CN104953852A - 电力转换装置、其控制装置及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种能够进行谐振抑制的电力转换装置、电力转换装置的控制装置、以及电力转换装置的控制方法。实施方式涉及的电力转换装置具备振动分量获取部、调整部、以及驱动部。振动分量获取部获取流过设在交流电源和电力转换部之间的LC滤波器的电容器的电流的振动分量。调整部基于流过电容器的电流的振动分量，调整作为电力转换部的输入电流的指令的输入电流指令。驱动部基于由调整部调整的输入电流指令，控制电力转换部。

Description

电力转换装置、其控制装置及控制方法

技术领域

本发明涉及电力转换装置、电力转换装置的控制装置、以及电力转换装置的控制方法。

背景技术

以往，作为电力转换装置，已知将交流电源的电直接转换成任意的频率和电压的交流电的矩阵变换器、进行向交流电源的电力再生的再生变换器等。

该电力转换装置具有半导体开关等开关元件，由于通过开关该开关元件来进行电力转换，因此有可能产生由开关引起的高次谐波噪音。因此，在电力转换装置中，有时在输入侧配置滤波器。

如此在输入侧配置滤波器的情况下，有时因构成滤波器的电抗器和电容器所产生的谐振而导致输入电流中产生畸变。作为该畸变的抑制方法，例如存在如下技术：抽出输出电流中包含的振动分量，基于该振动分量调整输出电流指令(例如，参照专利文献1)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：国际公布第2013/080744号

发明内容

本发明要解决的问题

基于输出电流中包含的振动分量来调整输出电流指令的技术存在如下问题，因谐振抑制控制和电流控制的干涉而有可能导致电力转换控制的响应性下降。

实施方式的一个方案是鉴于上述问题而完成的，其目的是提供能够根据新的谐振抑制技术进行谐振抑制的电力转换装置、电力转换装置的控制装置、以及电力转换装置的控制方法。

用于解决问题的方法

实施方式的一个方案涉及的电力转换装置具备电力转换部、控制部、以及LC滤波器。所述电力转换部设在交流电源和负载之间。所述控制部控制所述电力转换部而进行所述交流电源和所述负载之间的电力转换控制。所述LC滤波器设在所述交流电源和所述电力转换部之间。所述控制部具备指令生成部、振动分量获取部、调整部、以及驱动部。所述指令生成部生成作为所述电力转换部的输入电流的指令的输入电流指令。所述振动分量获取部获取流过所述LC滤波器的电容器的电流的振动分量。所述调整部基于由所述振动分量获取部获取的所述振动分量，调整所述输入电流指令。所述驱动部基于由所述调整部调整的所述输入电流指令，控制所述电力转换部。

发明效果

根据实施方式的一个方案，能够提供能够进行谐振抑制的电力转换装置、电力转换装置的控制装置、以及电力转换装置的控制方法。

附图说明

图1是表示第一实施方式涉及的电力转换装置的结构例的图。

图2是表示图1所示的双向开关的结构例的图。

图3是表示LC滤波器的结构例的图。

图4是表示关于LC滤波器的一相部分的输入输出关系的图。

图5A是表示使电源侧阻抗增加的情况下的极的变化的图。

图5B是表示使电源侧阻抗增加的情况下的谐振角速度的变化的图。

图5C是表示使电源侧阻抗增加的情况下的衰减系数的变化的图。

图6A是表示使电源侧阻抗增加的情况下的极的变化的图。

图6B是表示使电源侧阻抗保持恒定、并使A^*发生改变的情况下的谐振角速度的变化的图。

图6C是表示使电源侧阻抗保持恒定、并使A^*发生改变的情况下的衰减系数的变化的图。

图7是表示控制部的结构例的图。

图8是与数(20)相对应的框图。

图9是表示电流推断部的结构例的图。

图10是表示振动分量获取部的结构例的图。

图11是表示由控制部进行的谐振抑制处理的流程的流程图的一例。

图12是表示图11所示的步骤S10的处理流程的流程图的一例。

图13是表示由第一实施方式的电力转换装置进行的输入功率因数控制的状态的图。

图14是表示由第二实施方式的电力转换装置进行的输入功率因数控制的状态的图。

图15是表示第二实施方式涉及的电力转换装置的控制部的结构例的一部分的图。

图16是表示第三实施方式涉及的电力转换装置的结构的图。

附图标记说明

1、1A、1B：电力转换装置，2：三相交流电源，3：三相负载，10：电力转换部，11：LC滤波器，12：输入电压检测部，13：电容器电压检测部，20、20A、20B：控制部，30：相位检测部，31：指令生成部，32、32B：振动分量获取部，33：调整部，34：电流控制部，35：开关驱动部，36：功率因数控制部，41、41B：dq坐标转换部，42：电流推断部，43、43B：振动分量抽出部，51：修正量运算部，52：相位确定部，53：门信号生成部，Sru、Ssu、Stu、Srv、Ssv、Stv、Srw、Ssw、Stw：双向开关。

具体实施方式

以下基于附图，详细说明本申请公开的电力转换装置、电力转换装置的控制装置、以及电力转换装置的控制方法的实施方式。另外，该发明不限于该实施方式。

[1.第一实施方式]

[1.1.电力转换装置的结构例]

图1是表示第一实施方式涉及的电力转换装置的结构例的图。如图1所示，第一实施方式涉及的电力转换装置1是设在三相交流电源2(以下，简单地记载为交流电源2)和三相交流负载3(以下，简单地记载为负载3)之间的矩阵变换器。

交流电源2例如是电力系统。负载3例如是交流电动机、交流发电机。在下面，将交流电源2的R相、S相及T相记载为输入相，将负载3的U相、V相及W相记载为输出相。

电力转换装置1具备输入端子Tr、Ts、Tt、输出端子Tu、Tv、Tw、电力转换部10、LC滤波器11、输入电压检测部12、电容器电压检测部13、输出电流检测部14、以及控制部20。

电力转换部10具备连接交流电源2的各相和负载3的各相的多个双向开关Sru、Ssu、Stu、Srv、Ssv、Stv、Srw、Ssw、Stw(以下，有时统称为双向开关Sw)。

双向开关Sru、Ssu、Stu分别连接交流电源2的R相、S相、T相和负载3的U相。双向开关Srv、Ssv、Stv分别连接交流电源2的R相、S相、T相和负载3的V相。双向开关Srw、Ssw、Stw分别连接交流电源2的R相、S相、T相和负载3的W相。

图2是表示双向开关Sw的结构例的图。如图2所示，双向开关Sw具有开关元件Q1和二极管D1的串联连接电路、和开关元件Q2和二极管D2的串联连接电路，这些串联连接电路反向并联连接。

此外，双向开关Sw只要是具有多个开关元件并能够控制导通方向的结构就可以，不限于图2所示的结构。例如，在图2所示的例子中，二极管D1、D2的阴极彼此进行连接，而双向开关Sw也可以是二极管D1、D2的阴极彼此未连接的结构。

另外，开关元件Q1、Q2例如是MOSFET(Metal-Oxide-SemiconductorField-Effect Transistor：金属-氧化物半导体场效应晶体管)、IGBT(Insulated GateBipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)等的半导体开关元件。另外，开关元件Q1、Q2例如也可以是包括氮化镓(GaN)或者碳化硅(SiC)的宽带隙半导体。此外，在开关元件Q1、Q2例如为反向阻断型IGBT的情况下，也可以不设置二极管D1、D2。

此外，门信号S1～S9被输入到双向开关Sru、Ssu、Stu、Srv、Ssv、Stv、Srw、Ssw、Stw的开关元件Q1的门极。另外，门信号S10～S18被输入到双向开关Sru、Ssu、Stu、Srv、Ssv、Stv、Srw、Ssw、Stw的开关元件Q2的门极。

返回图1，继续说明电力转换装置1。LC滤波器11设在交流电源2的R相、S相及T相和电力转换部10之间，并除去由构成电力转换部10的双向开关Sw的开关而引起的开关噪音。

图3是表示LC滤波器11的结构例的图。如图3所示，LC滤波器11包括：三个电抗器Lr、Ls、Lt；三个电容器Crs、Cst、Ctr；以及电阻Rr、Rs、Rt。电抗器Lr、Ls、Lt分别连接在交流电源2的R相、S相及T相和电力转换部10之间。

电阻Rr、Rs、Rt分别与电抗器Lr、Ls、Lt并联地设置。电阻Rr、Rs、Rt是抑制LC滤波器11的谐振的阻尼电阻。此外，LC滤波器11不限于图1所示的结构。例如，LC滤波器11也可以是未设置电阻Rr、Rs、Rt的结构。

电容器Crs、Cst、Ctr分别连接在不同的两个输入相之间。具体而言，电容器Crs连接在R相和S相之间，电容器Cst连接在S相和T相之间，电容器Ctr连接在R相和T相之间。

返回图1，继续说明电力转换装置1。输入电压检测部12检测从交流电源2向电力转换装置1输入的交流电源2的R相、S相、T相的各相的瞬时电压值V_r、V_s、V_t(以下，记载为输入相电压V_r、V_s、V_t)。此外，在下面，有时将输入相电压V_r、V_s、V_t记载为输入电压V_rst。

电容器电压检测部13检测电容器Crs、Cst、Ctr的两端电压的瞬时V_{C_rs}、V_{C_st}、V_{C_tr}。此外，在下面，有时将电容器电压V_{C_rs}、V_{C_st}、V_{C_tr}记载为电容器电压V_{C_rst}。

输出电流检测部14检测分别流过电力转换部10和负载3的U相、V相、W相之间的电流的瞬时值I_u、I_v、I_w(以下，记载为输出相电流I_u、I_v、I_w)。此外，输出电流检测部14例如利用作为磁电转换元件的霍尔元件来检测电流。另外，在下面，有时将输出相电流I_u、I_v、I_w记载为输出电流I_uvw。

控制部20对电力转换部10进行控制从而进行交流电源2和负载3之间的电力转换控制。该控制部20具有作为执行的运转模式的动力运行运转模式和再生运转模式。

在动力运行运转模式的情况下，控制部20如下控制电力转换部10，将从交流电源2经由输入端子Tr、Ts、Tt而供给的三相交流电转换成任意的电压及频率的三相交流电并从输出端子Tu、Tv、Tw向负载3输出。

在再生运转模式的情况下，控制部20如下控制电力转换部10，将从负载3经由输出端子Tu、Tv、Tw而供给的再生电力转换为交流电源2的频率及电压的三相交流电并从输入端子Tr、Ts、Tt向交流电源2供给。

该控制部20具备指令生成部31、振动分量获取部32、调整部33、以及开关驱动部35(驱动部的一例)。

指令生成部31生成作为电力转换部10的输入电流I_{O_rst}的指令的输入电流指令I_{O_rst} ^*。输入电流指令I_{O_rst} ^*包括向电力转换部10输入的交流电源2的R相、S相、T相的电流I_{O_r}、I_{O_s}、I_{O_t}的指令I_{O_r} ^*、I_{O_s} ^*、I_{O_t} ^*。

振动分量获取部32基于电容器电压V_{C_rst}，获取流过LC滤波器11的电容器Crs、Cst、Ctr的电流(以下，有时记载为电容器电流I_{C_rst})的振动分量ΔI_C。该振动分量ΔI_C包括LC滤波器11的谐振频率分量。

调整部33基于由振动分量获取部32获取的振动分量ΔI_C，通过调整输入电流指令I_{O_rst} ^*来生成输入电流指令I’_{O_rst} ^*。开关驱动部35基于从调整部33输出的输入电流指令I’_{O_rst} ^*，控制构成电力转换部10的双向开关Sw。输入电流指令I’_{O_rst} ^*包括向电力转换部10输入的交流电源2的R相、S相、T相的电流的指令I’_{O_r} ^*、I’_{O_s} ^*、I’_{O_t} ^*。

如此，控制部20基于流过电容器Crs、Cst、Ctr的电流的振动分量ΔI_C，调整输入电流指令I_{O_rst} ^*，并基于调整后的输入电流指令I’_{O_rst} ^*来控制电力转换部10，从而能够进行谐振抑制。

[1.2.谐振抑制]

在这里，参照附图说明谐振抑制。图4是表示关于LC滤波器11的一相部分的输入输出关系的图。此外，图4所示的各附图标记表示如下。

V_grid：交流电源2的输出电压

I_grid：交流电源2的输出电流

L_g：交流电源2和电力转换装置1之间的布线的电感

L：电抗器Lr、Ls、Lt的电感

R：电阻Rr、Rs、Rt的电阻值

C：电容器Crs、Cst、Ctr的电容

I_L：流过电抗器Lr、Ls、Lt的电流

I_R：流过电阻Rr、Rs、Rt的电流

I_C：流过电容器Crs、Cst、Ctr的电流(电容器电流)

V_C：电容器Crs、Cst、Ctr的两端电压(电容器电压)

I_O：从交流电源2经由LC滤波器11向电力转换部10流动的电流

根据图4所示的电路，关于R相、S相及T相，以下的式(1)～(5)成立。此外，在这些式中，下标“rst”表示R相、S相及T相的要素为配置成三列的三行一列的矩阵。

[数1]

$\frac{d}{\mathrm{dt}}{V}_{C\_\mathrm{rst}}=\frac{1}{C}{I}_{C\_\mathrm{rst}}...\left(1\right)$

I_{grid_rst}＝I_{C_rst}+I_{O_rst}…(2)

I_{grid_rst}＝I_{R_rst}+I_L一rst…(3)

$V_{\mathrm{grid}\_\mathrm{rst}}=L_g\frac{d}{\mathrm{dt}}{I}_{\mathrm{grid}\_\mathrm{rst}}+V_{L\_\mathrm{rst}}+V_{C\_\mathrm{rst}}...\left(4\right)$

$V_{L\_\mathrm{rst}}={\mathrm{RI}}_{R\_\mathrm{rst}}=L\frac{d}{\mathrm{dt}}{I}_{L\_\mathrm{rst}}...\left(5\right)$

根据上式(3)、(5)，能够将关于电抗器Lr、Ls、Lt和电阻Rr、Rs、Rt的并联连接部分的状态方程式表示成下式(6)。

[数2]

$V_{L\_\mathrm{rst}}=L\frac{d}{\mathrm{dt}}{I}_{L\_\mathrm{rst}}=L\frac{d}{\mathrm{dt}}(I_{\mathrm{grid}\_\mathrm{rst}}-\frac{1}{R}{V}_{L\_\mathrm{rst}})...\left(6\right)$

上式(6)能够表示成下式(7)。

[数3]

$\frac{d}{\mathrm{dt}}{V}_{L\_\mathrm{rst}}-R\frac{d}{\mathrm{dt}}{I}_{\mathrm{grid}\_\mathrm{rst}}=-\frac{R}{L}{V}_{L\_\mathrm{rst}}...\left(7\right)$

下面，根据上式(1)、(2)，能够将关于电容器Crs、Cst、Ctr的状态方程式表示成下式(8)。

[数4]

$\frac{d}{\mathrm{dt}}{V}_{C\_\mathrm{rst}}=\frac{1}{C}{I}_{\mathrm{grid}\_\mathrm{rst}}-\frac{1}{C}{I}_{O\_\mathrm{rst}}...\left(8\right)$

另外，根据上式(4)，能够将关于交流电源2的状态方程式表示成下式(9)。

[数5]

$\frac{d}{\mathrm{dt}}{I}_{\mathrm{grid}\_\mathrm{rst}}=\frac{1}{L_g}{V}_{\mathrm{grid}\_\mathrm{rst}}-\frac{1}{L_g}{V}_{L\_\mathrm{rst}}-\frac{1}{L_g}{V}_{C\_\mathrm{rst}}...\left(9\right)$

根据上式(7)～(9)，如果将三相的状态方程式表示成行列式则能够表示成下式(10)。此外，在下式(10)中，O₃₃表示三次方阵的零矩阵，I₃₃是三次单位矩阵。

[数6]

$\begin{array}{c}\left[\begin{array}{ccc}{I}_{33}& O_{33}& O_{33}\\ -{\mathrm{RI}}_{33}& I_{33}& O_{33}\\ O_{33}& O_{33}& I_{33}\end{array}\right]\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{grid}\_\mathrm{rst}}\\ V_{L\_\mathrm{rst}}\\ V_{C\_\mathrm{rst}}\end{array}\right]\\ =\left[\begin{array}{ccc}{O}_{33}& -L_g^{-1}{I}_{33}& -L_g^{-1}{I}_{33}\\ O_{33}& -{\mathrm{RL}}^{-1}{I}_{33}& O_{33}\\ C^{-1}{I}_{33}& O_{33}& O_{33}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{grid}\_\mathrm{rst}}\\ V_{L\_\mathrm{rst}}\\ V_{C\_\mathrm{rst}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{L}_g^{-1}{I}_{33}& O_{33}\\ O_{33}& O_{33}\\ O_{33}& -C^{-1}{I}_{33}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{grid}\_\mathrm{rst}}\\ I_{O\_\mathrm{rst}}\end{array}\right]\end{array}...\left(10\right)$

在这里，假设下式(11)成立。

[数7]

${\left[\begin{array}{ccc}{I}_{33}& O_{33}& O_{33}\\ -{\mathrm{RI}}_{33}& I_{33}& O_{33}\\ O_{33}& O_{33}& I_{33}\end{array}\right]}^{-1_{}}=\left[\begin{array}{ccc}{I}_{33}& O_{33}& O_{33}\\ {\mathrm{RI}}_{33}& I_{33}& O_{33}\\ O_{33}& O_{33}& I_{33}\end{array}\right]...\left(11\right)$

在该情况下，根据上式(10)、(11)，能够将三相的状态方程式表示成下式(12)。

[数8]

$\begin{array}{c}\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{grid}\_\mathrm{rst}}\\ V_{L\_\mathrm{rst}}\\ V_{C\_\mathrm{rst}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}{I}_{33}& O_{33}& O_{33}\\ {\mathrm{RI}}_{33}& I_{33}& O_{33}\\ O_{33}& O_{33}& I_{33}\end{array}\right]\left[\begin{array}{ccc}{O}_{33}& -L_g^{-1}{I}_{33}& -L_g^{-1}{I}_{33}\\ O_{33}& -{\mathrm{RL}}^{-1}{I}_{33}& O_{33}\\ C^{-1}{I}_{33}& O_{33}& O_{33}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{grid}\_\mathrm{rst}}\\ V_{L\_\mathrm{rst}}\\ V_{C\_\mathrm{rst}}\end{array}\right]\\ +\left[\begin{array}{ccc}{I}_{33}& O_{33}& O_{33}\\ {\mathrm{RI}}_{33}& I_{33}& O_{33}\\ O_{33}& O_{33}& I_{33}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{L}_g^{-1}{I}_{33}& O_{33}\\ O_{33}& O_{33}\\ O_{33}& -C^{-1}{I}_{33}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{grid}\_\mathrm{rst}}\\ I_{O\_\mathrm{rst}}\end{array}\right]\end{array}...\left(12\right)$

因而，三相的状态方程式能够表示成下式(13)。

[数9]

$\begin{array}{c}\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{grid}\_\mathrm{rst}}\\ V_{L\_\mathrm{rst}}\\ V_{C\_\mathrm{rst}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}{O}_{33}& -L_g^{-1}{I}_{33}& -L_g^{-1}{I}_{33}\\ O_{33}& -R(L^{-1}+L_g^{-1})I_{33}& -{\mathrm{RL}}_g^{-1}{I}_{33}\\ C^{-1}{I}_{33}& O_{33}& O_{33}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{grid}\_\mathrm{rst}}\\ V_{L\_\mathrm{rst}}\\ V_{C\_\mathrm{rst}}\end{array}\right]\\ +\left[\begin{array}{cc}{L}_g^{-1}{I}_{33}& O_{33}\\ {\mathrm{RL}}_g^{-1}{I}_{33}& O_{33}\\ O_{33}& -C^{-1}{I}_{33}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{grid}\_\mathrm{rst}}\\ I_{O\_\mathrm{rst}}\end{array}\right]\end{array}...\left(13\right)$

上式(13)表示的状态方程式的特性方程式能够表示成下式(14)。

[数10]

|sI₃₃-A|＝0…(14)

在上式(14)中，矩阵A表示成下式(15)。

[数11]

$A=\left[\begin{array}{ccc}{O}_{33}& -{L_g}^{-1}{I}_{33}& -{L_g}^{-1}{I}_{33}\\ O_{33}& -R(L^{-1}+{L_g}^{-1})I_{33}& -{{\mathrm{RL}}_g}^{-1}{I}_{33}\\ C^{-1}{I}_{33}& O_{33}& O_{33}\end{array}\right]...\left(15\right)$

因而，上式(14)能够表示成下式(16)。

[数12]

s³I₃₃+s²R(L^-1+L_g ^-1)I₃₃+sL_g ^-1C^-1I₃₃+RL^-1L_g ^-1C^-1I₃₃＝0…(16)

图5A～图5C是根据基于上式(16)的模拟使交流电源2和电力转换装置1之间的阻抗(以下，记载为电源侧阻抗)增加的情况下的极、谐振角速度、以及衰减系数的变化的图。

如图5A所示，在电源侧阻抗增加的情况下，极向右侧移动，不稳定。另外，如图5C所示可知，在电源侧阻抗增加的情况下，衰减系数变小，很难进行衰减。此外，由作为阻尼电阻的电阻Rr、Rs、Rt来产生该谐振抑制效果。

下面，讨论用于利用电阻Rr、Rs、Rt以外的方法来获得谐振抑制效果的方法。相对于上式(13)所示的三相的状态方程式，如下式(17)所示，使电容器电压V_{C_rst}具有“A”的项。由此，三相的状态方程式具有相对于电容器电压V_{C_rst}的变化而使电容器电压V_{C_rst}收敛的项。

[数13]

$\begin{array}{c}\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{grid}\_\mathrm{rst}}\\ V_{L\_\mathrm{rst}}\\ V_{C\_\mathrm{rst}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}{-\mathrm{AI}}_{33}& -{L_g}^{-1}{I}_{33}& -{L_g}^{-1}{I}_{33}\\ O_{33}& -R(L^{-1}+{L_g}^{-1})I_{33}& -R{L_g}^{-1}{I}_{33}\\ C^{-1}{I}_{33}& O_{33}& {-\mathrm{AI}}_{33}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{grid}\_\mathrm{rst}}\\ V_{L\_\mathrm{rst}}\\ V_{C\_\mathrm{rst}}\end{array}\right]\\ +\left[\begin{array}{cc}{L_g}^{-1}{I}_{33}& O_{33}\\ R{L_g}^{-1}{I}_{33}& O_{33}\\ O_{33}& -C^{-1}{I}_{33}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{grid}\_\mathrm{rst}}\\ I_{o\_\mathrm{rst}}\end{array}\right]\end{array}...\left(17\right)$

根据上式(17)，能够将电容器电压V_{C_rst}表示成下式(18)。此外，A^*＝C×A。

[数14]

$\frac{d}{\mathrm{dt}}{V}_{C\_\mathrm{rst}}=C^{-1}(I_{\mathrm{grid}\_\mathrm{rst}}-I_{o\_\mathrm{rst}}-A^{*}{V}_{C\_\mathrm{rst}})...\left(18\right)$

例如如果假设A^*＝1/R，则上式(18)中的“A^*V_{C_rst}”与和LC滤波器11的电容器Crs、Cst、Ctr并联连接电阻的状态相同。图6A～图6C是表示如此具有谐振抑制项的情况下的模拟结果的图。图6A表示使电源侧阻抗增加的情况下的极的变化，图6B表示使电源侧阻抗保持恒定、并使A^*发生改变的情况下的谐振角速度的变化，图6C表示使电源侧阻抗保持恒定、并使A^*发生改变的情况下的衰减系数的变化。

如图6A所示，在电源侧阻抗增加的情况下，极向左侧移动，并变得稳定。另外，如图6C所示，通过增大A^*，从而衰减系数变大，容易进行衰减。因而可知，如上式(17)所示，通过具有“A”项，能够获得谐振抑制效果，另外，与作为阻尼电阻的电阻Rr、Rs、Rt的情况相比，在电源侧阻抗大的情况下谐振抑制效果更高。

上式(18)能够表示成下式(19)。因而，通过将电容器电压V_{C_rst}乘以“A^*”的值加到输入电流指令I_{O_rst} ^*中，能够获得谐振抑制效果。

[数15]

$\frac{d}{\mathrm{dt}}{V}_{C\_\mathrm{rst}}=C^{-1}\{I_{\mathrm{grid}\_\mathrm{rst}}-(I_{o\_\mathrm{rst}}+A^{*}{V}_{C\_\mathrm{rst}})\}...\left(19\right)$

另外，如果通过谐振在电容器电压V_{C_rst}中产生振动分量，则电容器电流I_{C_rst}中也产生振动分量。于是，本发明人尝试了对输入电流指令I_{O_rst} ^*加上电容器电流I_{C_rst}的振动分量ΔI_C的模拟，其结果，得到了如下见解，与具有“A”项的情况同样地能够获得谐振抑制效果。

推测根据如下情况而产生该谐振抑制效果，通过对输入电流指令I_{O_rst} ^*加上电容器电流I_{C_rst}的振动分量ΔI_C，从而输入电流I_{O_rst}以消除电容器电流I_{C_rst}的振动分量ΔI_C的方式流动。

在本实施方式涉及的电力转换装置1的控制部20中，基于对输入电流指令I_{O_rst} ^*加上电容器电流I_{C_rst}的振动分量ΔI_C的新的输入电流指令I’_{O_rst} ^*，控制电力转换部10。由此，电力转换部10的输入电流I_{O_rst}的相位根据振动分量ΔI_C产生变化，并且振动分量ΔI_C减少。因此，即使是在电源侧阻抗较大、由电阻Rr、Rs、Rt产生的谐振抑制效果较差的情况下，也能够抑制LC滤波器11的谐振。以下，具体说明控制部20的结构。此外、通过设置电阻Rr、Rs、Rt，谐振抑制效果提高，但是也可以不设置电阻Rr、Rs、Rt。

[1.3.控制部20的结构]

图7是表示控制部20的结构例的图。在图7所示的例子中，控制部20对三相进行dq坐标转换而进行运算处理。dq坐标是根据输入电压相位θ而旋转的正交两轴的坐标。

如图7所示，控制部20具备相位检测部30、指令生成部31、振动分量获取部32、调整部33、电流控制部34、以及开关驱动部35。

相位检测部30例如通过将输入电压V_rst转换成固定坐标上的正交的两轴的αβ分量，求出α轴方向的电压值Vα和β轴方向的电压值Vβ。相位检测部30例如在将电压值Vα、Vβ转换成dq轴正交坐标系的dq分量的情况下，以d轴分量变成零的方式对dq轴正交坐标系的相位进行运算。相位检测部30将如此运算的dq轴正交坐标系的相位作为输入电压相位θ而进行输出。

指令生成部31生成作为电力转换部10的输入电流的指令的输入电流指令I_{O_rst} ^*。输入电流指令I_{O_rst} ^*包括d轴输入电流指令I_{O_d} ^*和q轴输入电流指令I_{O_q} ^*。该输入电流指令I_{O_d} ^*、I_{O_q} ^*是将R相、S相、T相的电流指令I_{O_r} ^*、I_{O_s} ^*、I_{O_t} ^*转换成dq坐标的指令。

振动分量获取部32获取流过LC滤波器11的电容器Crs、Cst、Ctr的电流的振动分量ΔI_C。该振动分量获取部32具备dq坐标转换部41、电流推断部42、以及振动分量抽出部43。

dq坐标转换部41在将电容器电压V_{C_rst}转换成固定坐标上的正交的两轴的αβ分量之后，基于输入电压相位θ，转换成根据输入电压相位θ而旋转的正交两轴的dq分量。由此，电容器电压V_{C_rst}被转换成d轴电容器电压V_{C_d}和q轴电容器电压V_{C_q}。

电流推断部42基于d轴电容器电压V_{C_d}和q轴电容器电压V_{C_q}，推断作为电容器电流I_{C_rst}的dq轴分量的d轴电容器电流I_{C_d}和q轴电容器电流I_{C_q}。该电流推断部42例如是根据电容器电压V_{C_d}、V_{C_q}推断电容器电流I_{C_d}、I_{C_q}的观测器。

如果对上式(13)进行dq坐标转换，则能够表示成下式(20)。

[数16]

$\begin{array}{c}\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{grid}\_\mathrm{dq}}\\ V_{L\_\mathrm{dq}}\\ V_{C\_\mathrm{dq}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}-{\mathrm{\ωJ}}_{22}& -{L_g}^{-1}{I}_{22}& {{-L}_g}^{-1}{I}_{22}\\ O_{33}& -R(L^{-1}+{L_g}^{-1})I_{22}-{\mathrm{\ωJ}}_{22}& -{{\mathrm{RL}}_g}^{-1}{I}_{22}\\ C^{-1}{I}_{22}& O_{33}& -{\mathrm{\ωJ}}_{22}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{grid}\_\mathrm{dq}}\\ V_{L\_\mathrm{dq}}\\ V_{C\_\mathrm{dq}}\end{array}\right]\\ +\left[\begin{array}{cc}{L_g}^{-1}{I}_{22}& O_{22}\\ {{\mathrm{RL}}_g}^{-1}{I}_{22}& O_{22}\\ O_{22}& {-C}^{-1}{I}_{22}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{grid}\_\mathrm{dq}}\\ I_{O\_\mathrm{dq}}\end{array}\right]\end{array}...\left(20\right)$

如果由框图来表现上式(20)，则成为如图8所示的框图。在图8中，用框线包围的部分为电容器Crs、Cst、Ctr的模型70(以下，记载为电容器模型70)。该电容器模型70将电容器电流I_{C_rst}的dq轴分量作为输入，将电容器电压V_{C_rst}的dq轴分量作为输出。电流推断部42使用该电容器模型70，根据电容器电压V_{C_rst}推断电容器电流I_{C_rst}。

图9是表示电流推断部42的结构的框图。如图9所示，电流推断部42具备电容器模型70和补偿器71。电容器模型70具备放大器81、82、87、88、加法器83、84、以及积分器85、86。

放大器81对d轴电容器推断电流I_{C_d_OBS}乘以1/C后进行输出。加法器83对放大器81的输出和放大器87的输出进行加法运算。积分器85对加法器83的输出进行积分而生成d轴电容器推断电压V_{C_d_OBS}。放大器87对积分器85的输出乘以角速度ω(＝2πfo)并进行输出。此外，fo是交流电源2的频率。

另外，放大器82对q轴电容器推断电流I_{C_q_OBS}乘以1/C后进行输出。加法器84对放大器82的输出和放大器88的输出进行加法运算。积分器86对加法器84的输出进行积分而生成q轴电容器推断电压V_{C_q_OBS}。放大器88对积分器86的输出乘以角速度ω并进行输出。

补偿器71具备减法器91、92、PI(比例积分)控制器93、94、以及放大器95、96。减法器91对d轴电容器电压V_{C_d}和d轴电容器推断电压V_{C_d_OBS}的偏差进行运算。PI控制器93以d轴电容器电压V_{C_d}和d轴电容器推断电压V_{C_d_OBS}的偏差成为零的方式调整从放大器95输出的d轴电容器推断电流I_{C_d_OBS}。放大器95对PI控制器93的输出乘以作为电容器Crs、Cst、Ctr的电容值的“C”而生成d轴电容器推断电流I_{C_d_OBS}。

减法器92对q轴电容器电压V_{C_q}和q轴电容器推断电压V_{C_q_OBS}的偏差进行运算。PI控制器94以q轴电容器电压V_{C_q}和q轴电容器推断电压V_{C_q_OBS}的偏差成为零的方式调整从放大器96输出的q轴电容器推断电流I_{C_q_OBS}。放大器96对PI控制器94的输出乘以作为电容值的“C”而生成q轴电容器推断电流I_{C_q_OBS}。

如此，电流推断部42能够根据电容器电压V_{C_d}、V_{C_q}而运算电容器推断电流I_{C_d_OBS}、I_{C_q_OBS}。此外，图9所示的结构是电流推断部42的一例，电流推断部42如果能够根据电容器电压V_{C_d}、V_{C_q}而运算电容器推断电流I_{C_d_OBS}、I_{C_q_OBS}，则也可以是图9所示的结构以外的结构。

返回图7，继续说明控制部20。振动分量获取部32从d轴电容器推断电流I_{C_d_OBS}中抽出d轴振动分量ΔI_{C_d_OBS}，从q轴电容器推断电流I_{C_q_OBS}中抽出q轴振动分量ΔI_{C_q_OBS}。该振动分量ΔI_{C_d_OBS}、ΔI_{C_q_OBS}包括LC滤波器11的谐振频率分量。

图10是表示振动分量获取部32的结构例的图。如图10所示，振动分量获取部32具备低通滤波器101、102、和减法器103、104。此外，振动分量获取部32不限于图10所示的结构，例如也可以是使LC滤波器11的谐振频带的信号通过的n次(n是自然数)带通滤波器。

低通滤波器101除去高于d轴电容器推断电流I_{C_d_OBS}的基波分量的LC滤波器11的谐振频带。减法器103通过从d轴电容器推断电流I_{C_d_OBS}中除去d轴电容器推断电流I_{C_d_OBS}的基波分量，抽出d轴振动分量ΔI_{C_d_OBS}。

低通滤波器102除去高于q轴电容器推断电流I_{C_q_OBS}的基波分量的LC滤波器11的谐振频带。减法器104通过从q轴电容器推断电流I_{C_q_OBS}中除去q轴电容器推断电流I_{C_q_OBS}的基波分量，抽出q轴振动分量ΔI_{C_q_OBS}。

返回图7，继续说明控制部20。调整部33基于d轴振动分量ΔI_{C_d_OBS}及q轴振动分量ΔI_{C_q_OBS}来调整从指令生成部31输出的d轴输入电流指令I_{O_d} ^*及q轴输入电流指令I_{O_q} ^*，并生成d轴输入电流指令I’_{O_d} ^*及q轴输入电流指令I’_{O_q} ^*。

具体而言，如图10所示，调整部33具备加法器111、112。加法器111对d轴输入电流指令I_{O_d} ^*加上d轴振动分量ΔI_{C_d_OBS}，并生成d轴输入电流指令I’_{O_d} ^*。另外，加法器112对q轴输入电流指令I_{O_q} ^*加上q轴振动分量ΔI_{C_q_OBS}，并生成q轴输入电流指令I’_{O_q} ^*。

如此，调整部33基于由振动分量获取部32来获取的电容器电流I_{C_rst}的振动分量ΔI_{C_d_OBS}、ΔI_{C_q_OBS}，调整输入电流指令I_{O_d} ^*、I_{O_q} ^*，从而生成输入电流指令I’_{O_d} ^*、I’_{O_q} ^*。

返回图7，继续说明控制部20。电流控制部34以输出电流指令I_uvw ^*与输出电流I_uvw一致的方式生成输出电压指令V_uvw ^*。输出电流指令I_uvw ^*例如包括作为U相、V相及W相的电流的指令的输出相电流指令I_u ^*、I_v ^*、I_w ^*。另外，输出电压指令V_uvw ^*例如包括作为U相、V相及W相的电压的指令的输出相电压指令V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*。

开关驱动部35基于输入电流指令I’_{O_d} ^*、I’_{O_q} ^*生成门信号S1～S18。如图7所示，该开关驱动部35具备修正量运算部51、相位确定部52、以及门信号生成部53。

修正量运算部51基于输入电流指令I’_{O_d} ^*、I’_{O_q} ^*，求出相位修正量Δθ。修正量运算部51例如通过运算tan^-1(I’_{O_d} ^*/I’_{O_q} ^*)，求出相位修正量Δθ(＝tan^-1(I’_{O_d} ^*/I’_{O_q} ^*))。

相位确定部52基于输入电压相位θ和相位修正量Δθ，确定输入电流I_{O_rst}的相位。具体而言，相位确定部52通过对输入电压相位θ加上相位修正量Δθ，运算输入电流相位θ1(＝θ+Δθ)。此外，输入电流相位θ1是针对输入电流I_{O_rst}的相位的输入电流指令。

门信号生成部53基于输入电流相位θ1、输入电压V_rst以及输出相电压指令V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*，生成门信号S1～S18。利用该门信号S1～S18，以输入电流I_{O_rst}的相位与输入电流相位θ1一致的方式进行调整，并且，以输出相电压指令V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*与输出相电压V_u、V_v、V_w一致的方式调整电力转换部10的双向开关Sw。

门信号生成部53例如在输入电压V_r、V_s、V_t的大小的大小关系不改变的期间，将输入电压V_r、V_s、V_t的大小按由大到小的顺序设成输入相电压E_p、E_m、E_n。另外，门信号生成部53例如具有根据输入电流相位θ1来求出输入电流分配率α的表格。

输入电流分配率α是电力转换部10中的输入电流I_{O_rst}的分配率，例如规定向输入相电压E_p的连接期间T1和向输入相电压E_m的连接期间T2。输入电流分配率α例如由α＝T2/T1来表示。

门信号生成部53基于输入电流分配率α及输入相电压V_r、V_s、V_t的状态，调整载波信号的振幅，生成基于输入电流分配率α及输出相电压V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*的调制波信号。门信号生成部53通过比较载波信号和调制波信号，生成PWM信号。门信号生成部53例如对PWM信号进行换向处理，从而生成门信号S1～S18。

此外，控制部20例如由具有CPU(Central Processing Unit：中央处理器)、ROM(Read Only Memory：只读存储器)、RAM(Random Access Memory：随机存取存储器)、输入输出口等的微型计算机、ASIC(Application SpecificIntegrated Circuit：专用集成电路)、FPGA(Field Programmable Gate Array：现场可编程门阵列)等集成电路来实现。

微型计算机的CPU通过读出并执行存储在ROM中的程序，能够执行相位检测部30、指令生成部31、振动分量获取部32、调整部33、电流控制部34以及开关驱动部35的一部分或者全部的功能。另外，能够由ASIC、FPGA等的电路来执行相位检测部30、指令生成部31、振动分量获取部32、调整部33、电流控制部34以及开关驱动部35的一部分或者全部的功能。

图11是表示由控制部20进行的谐振抑制处理的流程的流程图的一例。如图11所示，控制部20获取电容器电流I_{C_rst}的振动分量ΔI_C(步骤S10)，并生成输入电流指令I_{O_rst} ^*(步骤S11)。

控制部20基于电容器电流I_{C_rst}的振动分量ΔI_C，调整输入电流指令I_{O_rst} ^*(步骤S12)。然后，控制部20基于调整后的输入电流指令I_{O_rst} ^*来控制电力转换部10(步骤S13)。由此，电力转换装置1例如在电源侧阻抗较大的情况下，也能够抑制LC滤波器11的谐振。

图12是表示图11所示的步骤S10的处理流程的流程图的一例。如图12所示，控制部20检测从电容器电压检测部13输出的电容器电压V_{C_rst}(步骤S20)，基于该电容器电压V_{C_rst}，推断电容器电流I_{C_rst}(步骤S21)。然后，控制部20抽出所推断的电容器电流I_{C_rst}中包含的振动分量ΔI_C(步骤S22)。

[2.第二实施方式]

下面，说明第二实施方式涉及的电力转换装置。第二实施方式涉及的电力转换装置在进行输入功率因数的改善控制方面，不同于第一实施方式涉及的电力转换装置1。此外，在第二实施方式中，除了进行输入功率因数的改善控制的结构之外，具有与第一实施方式涉及的电力转换装置1相同的结构，因此省略图示及说明。另外，关于具有与第一实施方式的电力转换装置1相同功能的结构要素标注相同的附图标记，并省略重复的说明。

图13是表示由第一实施方式的电力转换装置1进行的输入功率因数控制的状态的图，图14是表示由第二实施方式的电力转换装置进行的输入功率因数控制的状态的图。

第二实施方式涉及的电力转换装置进行考虑了由LC滤波器11的电容器Crs、Cst、Ctr产生的影响的输入功率因数1控制。交流电源2的输出电流I_grid(参照图4)是向电力转换部10流动的输入电流I_O(参照图4)、和流过电容器Crs、Cst、Ctr的电容器电流Ic(参照图4)。

因而，如果在dq轴坐标系中以使输入电流I_O与q轴一致的方式进行控制，则如图13所示，有时在输出电流I_grid(参照图4)和输出电压V_grid(参照图4)之间相位偏移。因此，有可能无法将输入功率因数设成1。

于是，第二实施方式涉及的电力转换装置通过根据电容器电流I_{C_rst}来调整输入电流指令I_{O_rst} ^*，如图14所示，错开输入电流I_O的相位。由此，如图14所示，能够使交流电源2的输出电流I_grid和输出电压V_grid之间的相位一致而将输入功率因数设成1。

图15是表示第二实施方式涉及的电力转换装置1A的控制部20A的结构例的一部分的图。在图15中，指令生成部31及电流控制部34是与控制部20相同的结构，省略图示。

如图15所示，控制部20A具备功率因数控制部36。功率因数控制部36通过调整从调整部33输出的输入电流指令I’_{O_d} ^*、I’_{O_q} ^*，改善输入功率因数。

功率因数控制部36具备减法器121、122。减法器121从加法器111的输出中减去低通滤波器101(电流运算部的一例)的输出，减法器122从加法器112的输出中减去低通滤波器102(电流运算部的一例)的输出。

具体而言，减法器121从d轴输入电流指令I’_{O_d} ^*中减去d轴电容器推断电流I_{C_d_OBS}的基波分量从而生成d轴输入电流指令I”_{O_d} ^*。另外，减法器122从q轴输入电流指令I’_{O_q} ^*中减去q轴电容器推断电流I_{C_q_OBS}的基波分量从而生成q轴输入电流指令I”_{O_q} ^*。此外，还可以如下设置功率因数控制部36，其另行具备低通滤波器，由该低通滤波器来从电容器推断电流I_{C_d_OBS}、I_{C_q_OBS}中除去振动分量ΔI_{C_d_OBS}、ΔI_{C_q_OBS}。

开关驱动部35基于输入电流指令I”_{O_d} ^*、I”_{O_q} ^*，生成门信号S1～S18。开关驱动部35例如通过运算tan^-1(I”_{O_d} ^*/I”_{O_q} ^*)，求出相位修正量Δθ，对输入电压相位θ加上相位修正量Δθ来确定输入电流相位θ1。开关驱动部35基于输入电流相位θ1及输出相电压V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*，生成门信号S1～S18。

如此，第二实施方式涉及的电力转换装置1A使输入电流相位θ1延迟与由LC滤波器11的电容器Crs、Cst、Ctr产生的超前电流相对应的相位量。因此，电力转换装置1A能够使交流电源2的输出电流I_grid和输出电压V_grid之间的相位一致而将输入功率因数控制成1。

[3.第三实施方式]

下面，继续说明第三实施方式涉及的电力转换装置。第三实施方式涉及的电力转换装置在代替电容器电流的推断而进行电容器电流的检测的方面，不同于第一及第二实施方式涉及的电力转换装置1、1A。此外，在第三实施方式中，除了检测电容器电流、并从该电容器电流中抽出振动分量的结构之外，具有与第一及第二实施方式涉及的电力转换装置1、1A相同的结构，因此省略图示及说明。例如省略关于输入电压检测部12、电容器电压检测部13、输出电流检测部14、指令生成部31、电流控制部34以及功率因数控制部36的图示、说明。

图16是表示第三实施方式涉及的电力转换装置1B的结构的图。如图16所示，电力转换装置1B具备电力转换部10、LC滤波器11、电容器电流检测部16、以及控制部20B。

电容器电流检测部16检测电容器电流I_{C_rst}。具体而言，电容器电流检测部16检测分别流过电容器Crs、Cst、Ctr的电容器电流I_{C_rs}、I_{C_st}、I_{C_tr}。此外，电容器电流检测部16例如利用作为磁电转换元件的霍尔元件来检测电流。

控制部20B具备指令生成部31、振动分量获取部32B、调整部33、以及开关驱动部35。振动分量获取部32B具备dq坐标转换部41B和振动分量抽出部43B。

dq坐标转换部41B在将电容器电流I_{C_rst}转换成固定坐标上的正交的两轴的αβ分量之后，基于输入电压相位θ，转换成根据输入电压相位θ而旋转的正交两轴的dq分量。由此，电容器电流I_{C_rst}被转换成d轴电容器电流I_{C_d}和q轴电容器电流I_{C_q}。

振动分量抽出部43B从d轴电容器电流I_{C_d}中抽出d轴振动分量ΔI_{C_d}，从q轴电容器电流I_{C_q}中抽出q轴振动分量ΔI_{C_q}。该振动分量ΔI_{C_d}、ΔI_{C_q}包括LC滤波器11的谐振频率分量。此外，振动分量抽出部43B与振动分量获取部32同样地，例如具备低通滤波器101、102及减法器103、104(参照图10)。另外，振动分量抽出部43B也可以是使LC滤波器11的谐振频率分量通过的n次(n是自然数)带通滤波器。

如此，电容器电流检测部16检测电容器电流I_{C_d}、I_{C_q}，振动分量获取部32B从电容器电流I_{C_d}、I_{C_q}中抽出振动分量ΔI_{C_d}、ΔI_{C_q}。并且，调整部33利用振动分量ΔI_{C_d}、ΔI_{C_q}，调整输入电流指令I_{O_d} ^*、I_{O_q} ^*从而生成输入电流指令I’_{O_d} ^*、I’_{O_q} ^*。控制部20B通过基于该输入电流指令I’_{O_d} ^*、I’_{O_q} ^*来生成门信号S1～S18，能够抑制LC滤波器11的谐振。

此外，在电力转换装置1B中，代替电容器电流检测部16，例如也可以设置输入电流检测部，所述输入电流检测部检测从交流电源2的R相、S相以及T相分别向电力转换部10流入的电流。在该情况下，控制部20B例如通过将由输入电流检测部检测出的输入相电流I_r、I_s、I_t转换成dq分量、并从该dq分量中抽出LC滤波器11的谐振频带的信号，从而抽出d轴振动分量ΔI_{C_d}及q轴振动分量ΔI_{C_q}。

此外，上述的实施方式涉及的电力转换装置1、1A、1B是从三相转换成dq坐标而调整输入电流指令，但是，也可以不使用dq坐标转换而调整输入电流指令。

对于本领域技术人员而言，能够容易地导出进一步的效果和变形例。因而，本发明的更广泛的方式不限于以上所述并记述的特定的详细内容以及代表性的实施方式。因此，在不脱离所附的权利要求书及其等同物所定义的总的发明概念的精神或范围的情况下，能够进行各种变更。

Claims (9)

1.一种电力转换装置，其特征在于，具备：

电力转换部，其设在交流电源和负载之间；

控制部，其控制所述电力转换部从而进行所述交流电源和所述负载之间的电力转换控制；以及

LC滤波器，其设在所述交流电源和所述电力转换部之间，

所述控制部具备：

指令生成部，其生成作为所述电力转换部的输入电流的指令的输入电流指令；

振动分量获取部，其获取流过所述LC滤波器的电容器的电流的振动分量；

调整部，其基于由所述振动分量获取部获取的所述振动分量，调整所述输入电流指令；以及

驱动部，其基于由所述调整部调整的所述输入电流指令，控制所述电力转换部。

2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，

所述电力转换装置具备检测所述电容器的电压的电压检测部，

所述振动分量获取部具备：

电流推断部，其基于由所述电压检测部检测出的所述电容器的电压，推断流过所述电容器的电流；以及

振动分量抽出部，其从由所述电流推断部推断的所述电流中抽出该电流所含有的振动分量。

3.根据权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于，

所述电力转换装置具备：

相位检测部，其检测所述交流电源的电压相位；

修正量运算部，其基于由所述调整部调整的所述输入电流指令，运算相位修正量；以及

相位确定部，其基于由所述修正量运算部运算出的所述相位修正量和由所述相位检测部检测出的所述电压相位，确定所述输入电流的相位，

所述驱动部以所述输入电流的相位与由所述相位确定部确定的所述相位一致的方式控制所述电力转换部。

4.根据权利要求3所述的电力转换装置，其特征在于，

所述电力转换装置具备电流运算部，所述电流运算部运算从由所述电流推断部推断的所述电流中除去所述振动分量的电流，

所述相位确定部除了基于由所述修正量运算部运算出的所述相位修正量和由所述相位检测部检测出的所述电压相位，还基于由所述电流运算部运算出的所述电流，确定所述输入电流的相位。

5.根据权利要求1或2所述的电力转换装置，其特征在于，

所述驱动部基于由所述调整部调整的所述输入电流指令，控制所述输入电流的相位。

6.根据权利要求1或2所述的电力转换装置，其特征在于，

所述驱动部基于由所述调整部调整的所述输入电流指令，确定所述电力转换部中的所述输入电流的分配率，并基于该确定后的所述分配率来控制所述电力转换部。

7.一种电力转换装置的控制装置，其特征在于，具备：

振动分量获取部，其获取流过LC滤波器的电容器的电流的振动分量，所述LC滤波器设在进行交流电源和负载之间的电力转换的电力转换部和所述交流电源之间；

指令生成部，其生成作为所述电力转换部的输入电流的指令的输入电流指令；

调整部，其基于由所述振动分量获取部获取的所述振动分量，调整所述输入电流指令；以及

驱动部，其基于由所述调整部调整的所述输入电流指令，控制所述电力转换部。

8.一种电力转换装置的控制方法，其特征在于，包括：

获取流过LC滤波器的电容器的电流的振动分量的工序，所述LC滤波器设在进行交流电源和负载之间的电力转换的电力转换部和所述交流电源之间；

生成作为所述电力转换部的输入电流的指令的输入电流指令的工序；

基于所述获取的所述振动分量，调整所述输入电流指令的工序；以及

基于所述调整后的所述输入电流指令，控制所述电力转换部的工序。

9.根据权利要求8所述的电力转换装置的控制方法，其特征在于，

所述电力转换装置的控制方法包括检测所述电容器的电压的工序，

获取所述振动分量的工序包括：

基于所述检测出的所述电容器的电压，推断流过所述电容器的电流的工序；以及

从所述推断后的所述电流中抽出该电流所含有的振动分量的工序。