路径两路信号流向：主路径上，输入信号经过电容交叉耦合反馈输入级转化为电流信号，然后经过电流镜放大级的放大、主路径开关对的混频和负阻级的倍增作用，信号传递到输出节点C；辅助路径上，输入信号经过辅助路径开关对的混频、辅助路径反相器的转化后，转为电流信号传递到输出节点C并与主路径输出信号同向叠加产生输出信号IF_out。

2.根据权利要求1所述的噪声消除宽带射频接收前端，其特征在于，所述电容交叉耦合反馈共栅输入级包括NMOS晶体管M_n1、M_n1'，谐振电感L_S和L_S'，反馈电容C_C和C_C'；电流镜放大级包括PMOS晶体管M_p1、M_p2、M_p1'、M_p2'；辅助路径反相器级包括NMOS管晶体管M_n2和M_n2'、PMOS晶体管M_p4和M_p4'；负阻级包括晶体管M_p3、M_p3'；主路径开关对M_sw,main包括四个相同尺寸的NMOS开关管M_n3、M_n4、M_n3'、M_n4'，辅助路径开关对M_sw,aux包括四个相同尺寸的NMOS开关管M_n5、M_n6、M_n5'、M_n6'；

于主路径方向，共栅输入晶体管M_n1的源极通过节点A连接至电感L_S'的正极，节点A通过耦合电容C_C'连接到晶体管M_n1'的栅极；晶体管M_n1的栅极通过耦合电容C_C连接到晶体管M_n1'的源极，其漏极接至晶体管M_p1的漏极，晶体管M_n1'的漏极连接至晶体管M_p1'的漏极；晶体管M_p1'的栅极连接至晶体管M_p3'的漏极，晶体管M_p1'的栅极直接与晶体管M_p1'的漏极相连，其源极连接至电源V_DD；晶体管M_p1的栅极直接与M_p1的漏极相连，其源极连接至电源V_DD；

于负阻级，M_p3的漏极通过节点B连接至M_p1的漏极，M_p3的栅极连接至M_p3'的漏极，M_p3的源极连接至电源V_DD；M_p3'的栅极连接至节点B，M_p3'的源极连接至电源V_DD；

节点B与开关管M_n3、M_n4的源极连接，开关管M_n3'、M_n4'的源极与M_p1'的栅极连接，M_n3'的漏极与M_n4的漏极连接，M_n4'的漏极与M_n3的漏极连接，M_n3'的栅极与M_n3的栅极共同连至差分本振信号LO-的输入端，M_n4'的栅极与M_n4的栅极共同连至差分本振信号LO+的输入端；晶体管M_p2的源极连接至电源V_DD，其栅极连接到开关管M_n3'、M_n4的漏极，其漏极则连接到节点C；晶体管M_p2'的源极连接至电源V_DD，其栅极连接到开关管M_n4'、M_n3的漏极，其漏极连接至节点C'；

于辅助路径方向，节点A与开关管M_n5、M_n6的源极连接，开关管M_n5'、M_n6'的源极与谐振电感L_S的正极连接，谐振电感L_S的正极与晶体管M_n1'的源极连接，谐振电感L_S负极与L_S'负极均接地；4个开关管M_n5、M_n6、M_n5'、M_n6'之间的连接方式与开关管M_n3、M_n4、M_n3'、M_n4'之间的连接方式相同：开关管M_n5对应于M_n3，M_n6对应于M_n4，M_n5'与M_n6'分别对应于M_n3'与M_n4'；

开关管M_n6、M_n5'的漏极通过隔直电容C_b连接到M_n2的栅极，M_n2的源极接地，M_n2的漏极通过节点C连接至M_p4的漏极，M_p4的栅极通过隔直电容C_b1连接至M_n2的栅极，M_p4的源极连接至电源V_DD；开关管M_n5、M_n6'的漏极通过隔直电容C_b'连接到M_n2'的栅极，晶体管M_n2'、M_p4'及隔直电容C_b2之间的连接关系与晶体管M_n2、M_p4及隔直电容C_b1之间的连接关系相同：晶体管M_n2'、M_p4'分别对应于晶体管M_n2、M_p4，隔直电容C_b2对应于隔直电容C_b1，节点C'对应于节点C；输出节点C连接到电阻R_out的负极，输出节点C'连接到电阻R_out'的正极；电阻R_out'的负极连接电阻R_out的正极，且电阻R_out'的负极连接到运算放大器的负极，参考信号V_ref接所述运算放大器的正极，运算放大器的输出连接到电阻R_b、R_b'的正极，电阻R_b的负极连接到晶体管M_n2的栅极，电阻R_b'的负极连接到晶体管M_n2'的栅极；

射频差分信号RF_in由电感L_S和L_S'的正极输入，电阻R_out'的正极、R_out的负极产生差分输出信号IF_out并连接至输出节点。

3.根据权利要求2所述的噪声消除宽带射频接收前端，其特征在于，所述开关管均工作在三极管区。

4.根据权利要求2所述的噪声消除宽带射频接收前端，其特征在于，还包括共模反馈电路，所述共模反馈电路通过检测输出信号IF_out的共模电压，并与参考电压V_ref＝V_DD/2做比较，进而动态调整晶体管M_n2、M_n2'的栅极电压，使得IF_out的静态偏置电压稳定在V_DD/2附近，以获得好的线性摆幅。