CN109412416A - 一种多路并联输入且多路串联输出的功率变换器 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种多路并联输入且多路串联输出的功率变换器，包括开关网络(1)、电感电容组合模块(2)、变压器模块(3)、整流模块(4)和滤波模块(5)，所述开关网络(1)、电感电容组合模块(2)、变压器模块(3)、整流模块(4)和滤波模块(5)依次连接；所述开关网络(1)包括并联的多路相同开关电路；所述变压器模块(3)包括多个变压器组，所述变压器组包括原边绕组并联的多个相同变压器，所述变压器组与所述开关电路一一对应连接；所述整流模块(4)包括整流电路，所述整流电路为串联整流电路；多个所述变压器组中对应变压器的次边绕组串联，所述次边绕组串联之后与所述串联整流电路连接进行整流。
Description
技术领域
本发明属于电子电路技术，具体涉及一种多路并联输入且多路串联输出的功率变换器。
背景技术
新能源电动汽车作为一种新型交通工具，在缓解能源危机和治理城市空气质量等方面有着传统汽车无可比拟的优势，代表了未来汽车发展的方向。电动汽车充电站等充电设施建设是电动汽车产业健康发展的前提和基础。充电设施主要包括交流充电桩和直流快速充电桩，而充电电源模块是直流充电桩的核心部件，其技术的发展备受行业客户关注。由于行业竞争加剧，电源模块生产企业加紧开发单个大功率充电模块来降低成本，提高功率密度，进而提升产品竞争力。由于受单个功率器件开关管的特性限制，开发大功率高频直流/直流(DC/DC)变换器，必须采用多个开关管并联，但是多个并联的开关管工作在高频条件下，开关管的均流问题在实际使用中会极大地影响产品可靠性。
发明内容
本发明的目的在于提供一种多路并联输入且多路串联输出的功率变换器，该变换器中开关电路的开关管不需要直接并联使用，通过将该多路开关电路并联大幅提升整个变换器的功率等级，以及通过将整流电路串联的方式实现高压输出，并通过多个变压器原边分别并联、副边交叉串联的方式解决器件参数差异导致的功率严重不均衡问题，大大提高该方案实际使用的可靠性。
本发明的目的是通过以下技术方案实现的：
一种多路并联输入且多路串联输出的功率变换器，包括开关网络1、电感电容组合模块2、变压器模块3、整流模块4和滤波模块5，所述开关网络1、电感电容组合模块2、变压器模块3、整流模块4和滤波模块5依次连接；
所述开关网络1包括并联的多路相同开关电路；
所述变压器模块3包括多个变压器组，所述变压器组包括原边绕组并联的多个相同变压器，所述变压器组与所述开关电路一一对应连接；
所述整流模块4包括整流电路，所述整流电路为串联整流电路；
多个所述变压器组中对应变压器的次边绕组串联，所述次边绕组串联之后与所述串联整流电路连接进行整流。
其中，所述开关电路为全桥电路或半桥电路。
所述电感电容组合模块2包括串联或者并联的电容和电感，所述变压器组通过所述电感电容组合模块2与所述开关电路连接。
所述整流电路为半桥整流电路或/和全桥整流电路。
所述半桥整流电路或/和全桥整流电路串联连接。
所述次边绕组串联之后与串联的整流电路一一对应连接。
所述滤波模块5为滤波电路。
还包括电压源，所述电压源为电压源电路。
与现有技术相比，本发明多路并联输入且多路串联输出的功率变换器至少具有以下有益效果：
本发明通过将变压器组中多个变压器的原边绕组并联；多个变压器组中对应变压器的次边绕组进行串联，次边绕组串联之后与串联的整流电路连接进行整流，该连接方式解决了开关电路中晶体管之间由于器件参数之间的偏差导致的功率不均衡的问题，并且可以输出高电压实现了串联整流电路中晶体管的均压和均流。
附图说明
图1为本发明多路并联输入且多路串联输出的功率变换器的工作原理框图；
图2为本发明多路并联输入且多路串联输出的功率变换器的基本原理图；
图3为本发明多路并联输入且多路串联输出的功率变换器基于图2的电路原理图；
图4为本发明多路并联输入且多路串联输出的功率变换器中开关电路的电路原理图；
图5为本发明多路并联输入且多路串联输出的功率变换器中串联整流电路的电路原理图；
图6为本发明多路并联输入且多路串联输出的功率变换器中滤波电路的电路原理图；
图7为本发明多路并联输入且多路串联输出的功率变换器中电感电容组合模块包括一个电感和一个电容的电路原理图。
图8为本发明多路并联输入且多路串联输出的功率变换器中电感电容组合模块包括一个电感、两个电容或者两个电感一个电容的电路原理图。
图9为本发明多路并联输入且多路串联输出的功率变换器中电感电容组合模块包括四个元素且其中至少一个电感和至少一个电容的结构示意图。
图10为图9中部分结构示意图的具体电路原理图。
图11为本发明多路并联输入且多路串联输出的功率变换器基于图2的变换图；
图12为本发明多路并联输入且多路串联输出的功率变换器基于图2的另一种实施例的图；
图13为本发明多路并联输入且多路串联输出的功率变换器基于图8的电路原理图；
图14为本发明多路并联输入且多路串联输出的功率变换器基于图8的扩展变换图；
图15为本发明多路并联输入且多路串联输出的功率变换器基于图3的变换图；
根据图16进行仿真。
图17为图16的仿真波形图；
图18为图16中串联整流二极管两端电压的仿真波形图；
图19为图16中电感Lr1和Lr2参数偏差±5％极限条件下的仿真波形图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明作进一步详述，以下实施例只是描述性的，不是限定性的，不能以此限定本发明的保护范围。
使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。
结合说明书附图对本发明进行进一步说明。
如图1所示，为变换器的工作原理框图，包括开关网络1、无源器件及变压器、整流模块4和滤波模块5，开关网络1将输入电压源电压斩波变成方波，经过无源器件和变压器进行隔离变压，然后经过整流模块4转换成脉动直流，再通过滤波模块5转换成稳定直流供给负载Ro。
如图2所示，该多路并联输入且多路串联输出的功率变换器，主要包括开关网络1、电感电容组合模块2、变压器模块3、整流模块4和滤波模块5。其中：
所述开关网络1、电感电容组合模块2、变压器模块3、整流模块4和滤波模块5依次连接；所述开关网络1包括并联的多个相同的开关电路。
本实施例中，所述开关网络1包括第一开关电路101和第二开关电路102。第一开关电路101和第二开关电路102相同且并联。所述开关电路可以是全桥电路或半桥电路。
所述变压器模块3包括多个变压器组，本实施例中包括第一变压器组301和第二变压器组302；所述变压器组包括原边绕组并联的多个相同变压器，所述变压器组与所述开关电路连接，第一变压器组301和第二变压器组302中各包括两个变压器，分别为变压器T1、变压器T2和变压器T3、变压器T4，第一变压器组301中的变压器T1、变压器T2的原边绕组并联，第二变压器组302中的变压器T3、变压器T4的原边绕组并联。多个所述变压器组中对应变压器的次边绕组串联，所述次边绕组串联之后与所述串联整流电路连接进行整流；第一变压器组301中的变压器T1的次边绕组与第二变压器组302中的变压器T3的次边绕组串联，第一变压器组301中的变压器T2的次边绕组与第二变压器组302中的变压器T4的次边绕组串联。
所述整流模块4包括整流电路，所述整流电路为串联的整流电路；整流电路包括半桥整流电路和全桥整流电路。
所述电感电容组合模块2包括串联或者并联的电容和电感，所述变压器组通过所述电感电容组合模块2与所述开关电路连接，一个变压器组对应连接一个电感电容组合模块。本实施例中，第一变压器组301通过电感电容组合模块2与第一开关电路1连接。电感电容组合模块2包括依次串联的电感Lr1、电感Lm1和电容Cr1，电感电容组合模块2还可以包括其他连接方式的电容和电感。变压器T1和变压器T2的原边绕组并联于电感Lm1，变压器T3和变压器T4的原边绕组并联与电感Lm2。
将变压器组中多个变压器的原边绕组并联；多个变压器组中对应变压器的次边绕组进行串联，次边绕组串联之后与串联的整流电路连接进行整流，该连接方式解决了开关电路中晶体管之间由于器件参数之间的偏差导致的功率不均衡的问题；实现了串联整流电路中晶体管的均压和均流；同时可以输出高电压。
所述滤波模块5具体为滤波电路。
还包括电压源，所述电压源包括电压源电路，开关网络1与电压源连接。Uin是电压源，实际应用中可以是单相无源功率因数校正电路、单相有源功率因数校正电路、三相无源功率因数校正电路和三相有源功率因数校正电路等其他电压源电路。
图3为本发明多路并联输入且多路串联输出的功率变换器基于图2的电路原理图。
如图3所示，第一开关电路101包括金属-氧化物半导体场效应晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,MOSFET)MOSFET管S1、MOSFET管S2、MOSFET管S3和MOSFET管S4。所述MOSFET管S1和MOSFET管S2、MOSFET管S3和MOSFET管S4分别串联然后两者并联；第二开关电路102包括MOSFET管S5、MOSFET管S6、MOSFET管S7和MOSFET管S8。MOSFET管S5和MOSFET管S6、MOSFET管S7和MOSFET管S8分别串联然后两者并联。以上MOSFET是功率半导体开关的一种，本专利中所描述的开关网络和整流模块中的功率半导体开关不仅限于MOSFET管，还可以包括绝缘栅双极晶体管(IGBT)、电力晶体管(GTR)、绝缘栅场效应管(PMOS)、门极可关断晶闸管(GTO)和晶闸管(可控硅)等其他类型的功率半导体开关也在本专利保护范围内。
第一电感电容组合模块201包括依次串联的电感Lr1、电感Lm1和电容Cr1。第二电感电容组合模块202包括依次串联的电感Lr2、电感Lm2和电容Cr2。第一电感电容组合模块201的两端分别与第一开关电路101中MOSFET管S1的发射极和MOSFET管S4的集电极连接，第一开关电路101和第一电感电容组合模块201组成第一全桥功率变换电路。第二电感电容组合模块202的两端分别与第二开关电路201中MOSFET管S5的发射极和MOSFET管S8的集电极连接，第二开关电路102和第二电感电容组合模块202组成第二全桥功率变换电路。
第一变压器组301包括变压器T1和变压器T2，变压器T1和变压器T2的原边绕组分别与第一电感电容组合模块201中的电感Lm1的两端连接。第二变压器组302包括变压器T3和变压器T4，变压器T3和变压器T4的原边绕组分别与第二电感电容组合模块202中的电感Lm2的两端连接。变压器T1的次边绕组和变压器T3的次边绕组串联，然后与第一整流电路401连接；变压器T2和变压器T4的次边绕组串联，然后与第二整流电路402连接。第一整流电路401与第二整流电路402串联。C0和R0组成滤波电路，用来滤波。
第一整流电路401包括二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4，二极管D1、二极管D2串联，二极管D3、二极管D4串联。第二整流电路402包括二极管D5、二极管D6、二极管D7、二极管D8，二极管D5、二极管D6串联，二极管D7、二极管D8串联。第一整流电路401与第二整流电路402串联，所以两者电流相同。变压器T1的次边绕组和变压器T3的次边绕组串联之后两端分别连接于二极管D1、二极管D2和二极管D3、二极管D4之间。变压器T2和变压器T4的次边绕组串联之后两端分别连接于二极管D5、二极管D6和二极管D7、二极管D8之间。
由于第一开关电路101和第二开关电路102与电源Uin并联，所以第一开关电路101和第二开关电路102输出的电压相等。同理，变压器T1和变压器T2的两端并联在第一电感电容组合模块201中，所以变压器T1和变压器T2两端的电压相等。变压器T1的次边绕组和变压器T3的次边绕组串联，所以变压器T1的次边绕组和变压器T3的次边绕组的电流相同；变压器T2和变压器T4的次边绕组串联，所以变压器T2和变压器T4的次边绕组的电流相同。解决了开关电路中晶体管之间由于器件参数之间的偏差导致的功率不均衡的问题，同时整流电路串联可以输出高电压，并实现了串联整流电路中晶体管的均压和均流。
如图4所示，为本发明多路并联输入且多路串联输出的功率变换器中开关电路的电路原理图，开关电路可以是由图4a、图4b、图4c、图4d、图4e中任意一种开关电路原理图组成，开关网络包括多个相同的开关电路。本发明中的所有实施例中的开关电路均可用包括如图中所示的开关电路图，其他同原理开关电路同样属于本发明保护范围。
如图5所示，为本发明多路并联输入且多路串联输出的功率变换器中串联整流电路的电路原理图，整流电路可以是由图5a、图5b、图5c、图5d中任意一种串联整流电路原理图组成，整流模块可以包括串联的多个相同整流电路。
如图6所示，为本发明多路并联输入且多路串联输出的功率变换器中滤波电路的电路原理图，滤波模块可以是图6a、图6b、图6c、图6d中任意一种滤波电路。
图7为本发明多路并联输入且多路串联输出的功率变换器中电感电容组合模块包括一个电感和一个电容的电路原理图。本发明中电感电容组合模块具体可以是图7a、图7b、图7c、图7d、图7e、图7f、图7g、图7h中任意一种。其他类似的电感与电容组合连接方式都在本专利保护范围内。
图8为本发明多路并联输入且多路串联输出的功率变换器中电感电容组合模块包括一个电感、两个电容或者两个电感一个电容的电路原理图。本发明中电感电容组合模块具体还可以是图8a、图8b、图78c、图8d、图8e、图8f、图8g、图8h中任意一种。其他类似的电感与电容组合连接方式都在本专利保护范围内。
图9为本发明多路并联输入且多路串联输出的功率变换器中电感电容组合模块包括四个元素且其中至少一个电感和至少一个电容的结构示意图。图中方框表示电感或者电容，本发明中电感电容组合模块具体还可以是图901、图902、图903、图904、图905、图906、图907、图908、图909、图910、图911、图912、图913、图914、图915、图916、图917、图918、图919、图920、图921、图922、图923、图924、图925、图926、图927、图928、图929、图930、图931、图932、图933、图934、图935、图936、图937、图938中的任意一种。其他类似的电感与电容组合连接方式都在本专利保护范围内。
图10为图9中部分结构示意图的具体电路原理图。
图11为本发明多路并联输入且多路串联输出的功率变换器基于图2的变换图，包括并联的若干个开关电路，同样包括与开关电路相对应的若干个电感电容组合模块和变压器组，各个变压器组中的变压器原边绕组并联连接于电感电容组合模块，次边绕组对应串联后连接于整流模块。
图12为本发明多路并联输入且多路串联输出的功率变换器基于图2的另一种实施例的图，包括串联于电压源两端的两个电容C1和电容C2，第一开关电路101和第二开关电路102并联于电容C1的两端，第三开关电路103和第四开关电路104并联在电容C2的两端。第一开关电路101和第二开关电路102所连接的变压器组中变压器的次边绕组对应串联后与第一整流模块41连接；第三开关电路103和第四开关电路104所连接的变压器组中变压器的次边绕组对应串联后与第二整流模块42连接。第一整流模块41和第二整流模块42并联于滤波模块。本实施例的原理与图2中电路原理图的原理相同。
如图13所示，为本发明多路并联输入且多路串联输出的功率变换器基于图8中实施例的电路原理图。
如图14所示，为本发明多路并联输入且多路串联输出的功率变换器基于图8的变换图，包括若干个串联于电压源两端的电容，每个电容的两端连接有如图2所示的开关网络以及与开关电路相连的电感电容组合模块、变压器模块和整流模块。
本发明中开关网络1可以包括并联的多个开关电路，每个开关电路对应连接一个电感电容组合模块2，变压器模块3包括与开关电路相同数量的变压器组，变压器组中包括多个原边绕组并联与电感电容组合模块2的变压器，多个变压器组中对应变压器的次边绕组依次串联然后与整流模块4连接，整流模块4包括一个以上串联的整流电路。本发明中不在一一列举其他实施例，凡是按照此原理连接的电路都在本发明的保护范围之内。
如图15所示，为本发明多路并联输入且多路串联输出的功率变换器基于图3的变换图，本实施例中，每个变压器组中包括三个变压器，每个变压器的原边绕组分别与电感电容组合模块中电感的两端连接，变压器T1、变压器T2和变压器T3的原边绕组分别与电感Lm1连接，变压器T4、变压器T5和变压器T6的原边绕组分别与电感Lm2连接。变压器T1、变压器T4的次边绕组串联，变压器T2、变压器T5的次边绕组串联，变压器T3、变压器T6的次边绕组串联，整流电路包括三个串联的整流桥，三个整流桥分别与三个串联的次边绕组连接。
根据图16所示的电路原理图进行仿真，仿真结果如图17、图18和图19所示。
如图17所示，为图16的仿真波形图。仿真参数设计如下：输入Uin为400Vdc；电容C1为1650uF；电感Lr1和电感Lr2均为16uH；电感Lm1和电感Lm2均为60uH；电容Cr1和电容Cr2为72nF；变压器T1、变压器T2、变压器T3和变压器T4相同，变比都是32:19；电容Co为250uF；负载Ro为37.5欧姆；开关频率150KHz。G1、G2、G3、G4分别是MOSFET管S1、MOSFET管S2、MOSFET管S3、MOSFET管S4的驱动波形；G5、G6、G7、G8分别是MOSFET管S5、MOSFET管S6、MOSFET管S7、MOSFET管S8的驱动波形。ILr1是电感Lr1的电流波形；ILm1是电感Lm1的电流波形；ILr2是电感Lr2的电流波形；ILm2是电感Lm2的电流波形。由图13仿真结果可以看出两路全桥的电流ILr1和电流ILr2同步且幅值相同，电流ILm1和电流ILm2也完全同步且幅值相同。
如图18所示，为图16中串联整流二极管两端电压和电感电流的仿真波形图。图中波形VD1、VD2、VD5、VD6分别是整流二极管D1、整流二极管D2、整流二极管D5、整流二极管D6两端的电压波形。ILr1、ILr2和ILm1、ILm2分别是电感Lr1、Lr2和Lm1、Lm2的电流波形图。图中Vo是负载Ro两端的电压波形；I(Ro)是流过负载Ro的电流波形由仿真结果看,当输出电压为941V左右时，二极管D1(电压波形VD1)和二极管D5(电压波形VD5)工作时可以均分输出电压Vo，二极管D2(电压波形VD2)和二极管D6(电压波形VD6)工作时也均分输出电压Vo。
如图19所示，为图16中电感Lr1和Lr2参数偏差±5％极限条件下的仿真波形图。由于实际使用中器件的参数不可能完全相同，定制器件参数要求一般控制在±5％误差。仿真参数设计如下：输入Uin为400Vdc；电容C1为1650uF；电感Lr1参数偏+5％为16.8uH，Lr2参数偏-5％为15.2uH；电感Lm1和Lm2均为60uH；电容Cr1和Cr2为72nF；变压器T1和T2相同，变比都是32:19；电容Co为250uF；负载Ro为37.5欧姆；开关频率150KHz。
由图19的仿真结果看，电感Lr1的电流ILr1有效值33.579A；电感Lr2的电流ILr2有效值34.478A；ILr1和ILr2的有效值偏差±1.32％。电感Lm1的电流ILm1有效值6.341A；电感Lm2的电流ILm2有效值6.557A。ILm1和ILm2的有效值偏差±1.67％。由输出串联的二极管D1、二极管D2、二极管D5、二极管D6两端的VD1、VD2、VD5、VD6波形看出，平台电压均为471V。二极管D1、二极管D2、二极管D5、二极管D6的电流波形分别为I(D1)、I(D2)、I(D5)、I(D6)，由电流波形看出，二极管电流均分，有效值都是19.68A。从仿真结果看，电感Lr1和电感Lr2参数偏差±5％条件下，通过本专利发明可以很好的将两路全桥的电感电流控制在±1.32％左右，而且输出串联的整流二极管可以实现电压均分和电流均衡。
以上，仅为本发明较佳的具体实施方式，但发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求书的保护范围为准。
Claims (8)
1.一种多路并联输入且多路串联输出的功率变换器，包括开关网络(1)、电感电容组合模块(2)、变压器模块(3)、整流模块(4)和滤波模块(5)，所述开关网络(1)、电感电容组合模块(2)、变压器模块(3)、整流模块(4)和滤波模块(5)依次连接；其特征在于：
所述开关网络(1)包括并联的多路相同开关电路；
所述变压器模块(3)包括多个变压器组，所述变压器组包括原边绕组并联的多个相同变压器，所述变压器组与所述开关电路一一对应连接；
所述整流模块(4)包括整流电路，所述整流电路为串联整流电路；
多个所述变压器组中对应变压器的次边绕组串联，所述次边绕组串联之后与所述串联整流电路连接进行整流。
2.根据权利要求1所述的多路并联输入且多路串联输出的功率变换器，其特征在于，所述开关电路为全桥电路或半桥电路。
3.根据权利要求1所述的多路并联输入且多路串联输出的功率变换器，其特征在于，所述电感电容组合模块(2)包括串联或者并联的电容和电感，所述变压器组通过所述电感电容组合模块(2)与所述开关电路连接。
4.根据权利要求1所述的多路并联输入且多路串联输出的功率变换器，其特征在于，所述整流电路为半桥整流电路或/和全桥整流电路。
5.根据权利要求4所述的多路并联输入且多路串联输出的功率变换器，其特征在于，所述半桥整流电路或/和全桥整流电路串联连接。
6.根据权利要求1所述的多路并联输入且多路串联输出的功率变换器，其特征在于，所述次边绕组串联之后与串联的整流电路一一对应连接。
7.根据权利要求1所述的多路并联输入且多路串联输出的功率变换器，其特征在于，所述滤波模块(5)为滤波电路。
8.根据权利要求1所述的多路并联输入且多路串联输出的功率变换器，其特征在于，还包括电压源，所述电压源为电压源电路。
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