CN101552559A - 具有倍频输出磁路耦合变压器的三电平dc-dc变换器 - Google Patents

具有倍频输出磁路耦合变压器的三电平dc-dc变换器 Download PDF

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Abstract

本发明是一种具有倍频输出磁路耦合变压器的三电平DC－DC变换器。它由直流电源Vin、箝位电容1、主变换器2、变压器T1、整流器3和LC滤波器4连接构成，其中主变换器由两个桥路或两个半桥路构成，在各桥臂上设有一个开关管；变压器由两个原边绕组和一个次边绕组构成。本发明利用电容箝位开关管，使开关管的电压应力减小为Vin/2；同时，变压器的两个原边绕组共用一个磁路，等效提高了磁芯的工作频率，减小了变压器的体积；本发明又利用变压器的倍频输出同样减小了LC滤波器体积。因此，本发明在同样减小开关器件电压应力和LC滤波器体积的条件下，又减小了变压器的体积，所以，优于已有二极管箝位式三电平DC－DC变换器。

Description

具有倍频输出磁路耦合变压器的三电平DC-DC变换器
技术领域
本发明涉及一种三电平DC-DC变换器，具体地说，它是一种具有倍频输出磁路耦合变压器的三电平DC-DC变换器。
背景技术
在已有技术中，有一种已被应用的二极管箝位式三电平DC-DC变换器，如图23所示，其中的主变换器2’由一个桥路构成，在该桥路的每个桥臂上设有两个串联的开关管，在每个桥臂的中点设有一个箝位二极管。由控制电路按照图24～31中的时序分别控制桥路中开关管S1～S8的导通与截止，其变换的工作状态如下：
工作状态1：开关S1’、S2’和开关S7’、S8’导通，变压器T1原边绕组N1两端承受的电压为Vin；通过箝位二极管Db2将开关S5’、S6’的电压箝位至Vin/2，并通过Db3将S3、S4的电压箝位至Vin/2。
工作状态2：开关S2’，Db1和开关S7’、S8’导通，变压器T1原边绕组N1’两端承受的电压为Vin/2；通过箝位二极管Db2将开关S5’、S6’的电压箝位至Vin/2，并通过Db3将S3’、S4’的电压箝位至Vin/2；并通过Db1将S1’的电压箝位至Vin/2。
工作状态3：开关S3’、S4’和开关S5’、S6’导通，变压器T1原边绕组N1两端承受的电压为-Vin；通过箝位二极管Db1将开关S1’、S2’的电压箝位至Vin/2，并通过Db4将S7’、S8’的电压箝位至Vin/2。
工作状态4：开关S5’，Db2和开关S3’、S4’导通，变压器T1原边绕组N1两端承受的电压为-Vin/2；通过箝位二极管Db4将开关S7’、S8’的电压箝位至Vin/2，并通过Db1将S1’、S2’的电压箝位至Vin/2；并通过Db2将S6’的电压箝位至Vin/2。
通过主变换器的变换，在变压器的原边可得到如图32所示的电压波形，经过整流后，可得到如图33所示的电压波形。
通过上述主变换器的工作状态可以看出，由于Db1-Db4的箝位作用，桥路中各开关管电压被箝位在Vin/2，从而使开关管的电压应力减小到Vin/2。从变压器的工作波形(图32)看出，变压器原边电压除了Vin和换流时出现的零电平外，还包含有Vin/2电平，但由于其脉宽比两电平变换的脉宽宽，因此，该输出电压的伏秒值没有因为Vin/2电平的加入而减小，所以变压器体积没有减小。从整流器输出的电压波形(图33)看出，其最大值到最小值的压差是Vin/2，而两电平换变的压差是Vin，因此，整流后输出电压的谐波因中间电平的加入而明显减小，所以可减小LC滤波器的体积。
综上所述，虽然该变换器与两电平换变器相比，达到了减少开关器件电压应力和减小LC滤波器体积的目的，但变压器的体积没有减小，还有待做到更好。
发明内容
本发明的目的是针对已有技术中的问题，提供一种具有倍频输出磁路耦合变压器的三电平DC-DC变换器，使其能够减小变压器的体积。
为实现上述目的，本发明的第一技术方案如下：
它由一个直流电源Vin、箝位电容、主变换器、变压器T1、整流器和LC滤波器连接构成，所述的箝位电容由两个电容C1、C2串联构成，该两个串联的电容并联在直流电源Vin的两端，其改进结构是：所述主变换器由两个桥路构成，每个桥路的桥臂上各设一个开关管，所述的第一桥路由开关管S1、S2、S3、S4连接构成，它的输入端与箝位电容C1并联，所述第二桥路由开关管S5、S6、S7、S8连接构成，它的输入端与箝位电容C2并联，所述的变压器T1由两个原边绕组N1、N2及一个次边绕组N3构成，所述第一桥路的输出端与该变压器的原边绕组N1相接，所述第二桥路的输出端与该变压器的原边绕组N2相接，所述变压器T1的次边绕组N3与整流器的输入端相接，整流器的输出端接LC滤波器。
本发明的第二技术方案如下：
它由一个直流电源Vin、箝位电容、主变换器、变压器T11、整流器和LC滤波器连接构成，其特征是：所述的箝位电容由四个串联的电容C11、C12、C13、C14构成，该四个串联的电容并联在直流电源Vin的两端，所述的主变换器(12)由两个半桥路构成，每个半桥路的桥臂上设一个开关管，所述的第一半桥路由开关管S11、S12串联构成，并且它的输入端并联在串联电容C11、C12的两端，所述第二半桥路由开关管S13、S14串联构成，并且它的输入端并联在串联电容C13、C14的两端，所述的变压器T11由两个原边绕组N11、N12及一个次边绕组N13构成，所述第一半桥路的输出端与该变压器的原边绕组N11相接，所述第二半桥路的输出端与该变压器的原边绕组N12相接，所述变压器T11的次边绕组N13与整流器的输入端相接，整流器的输出端接LC滤波器。
本发明与已有技术相比的特点如下：
一、本发明利用电容箝位开关器件，使开关器件的电压应力减小为Vin/2，达到了与已有技术相同的水平。
二、本发明变压器的两个原边绕组共用一个磁路，等效提高了磁芯的工作频率，减小了变压器的体积。
三、本发明利用变压器的倍频输出达到了与现有变压器相同的输出效果，同样减小了LC滤波器体积，达到与已有技术相同的水平。
因此，本发明在同样减小开关器件电压应力和LC滤波器体积的条件下，又减小了变压器的体积，所以，优于已有技术。
附图说明
图1、本发明的电路原理图之一。
图2、开关管S1的控制信号时序图。
图3、开关管S2的控制信号时序图。
图4、开关管S3的控制信号时序图。
图5、开关管S4的控制信号时序图。
图6、开关管S5的控制信号时序图。
图7、开关管S6的控制信号时序图。
图8、开关管S7的控制信号时序图。
图9、开关管S8的控制信号时序图。
图10、变压器原边绕组N1的工作波形图。
图11、变压器原边绕组N2的工作波形图。
图12、变压器次边绕组N3的工作波形图。
图13、LC滤波前的工作波形图。
图14、本发明变压器原边绕组与已有变压器原边绕组工作波形的比较图。
图15、本发明LC滤波前与已有LC滤波前的工作波形比较图。
图16、本发明的电路原理图之二。
图17、图16中开关管S11的控制信号时序图。
图18、图16中开关管S12的控制信号时序图。
图19、图16中开关管S13的控制信号时序图。
图20、图16中开关管S14的控制信号时序图。
图21、图16中变压器原边绕组N11、N12耦合在一起的工作波形图。
图22、图16中LC滤波前的工作波形图。
图23、已有二极管箝位式三电平DC-DC变换器的电路原理图。
图24、图23中开关管S1’的控制信号时序图。
图25、图23中开关管S2’的控制信号时序图。
图26、图23中开关管S3’的控制信号时序图。
图27、图23中开关管S4’的控制信号时序图。
图28、图23中开关管S5’的控制信号时序图。
图29、图23中开关管S6’的控制信号时序图。
图30、图23中开关管S7’的控制信号时序图。
图31、图23中开关管S8’的控制信号时序图。
图32、图23中变压器原边绕组N1’的工作波形图。
图33、图23中LC滤波前的工作波形图。
具体实施方式
实施例1
本例是一种主变换器为全桥结构的三电平DC-DC变换器。
参见图1，它由一个直流电源Vin、箝位电容1、主变换器2、变压器T1、整流器3和LC滤波器4连接构成，所述的箝位电容2由两个电容C1、C2串联构成，它们并联在直流电源Vin的两端，所述的主变换器2由两个桥路构成，其中第一桥路由开关管S1、S2和开关管S3、S4先两两串联后再并联构成，它的输入端并接在箝位电容C1上；所述第二桥路也是由开关管S5、S6和开关管S7、S8先两两串联后再并联构成，它的输入端并接在箝位电容C2上；所述的变压器T1由两个原边绕组N1、N2及一个次边绕组N3构成，所述第一桥路的输出端与该变压器的原边绕组N1相接，所述第二桥路的输出端与该变压器的原边绕组N2相接，所述变压器的次边绕组N3与整流器3的输入端相接，整流器的输出端接LC滤波器4。其中整流器可以是全波整流器，也可以是半波整流器。
由控制电路按照图2～9中的时序分别控制主变换器2中的开关管S1～S8的导通与截止，从而进行直-交变换。其工作状态如下：
工作状态1：开关S1、S4导通，变压器T1原边绕组N1两端承受的电压为Vin/2；通过C1将开关S3、S2的电压箝位至Vin/2，并通过C2将S5、S6、S7及S8的电压箝位至Vin/4。
工作状态2：开关S2、S3导通，变压器T1原边绕组N1两端承受的电压为-Vin/2；通过C1将开关S1、S4的电压箝位至Vin/2，并通过C2将S5、S6、S7及S8的电压箝位至Vin/4。
工作状态3：开关S5、S8导通，变压器T1原边绕组N2两端承受的电压为Vin/2；通过C2将开关S6、S7的电压箝位至Vin/2，并通过C1将S1、S2、S3及S4的电压箝位至Vin/4。
工作状态4：开关S6、S7导通，变压器T1原边绕组N2两端承受的电压为-Vin/2；通过C2将开关S5、S8的电压箝位至Vin/2，并通过C1将S1、S2、S3及S4的电压箝位至Vin/4。
通过上述开关控制，在变压器原边绕组N1、N2中可得到如图10、11所示的电压波形，同时，在变压器次边绕组N3中感应输出如图12所示的电压波形，该电压经过整流器3的整流后输出如图13所示的电压波形。在变换期间，开关管承受的最大电压应力为Vin/2。
参见图14，从图中可以看出，本发明变压器T1的伏秒面积是现有变压器的三分之一，留出双原边绕组的体积余量，本发明变压器的体积至少可比现有变压器小一倍。
参见图15，从图中可以看出，LC滤波前电压VLC的最大值到最小值之间的压差为Vin/2，与现有变换器VLC‘中的压差相同，因此，达到与已有变换器相同的输出效果，使其保持了减小LC滤波器体积的优势。
实施例2
本例是一种主变换器为半桥结构的三电平DC-DC变换器。
参见图16，与上例不同的结构是所述的箝位电容11由四个串联的电容C11、C12、C13、C14组成，所述的主变换器12包括两个半桥路，每个半桥路的桥臂上各设两个串联的开关管，所述的第一半桥路由开关管S11、S12串联构成，并且它们并联在串联电容C11、C12的两端，所述第二半桥路由开关管S13、S14串联构成，并且它们并联在串联电容C13、C14的两端，所述的变压器T11由两个原边绕组N11、N12及一个次边绕组N13构成，所述第一半桥路的输出端即电容C11、C12的串联点和开关管S11、S12的串联点与该变压器的原边绕组N11相接，所述第二半桥路的输出端即电容C13、C13的串联点和开关管S13、S14的串联点与该变压器的原边绕组N12相接。
通过控制电路按照图17～20中的时序分别控制开关管S11～S14的导通与截止，则在变压器T11的次边同样可以感应输出与上例相同的电压波形，如图21所示，经过整流器13的整流后，在LC滤波器14的输出端也得到与上例相同的电压波形，如图22所示，在此变换期间，开关管承受最大的电压应力为Vin/2。

Claims (2)

1、一种具有倍频输出磁路耦合变压器的三电平DC-DC变换器，它由一个直流电源Vin、箝位电容(1)、主变换器(2)、变压器T1、整流器(3)和LC滤波器(4)连接构成，所述的箝位电容(1)由两个电容C1、C2串联构成，该两个串联的电容并联在直流电源Vin的两端，其特征是：所述主变换器(2)由两个桥路构成，每个桥路的桥臂上各设一个开关管，所述的第一桥路由开关管S1、S2、S3、S4连接构成，它的输入端与箝位电容C1并联，所述第二桥路由开关管S5、S6、S7、S8连接构成，它的输入端与箝位电容C2并联，所述的变压器T1由两个原边绕组N1、N2及一个次边绕组N3构成，所述第一桥路的输出端与该变压器的原边绕组N1相接，所述第二桥路的输出端与该变压器的原边绕组N2相接，所述变压器T1的次边绕组N3与整流器(3)的输入端相接，整流器(3)的输出端接LC滤波器(4)。
2、一种具有倍频输出磁路耦合变压器的三电平DC-DC变换器，它由一个直流电源Vin、箝位电容(11)、主变换器(12)、变压器T11、整流器(13)和LC滤波器(14)连接构成，其特征是：所述的箝位电容(11)由四个串联的电容C11、C12、C13、C14构成，该四个串联的电容并联在直流电源Vin的两端，所述的主变换器(12)由两个半桥路构成，每个半桥路的桥臂上设一个开关管，所述的第一半桥路由开关管S11、S12串联构成，并且它的输入端并联在串联电容C11、C12的两端，所述第二半桥路由开关管S13、S14串联构成，并且它的输入端并联在串联电容C13、C14的两端，所述的变压器T11由两个原边绕组N11、N12及一个次边绕组N13构成，所述第一半桥路的输出端与该变压器的原边绕组N11相接，所述第二半桥路的输出端与该变压器的原边绕组N12相接，所述变压器T11的次边绕组N13与整流器(13)的输入端相接，整流器(13)的输出端接LC滤波器(14)。
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