CN104852557B

CN104852557B - 应用于功率变换器的数模混合移相倍频调制方法

Info

Publication number: CN104852557B
Application number: CN201510320991.6A
Authority: CN
Inventors: 方宇; 赵齐齐
Original assignee: Yangzhou University
Current assignee: Yangzhou University
Priority date: 2015-06-12
Filing date: 2015-06-12
Publication date: 2017-08-25
Anticipated expiration: 2035-06-12
Also published as: CN104852557A

Abstract

本发明涉及应用于功率变换器的数模混合移相倍频调制方法。本发明功率变换器将输入端信号和输出端信号送至输入调理电路和输出调理电路，再到AD采样，再连到控制器，再连到移相调制发生器，移相调制发生器由软件初始化进行配置，控制器输出信号确定移相角度，并实时更新移相寄存器值，移相调制发生器输出的控制脉冲信号连到倍频驱动电路，驱动信号连到功率变换器主电路中开关管的门极限流电阻。本发明克服了输出控制脉冲频率的提高带来的缺陷。本发明程序运算资源得到大大增加，提高变换器的功率密度，提高变换器的性价比，占空比能在0～100％范围内调节，且能在一个低频周期(如市电工作周期)内连续变化。

Description

应用于功率变换器的数模混合移相倍频调制方法

技术领域

本发明涉及功率变换器，属于电力电子与电工技术领域，特别涉及应用于功率变换器的数模混合移相倍频调制方法。

背景技术

在本发明作出之前，目前的功率变换器中，通常采用传统的PWM调制方式来控制开关管的通断，驱动电路生成的开关管驱动信号频率与PWM信号的载波频率相等。当前对功率变换器的高功率密度要求不断提高，而开关频率的提高是功率变换器功率密度得以提高的一种有效途径，且功率变换器的数字化控制是一种有效的控制手段，这就要求数字控制芯片的输出控制脉冲信号频率能相应的提高，以满足开关管高开关频率的要求。然而输出控制脉冲频率的提高会造成实时计算资源的相对减少，这不利于数字控制芯片的实时控制，从而限制了采用数字控制时功率变换器功率密度的提高。

发明内容

本发明的目的就在于克服上述缺陷，提出了应用于功率变换器的数模混合移相倍频调制方法。

本发明的技术方案是：

应用于功率变换器的数模混合移相倍频调制方法，其主要技术特征在于所述功率变换器主电路将传感器检测到的输入端信号和输出端信号分别送至输入调理电路和输出调理电路，再到数字控制芯片的AD采样，将AD采样的输出信号连到控制器，控制器的输出信号连到移相调制发生器，所述的移相调制发生器由软件初始化进行配置，由所述控制器的输出信号确定移相角度，并实时更新所述移相调制发生器中的移相寄存器值，所述移相调制发生器输出的控制脉冲信号连到倍频驱动电路，倍频驱动电路输出的驱动信号连到功率变换器主电路中开关管的门极限流电阻。

所述移相调制发生器由数字控制芯片中的PWM模块通过配置实现；倍频驱动电路由基于高频隔离脉冲变压器的模拟电路实现；所述移相调制发生器和倍频驱动电路相结合所生成的开关管驱动信号的频率，是所述移相调制发生器中载波频率的2倍。

所述移相调制发生器中PWM控制脉冲信号的生成方法：

第一步：对PWM模块进行配置，使PWM1模块和PWM2模块输出控制脉冲信号PWM1和PWM2的脉宽均为开关周期的0.5倍，频率均等于载波的频率，且PWM2模块配置为移相使能；

第二步：根据控制器输出信号v_r的大小，确定移相角度的大小；

第三步：根据移相角度的大小，更新数字控制芯片中PWM2模块的移相寄存器值。

所述倍频驱动电路由基于高频隔离脉冲变压器的模拟电路组成，移相调制发生器输出与载波频率相同的控制脉冲信号PWM1和PWM2，经反相图腾柱放大得到控制脉冲信号PWM1_1和PWM2_1，控制脉冲信号PWM1_1和PWM2_1连到高频隔离脉冲变压器原边绕组的两输入端，高频隔离脉冲变压器两副边绕组的一组异名端输出连到或逻辑门的输入端，高频隔离脉冲变压器两副边绕组的另一组异名端相连后再连到或逻辑门的地，或逻辑门的输出端连到驱动芯片的输入端，驱动芯片的输出端连到功率变换器主电路中开关管的门极限流电阻。

所述高频隔离脉冲变压器两副边绕组的一组异名端输出连到或逻辑门的输入端，所述高频隔离脉冲变压器两副边绕组异名端输出的隔离控制脉冲信号v_d1和v_d2经或逻辑门相加后，或逻辑门便得到频率是载波频率2倍的输出信号v_d，即实现了脉冲控制信号的倍频；倍频后或逻辑门的输出信号v_d的宽度等于移相角且与开关管的占空比成线性关系，输出控制脉冲信号v_d的频率为载波频率的2倍，所述或逻辑门的输出信号v_d经过驱动芯片后得到同频的开关管驱动信号v_gs，开关管驱动信号v_gs的频率为载波频率的2倍，即实现了移相倍频调制。

本发明提出的应用于功率变换器的数模混合移相倍频调制方法具有以下优点：移相调制发生器由数字控制芯片中的PWM模块进行配置实现，倍频驱动电路采用基于高频隔离脉冲变压器的模拟电路实现，即数模混合移相倍频调制方法的实现无需增加额外的硬件成本，采用现有的数字控制芯片和倍频驱动电路就能实现本发明的方法，故成本低。本发明利用低频载波实现高开关频率，因而程序运算资源得到大大增加，从而使得先进而复杂的控制算法能在低成本的数字控制芯片中得以实现。可见，采用本发明的方法一方面可以提高变换器的功率密度，另一方面还能提高变换器的性价比。另外，本发明的数模混合移相倍频调制方法的优点还在于占空比能在0～100％范围内调节，且能在一个低频周期(如市电工作周期)内连续变化。

本发明的其他优点和效果将在下面继续说明。

附图说明

图1——本发明组成方框示意图。

图2——本发明应用电路硬件和控制系统构成示意图。

图3——本发明中PWM控制脉冲信号生成流程示意图。

图4——本发明中倍频驱动电路原理示意图。

图5——本发明中PWM信号及倍频驱动电路的关键波形示意图(以PWM模块计数方式是连续增模式为例)。

图6——本发明中实例三相VIENNA整流器电路及其控制系统构成示意图。

图7——本发明中实例三相VIENNA整流器中A相PWM移相控制信号及开关管驱动脉冲信号的实验波形。

图8——本发明中实例三相VIENNA整流器稳态实验波形。

图中各标号表示对应信息如下：

功率变换器1、输入调理电路2、输出调理电路3、AD采样4、控制器5、移相调制发生器6、倍频驱动电路7、数字控制芯片8。

图中的各符号名称如下：

图2中的符号名称：

图3中的符号名称：

图4中的符号名称：

其它符号同图2。

图5中的符号名称：

其它符号同图2、图3和图4。

图6中的符号名称：

图7中的符号名称同图2。

图8中的符号名称：

其它符号同图7。

具体实施方式

如图1和图2所示：

本发明的部件构成：

功率变换器1、输入调理电路2、输出调理电路3、AD采样4、控制器5、移相调制发生器6、倍频驱动电路7、数字控制芯片8。其中，AD采样4、控制器5、移相调制发生器6由数字控制芯片8内部的硬件和软件编程实现。

检测功率变换器1的输入端信号和输出端信号分别经输入调理电路2和输出调理电路3，送至数字控制芯片8的AD采样4；将AD采样的输出信号连到控制器5，控制器5输出信号v_r；将控制器5的输出信号v_r送到移相调制发生器6；移相调制发生器6主要实现对功率变换器开关管的PWM控制信号的配置，并输出控制脉冲信号PWM1和PWM2；移相调制发生器6由软件初始化进行配置，由控制器5的输出信号确定移相角度并实时更新移相调制发生器6中的移相寄存器值，所述移相调制发生器6便生成相位差为的控制脉冲信号PWM1和PWM2，再经倍频驱动电路7生成开关管驱动信号v_gs，所述开关管驱动信号v_gs连到功率变换器主电路1中开关管的门极限流电阻，以控制开关管的通断；

移相调制发生器中6中PWM控制脉冲信号生成方法的软件流程如图3所示，PWM模块的配置及效果如图5示意：

第一步：对PWM模块进行配置，使PWM1模块和PWM2模块输出控制脉冲信号PWM1和PWM2的脉宽均为开关周期的0.5倍，频率均等于载波的频率(载波的频率等于开关周期所对应的频率)，且PWM2模块配置为移相使能；

第二步：根据控制器5输出信号v_r的大小，确定移相角度的大小；

第三步：根据移相角度均大小，更新数字控制芯片8中PWM2模块的移相寄存器值。

所述PWM模块的具体配置和效果结合图5说明如下：

软件中PWM寄存器初始化配置PWM1和PWM2模块的时基计数器均为连续增计数模式(也可以配置成连续增减计数模式)，从而构成数字控制芯片中的载波，数字控制芯片中的载波频率对应着开关周期PWM_PERIOD，PWM1和PWM2模块的输出控制脉冲信号PWM1和PWM2的脉冲宽度均配置为开关周期PWM_PERIOD的0.5倍；配置计数器值大于比较寄存器值时，PWM1和PWM2模块均输出高电平，而当计数器值低于比较寄存器值时，PWM1和PWM2模块均输出低电平。图5中，PWM_HALF_PERIOD为PWM_PERIOD的一半(PWM_HALF_PERIOD＝PWM_PERIOD/2)。PWM1和PWM2模块中的周期寄存器值配置为PWM_PERIOD，PWM1和PWM2模块中的比较寄存器值配置为PWM_HALF_PERIOD，且将PWM2模块配置为移相使能，PWM2模块中的移相寄存器值应为PWM_PERIOD-(1-|v_r|)*PWM_HALF_PERIOD。由图5知，经这样的配置和设定，PWM1和PWM2模块会输出具有一定相位差的PWM1和PWM2控制脉冲信号，即PWM1和PWM2控制脉冲信号之间存在一个移相角度实现了移相控制脉冲信号的输出，且知与控制器5的输出信号v_r成线性关系，并由控制器5的输出信号v_r确定；PWM1和PWM2控制脉冲信号的频率与数字控制芯片中的载波频率相同，当然也与开关频率相同。控制器5根据对功率电路的输出信号采样的情况作不断的调节控制，输出的v_r实时更新移相角就可以实现功率变换器主电路中开关管的控制。

所述倍频驱动电路7由基于高频隔离脉冲变压器的模拟电路组成，如图4所示，移相调制发生器6输出与载波频率相同的控制脉冲信号PWM1和PWM2，经反相图腾柱放大得到控制脉冲信号PWM1_1和PWM2_1，控制脉冲信号PWM1_1和PWM2_1连到高频隔离脉冲变压器原边绕组的两输入端，高频隔离脉冲变压器两副边绕组的一组异名端输出隔离控制脉冲信号v_d1和v_d2，连到或逻辑门的输入端，高频隔离脉冲变压器两副边绕组的另一组异名端相连后再连到或逻辑门的地，或逻辑门的输出信号v_d送到驱动芯片的输入端，驱动芯片的输出端连到功率变换器主电路1中开关管的门极限流电阻。

本发明中倍频驱动电路7利用基于高频隔离脉冲变压器的模拟电路实现倍频控制，因驱动电路本来就是需要配置的，故这种实现方法不会增加成本，通过对高频隔离脉冲变压器副边输出端信号的整合，实现功率变换器开关管的倍频控制，如图4和图5所示：移相调制发生器6输出控制脉冲信号PWM1和PWM2经反相图腾柱得到控制脉冲信号PWM1_1和PWM2_1。反相图腾柱由P沟道MOS管和N沟道MOS管串联组成，如图4，当输入信号PWM1/PWM2为高电平时，则反相图腾柱输出的PWM1_1/PWM2_1为低电平；当输入信号PWM1/PWM2为低电平时，则反相图腾柱输出的PWM1_1/PWM2_1为高电平，故称由P沟道MOS管和N沟道MOS管串联组成的电路为反相图腾柱。这样，移相调制发生器6的输出控制脉冲信号经反相图腾柱后，一方面实现了PWM1和PWM2的功率放大，另一方面实现了PWM1和PWM2信号的反相。由于图腾柱供电电源较低，这样当P沟道MOS管导通时，反相图腾柱输出控制脉冲信号PWM1_1和PWM2_1幅值不会减小很多，从而提高了控制脉冲信号的传输能力。反相图腾柱输出的控制脉冲信号PWM1_1和PWM2_1分别连到高频隔离脉冲变压器原边绕组的两个输入端，如图4，因PWM1_1和PWM2_1的电平相同时，在高频隔离脉冲变压器原边绕组上不会产生电压差，故只有控制脉冲信号PWM1_1和PWM2_1电平相异部分才会在高频隔离脉冲变压器中励磁，产生磁通的变化，并在高频隔离脉冲变压器两副边绕组的异名端产生相应的隔离控制脉冲信号v_d1和v_d2，如图4和图5所示，由图5知v_d1和v_d2的脉冲宽度相等且等于移相角即施加在高频隔离脉冲变压器原边的PWM1和PWM2电平相异时所形成的伏秒积必定相等，这就表明了由移相调制发生器6输出任何移相角的控制脉冲信号PWM1和PWM2，经高频隔离脉冲变压器都能传输到高频隔离脉冲变压器的副边，高频隔离脉冲变压器不会饱和。v_d1和v_d2经或逻辑门相加后便得到v_d，由图5可以看出v_d的频率是v_d1和v_d2的2倍。控制脉冲信号v_d再经驱动芯片以增加驱动能力，产生开关管的驱动信号v_gs，且与v_d具有相同的频率，并送至功率变换器开关管的门极限流电阻，以控制开关管的通断。由图5可以看出开关管驱动信号v_gs的宽度与开关管的占空比成线性关系且等于移相角移相角由控制器5的输出信号v_r决定，故控制器5的输出就确定了开关管的占空比。另外，由图5知v_d1和v_d2的频率和PWM1和PWM2的频率相同，且PWM1和PWM2的频率均等于数字控制芯片中载波的频率，故驱动信号v_gs的频率是数字控制芯片中载波频率的2倍，即实现了本发明的数模混合移相倍频调制。由图5可知当移相角达50％时，开关管驱动信号v_gs的占空比达100％，即采用本发明的方法，占空比可在0～100％的范围内调节；由前面分析知，移相调制发生器6所生成的任何移相角的脉冲控制信号都不会使高频隔离脉冲变压器饱和，故占空比能在一个低频周期内连续变化。

移相调制发生器6由数字控制芯片8中的PWM模块通过配置实现，倍频驱动电路7采用基于高频隔离脉冲变压器的模拟电路实现，即本发明的思路是基于数模混合的实现方法，而数字控制芯片和驱动电路对于数字控制的功率变换器是不可或缺的，故为了实现本发明的方法，并未额外增加硬件成本，故成本较低。

综上所述，本发明提出的是一种应用于功率变换器的数模混合移相倍频调制方法。本发明还具有以下优点：移相调制发生器6由数字控制芯片中的PWM配置实现，倍频驱动电路7采用基于高频隔离脉冲变压器的模拟电路实现，故控制器 5的输出信号v_r和移相角的关系易由PWM模块中的计数模式确定；本发明利用低频载波实现了高开关频率的调制，因而数字控制芯片8中的实时运算资源得到增强，从而使得先进而复杂的控制算法能在低成本的数字控制芯片中得以实现，对于采用数字控制的功率变换器1而言能获得较好的实时控制性能。此外，实际开关频率的提高，可提高功率变换器的功率密度。

下面结合具体实施例对本发明做进一步说明：

三相三电平VIENNA整流器：电网线电压v_ab＝v_bc＝v_ca＝380Vac，三相输入电感L_sa＝L_sb＝L_sc＝1.2mH，直流输出电压V_dc＝800V，输出功率P_o＝5kW，开关频率f_s＝45kHz，输出电容C₁＝C₂＝1080μF，开关管选用Infineon公司的CooIMOS管SPW47N60(47A/650V)，快恢复二极管选取Microsemi公司的APT15D120K，(15A/1200V)，数字控制芯片选用TI公司低成本的数字信号处理器(Digital Signal Processor，DSP)TMS320F28035。倍频驱动电路中，高频隔离脉冲变压器选取东磁的磁芯EP7DMR40，原边匝数和两副边匝数均为8匝，或逻辑门采用74HC1G32，门极驱动芯片采用TC4424AVOA，反相图腾柱中P沟道MOS管采用BSS84LT1，N沟道MOS管采用2N7002。

在三相VIENNA整流器中，DSP主频配置成60MHz，在DSP中，PWM模块为EPWM模块。不妨将EPWM模块中的EPWM1A和EPWM2A模块用于输出A相PWM控制信号；EPWM3A和EPWM6A模块用于输出B相PWM控制信号；EPWM4A和EPWM5A模块用于输出C相PWM控制信号。下面以A相驱动电路为例，说明移相调制发生器中PWM控制脉冲信号的生成方法，即EPWM模块的配置如下。

EPWM1A和EPWM2A模块时基计数器均配置成连续增计数模式，输出PWM控制脉冲信号PWM1和PWM2的脉冲宽度均配置为开关周期的0.5倍，即PWM周期寄存器值PWM_PERIOD为2666(对应载波频率为22.5kHz)。PWM_HALF_PERIOD为PWM_PERIOD的一半(PWM_HALF_PERIOD＝PWM_PERIOD/2)。周期寄存器EPWM1Regs.TBPRD和EPWM2Regs.TBPRD的值为PWM_PERIOD，比较寄存器EPWM1Regs.CMPA.half.CMPA和EPWM2Regs.CMPA.half.CMPA的值为PWM_HALF_PERIOD，且EPWM2模块配置为移相使能，EPWM2模块移相寄存器值EPWM2Regs.TBPHS.half.TBPHS为PWM_PERIOD-(1-|v_r|)*PWM_HALF_PERIOD。配置计数器值大于比较寄存器值时，EPWM1A和EPWM2A模块均输出高电平，而当计数器值低于比较寄存器值时，EPWM1A和EPWM2A模块均输出低电平。

同理，对EPWM3A和EPWM4A模块的配置同EPWM1A模块，对EPWM6A和EPWM5A模块的配置同EPWM2A模块。

图6为本发明应用于三相VIENNA整流器的数模混合移相倍频调制方法的具体实现。

功率变换器的输入电流信号i_b、i_c和电网相电压信号v_a、v_b、v_c，由电流霍尔传感器检测后经输入调理电路得到信号量i_bf、i_cf和v_af、v_bf、v_cf，送往AD采样单元，得到采样值i_bs、i_cs和v_as、v_bs、v_cs。三相VIENNA整流器输出端两电容上的电压信号V_c1和V_c2可由电压霍尔传感器检测后经输出调理电路得到信号V_c1f和V_c2f，再送往AD采样单元，得到采样值V_C1s和V_c2s；将上述采样信号送至控制器，控制器采用电压、电流双闭环和正弦脉宽调制，得到输出信号v_ra、v_rb、v_rc。输出信号v_ra经移相调制发生器，得到控制脉冲信号PWM1和PWM2；输出信号v_rb经移相调制发生器，得到控制脉冲信号PWM3和PWM6；输出信号v_rc经移相调制发生器，得到控制脉冲信号PWM4和PWM5。控制脉冲信号PWM1和PWM2，PWM3和PWM6，PWM4和PWM5，由DSPTMS320F28035的EPWM口产生。控制脉冲信号PWM1和PWM2送至A相倍频驱动电路，经或门芯片74HC1G32相加后生成倍频的控制脉冲信号送至驱动芯片TC4424AVOA的两输入端，生成相同逻辑的驱动信号v_gs1和v_gs2，分别用来控制A相开关管S₁和S₂的导通与关断(S₁和S₂同时开通和关断)。控制脉冲信号PWM3和PWM6送至B相倍频驱动电路，经或门芯片74HC1G32相加后生成倍频的控制脉冲信号送至驱动芯片TC4424AVOA的两输入端，生成相同逻辑的驱动信号v_gs3和v_gs4，分别用来控制B相开关管S₃和S₄的导通与关断(S₃和S₄同时开通和关断)。控制脉冲信号PWM4和PWM5送至C相倍频驱动电路，经或门芯片74HC1G32相加后生成倍频的控制脉冲信号送至门极驱动芯片TC4424AVOA的两输入端，生成相同逻辑的驱动信号v_gs5和v_gs6，分别用来控制C相开关管S₅和S₆的导通与关断(S₅和S₆同时开通和关断)。

图7和图8给出了采用本发明的调制方法得到的三相VIENNA整流器的实验波形，图7为A相PWM信号波形及开关管驱动信号波形，通道1为PWM1A的波形，通道2为PWM2A的波形，通道3为开关管驱动信号v_gs1的波形，由图7所示的实验波形知关管驱动信号v_gs1的频率是PWM1A和PWM2A的2倍，即采用本发明的数模混合移相倍频调制方法实现了三相VIENNA整流器中开关管的正弦脉宽倍频控制。图8为满载输出时的稳态波形，通道1为B相电网电压波形，通道2和通道4分别为B相电流波形和C相电流波形，通道3为直流输出电压V_dc的波形，由图8所示的实验波形知输入电流可以很好的跟踪电网电压的相位，且输入电流畸变较小，且输出电压稳定在800V。实验结果验证了本发明所提出的应用于功率变换器的数模混合移相倍频调制方法是有效的。

由以上的描述可知，采用本发明所提出的应用于功率变换器的数模混合移相倍频调制方法，具有以下优点：

1)利用低频载波可实现高开关频率，有助于功率变换器功率密度的提高；

2)在相同开关频率下与传统调制方式相比，程序运算资源得到大大增加，从而使得先进而复杂的控制算法能在低成本的数字控制芯片中得以实现；

3)占空比能在0～100％范围内调节，且能在一个低频周期如工频周期内连续变化。

4)采用系统中已有的数字控制芯片和驱动电路实现数模混合移相倍频调制，无需增加额外的硬件，故成本较低；

5)可应用于电动汽车充电机、新能源发电、老化负载和能量回收等装置中，适用于AC/DC、DC/DC、DC/AC和AC/AC功率变换器中实现倍频调制。

本发明并不局限于上述实施例，在本发明公开的技术方案的基础上，本领域的技术人员根据所公开的技术内容，不需要创造性的劳动就可以对其中的一些技术特征作出一些替换和变形，这些替换和变形均在本发明的保护范围内。

Claims

1.应用于功率变换器的数模混合移相倍频调制方法，其特征在于所述功率变换器主电路将传感器检测到的输入端信号和输出端信号分别送至输入调理电路和输出调理电路，再到数字控制芯片的AD采样，将AD采样的输出信号连到控制器，控制器的输出信号连到移相调制发生器；所述的移相调制发生器由软件初始化进行配置，由所述控制器的输出信号确定移相角度，并实时更新所述移相调制发生器中的移相寄存器值，所述移相调制发生器输出的控制脉冲信号连到倍频驱动电路，倍频驱动电路输出的驱动信号连到功率变换器主电路中开关管的门极限流电阻；

所述移相调制发生器由数字控制芯片中的PWM模块通过配置实现；倍频驱动电路由基于高频隔离脉冲变压器的模拟电路实现；所述移相调制发生器和倍频驱动电路相结合所生成的开关管驱动信号的频率，是所述移相调制发生器中载波频率的2倍；

所述移相调制发生器中PWM控制脉冲信号的生成方法：

2.根据权利要求1所述的应用于功率变换器的数模混合移相倍频调制方法，其特征在于所述倍频驱动电路由基于高频隔离脉冲变压器的模拟电路组成，移相调制发生器输出与载波频率相同的控制脉冲信号PWM1和PWM2，经反相图腾柱放大得到控制脉冲信号PWM1_1和PWM2_1，控制脉冲信号PWM1_1和PWM2_1连到高频隔离脉冲变压器原边绕组的两输入端，高频隔离脉冲变压器两副边绕组的一组异名端输出连到或逻辑门的输入端，高频隔离脉冲变压器两副边绕组的另一组异名端相连后再连到或逻辑门的地，或逻辑门的输出端连到驱动芯片的输入端，驱动芯片的输出端连到功率变换器主电路中开关管的门极限流电阻。

3.根据权利要求2中所述的应用于功率变换器的数模混合移相倍频调制方法，其特征在于所述高频隔离脉冲变压器两副边绕组的一组异名端输出连到或逻辑门的输入端，所述高频隔离脉冲变压器两副边绕组异名端输出的隔离控制脉冲信号v_d1和v_d2经或逻辑门相加后，或逻辑门便得到频率是载波频率2倍的输出信号v_d，即实现了脉冲控制信号的倍频；倍频后或逻辑门的输出信号v_d的宽度等于移相角，且与开关管的占空比成线性关系，输出控制脉冲信号v_d的频率为载波频率的2倍，所述或逻辑门的输出信号v_d经过驱动芯片后得到同频的开关管驱动信号v_gs，开关管驱动信号v_gs的频率为载波频率的2倍，即实现了移相倍频调制。