CN104795999A - 开关控制电路及包括该开关控制电路的电力供给装置 - Google Patents

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Abstract

一种电力供给装置，包括电力开关；整流二极管，其整流根据所述电力开关的开关操作供给的电流，从而生成输出电流；以及开关控制电路，其低通滤波处理检测感应电压，从而生成与所述输出电流对应的输出电流估算电压，所述检测感应电压对应于基于所述电力开关中通过的电流的感应电压。

Description

开关控制电路及包括该开关控制电路的电力供给装置
技术领域
实施例涉及开关控制电路及包括该开关控制电路的电力供给装置。
背景技术
现有用于估算输出电流的电路包括诸多组件(component)。例如,包括多个电阻、电容器、及电流源等。但是，由于多个电阻、电容器及电流源等的允许误差(tolerance)，从而使输出电流的估算发生误差。
因此，输出电流估算电路不仅复杂，而且存在估算误差的问题。
发明内容
本发明的目的在于提供通过简单的电路构成即可估算输出电流的开关控制电路及包括该开关控制电路的电力供给装置。
实施例涉及的电力供给装置包括：电力开关；整流二极管，其整流根据所述电力开关的开关操作供给的电流，从而生成输出电流；以及开关控制电路，其低通滤波处理检测感应电压，从而生成与所述输出电流对应的输出电流估算电压，所述检测感应电压与基于所述电力开关中通过的电流的感应电压相对应。
所述开关控制电路以所述电力开关的切换周期为单位检测所述感应电压的峰值，从而生成所述检测感应电压。
所述开关控制电路以所述电力开关的切换周期为单位计算所述感应电压的平均值，从而生成所述检测感应电压。
所述开关控制电路包括低通滤波器，在所述电力开关的切换周期中所述整流二极管内电流通过的放电期间，向所述低通滤波器供给所述检测感应电压，所述低通滤波器低通滤波处理所述电力开关的切换周期期间的输入，从而可生成所述输出电流估算电压。
所述开关控制电路包括低通滤波器及用于电阻分配所述检测感应电压的第一及第二电阻，在所述电力开关的切换周期期间中所述整流二极管内电流通过的放电期间，向所述低通滤波器供给所述电阻分配的检测感应电压，所述低通滤波器低通滤波处理所述电力开关的切换周期期间的输入，从而可生成所述输出电流估算电压。
所述开关控制电路包括低通滤波器及用于电阻分配所述低通滤波器的输出的第一及第二电阻，在所述电力开关的切换周期期间中所述整流二极管内电流通过的放电期间，向所述低通滤波器供给所述检测感应电压，所述低通滤波器低通滤波处理所述电力开关的切换周期期间的输入并生成输出，所述低通滤波器的输出被所述第一及第二电阻分配，从而可生成所述输出电流估算电压。
所述开关控制电路包括低通滤波器及用于放大所述检测感应电压的放大单元，在所述电力开关的切换周期期间中所述整流二极管内电流通过的放电期间，向所述低通滤波器供给所述被放大的检测感应电压，所述低通滤波器低通滤波处理所述电力开关的切换周期期间的输入，从而可生成所述输出电流估算电压。
所述开关控制电路包括低通滤波器及放大所述低通滤波器的输出的放大单元，在所述电力开关的切换周期期间中所述整流二极管内电流通过的放电期间，向所述低通滤波器供给所述检测感应电压，所述低通滤波器低通滤波处理所述电力开关的切换周期期间的输入并生成输出，所述放大单元放大所述低通滤波器的输出，从而可生成所述输出电流估算电压。
所述开关控制电路包括低通滤波器及电流镜，所述电流镜以预定比率复制与所述检测感应电压对应的第一电流从而生成第二电流，而且生成与所述第二电流对应的复制电压，在所述电力开关的切换周期期间中所述整流二极管内电流通过的放电期间，向所述低通滤波器供给所述复制电压，所述低通滤波器低通滤波处理所述电力开关的切换周期期间的输入，从而可生成所述输出电流估算电压。
实施例涉及的一种用于控制电力开关的开关操作的开关控制电路，包括感应电压检测器，其生成与基于所述电力开关中通过电流的感应电压相对应的检测感应电压，以及输出电流估算器，其低通滤波处理所述检测感应电压，从而生成输出电流估算电压，所述输出电流估算电压与根据所述电力开关的开关操作而控制的得到输出电流相对应。
所述感应电压检测器以所述电力开关的切换周期为单位检测所述感应电压的峰值，从而可生成所述检测感应电压。
所述感应电压检测器以所述电力开关的切换周期为单位计算所述感应电压的平均值，从而可生成所述检测感应电压。
所述输出电流估算器包括低通滤波器及第一开关，所述第一开关放电期间向所述低通滤波器供给所述检测感应电压，所述放电期间为生成所述输出电流的整流二极管内电流通过的期间。
所述输出电流估算器可以还包括所述电力开关的切换周期中除所述放电期间以外的期间内供给预定基准电压的第二开关。
所述输出电流估算器还包括用于电阻分配所述检测感应电压的第一及第二电阻，所述放电期间可通过所述第一开关向所述低通滤波器供给所述被电阻分配的检测感应电压。
所述输出电流估算器还包括用于电阻分配所述低通滤波器的输出的第一及第二电阻，通过所述第一及第二电阻分配所述低通滤波器的输出，从而可生成所述输出电流估算电压。
所述输出电流估算器还包括用于放大所述检测感应电压的放大单元，所述放电期间向所述低通滤波器供给所述被放大的检测感应电压。
所述输出电流估算器还包括用于放大所述低通滤波器的输出的放大单元，所述放大单元放大所述低通滤波器的输出，从而可生成所述输出电流估算电压。
所述输出电流估算器还包括电流镜，所述电流镜以预定比率复制对应于所述检测感应电压的第一电流从而生成第二电流，且生成对应于所述第二电流的复制电压，在所述放电期间可以向所述低通滤波器供给所述复制电压。
所述开关控制电路可以根据所述输出电流估算电压与预定基准电压间的差值的放大比较电压和所述感应电压及三角波中任何一个的比较结果来控制所述电力开关的开关操作。
另一实施例涉及的一种用于控制电力开关的开关操作的开关控制电路，包括感应电压检测器，其生成与基于所述电力开关中的通过电流的感应电压相对应的检测感应电压；误差放大器，其放大所述检测感应电压和预定基准电压间的差值；以及电容器，其与所述误差放大器的输出端相连接，通过所述电容器低通滤波处理所述误差放大器的输出。
本发明提供一种通过简单电路构成即可估算输出电流的开关控制电路及包括该开关控制电路的电力供给装置。
附图说明
图1是显示实施例涉及的电力供给装置的示意图。
图2是显示第一实施例涉及的输出电流估算器的示意图。
图3是显示第二实施例涉及的输出电流估算器的示意图。
图4是显示第三实施例涉及的输出电流估算器的示意图。
图5是显示第四实施例涉及的输出电流估算器的示意图。
图6是显示第五实施例涉及的输出电流估算器的示意图。
图7是显示第六实施例涉及的输出电流估算器的示意图。
附图标记说明：
1：电力供给装置
10：开关控制电路
100：感应电压检测器
200：输出电流估算器
203：低通滤波器
300：PWM控制器
具体实施方式
下面参照附图对本发明的实施例进行详细说明，以使本发明所属技术领域的普通技术人员能够容易实施。但是，本发明可以通过各种不同形态实现，并不限于本说明书记载的实施例。另外，为了清楚地说明，本发明省略了与说明无关的部分，在通篇说明书中，相似的部分使用了相似的附图标记。
通篇说明书中，记载某部分与其他部分“连接”，这不仅包括“直接连接”的情形，而且还包括他们之间有别的元件存在而“间接地连接”的情形。另外，如果说明书记载某一部分“包括”某一组成要素时，如没有特别的相反记载的情况下，可以理解为还包括其他组成要素，而不是排除其他组成要素。
图1是显示实施例涉及的电力供给装置的示意图。
电力供给装置1包括电容器CI、一次侧绕组W1、二次侧绕组W2、整流二极管D1、电容器CO、电力开关M、感应电阻RS及开关控制电路10。开关控制电路10包括感应电压检测器100、输出电流估算器200及PWM控制器300。
电容器CI连接在一次侧绕组W1的一端与一次侧接地端之间。电容器CI使输入电压VI变得平滑。
在一次侧绕组W1的一端输入输入电压VI，一次侧绕组W1的另一端与电力开关M的漏极连接。电力开关M的源极和接地端之间连接有感应电阻RS。电力开关M的栅极上输入栅电压VG。电力开关M用于控制从一次侧传递到二次侧的电力。一次侧与二次侧为绝缘。
由于电力开关M为n沟道晶体管，所以接通电力开关M的电平为高电平，断开电力开关M的电平为低电平。
二次侧绕组W2的一端与整流二极管D1的阳极连接。整流二极管D1导通时，二次侧绕组W2中的通过电流传递给电容器CO和负载(未图示)。以下将通过整流二极管D1的平均电流称之为输出电流IO。
如果电力开关M被接通，则一次侧绕组W1上有电流IP通过，而且一次侧绕组W1储存能量。在此期间，整流二极管D1为非导通状态。如果电力开关M被断开且整流二极管D1导通，则储存在一次侧绕组W1的能量通过二次侧绕组W2释放，并且二次侧绕组W2中产生的电流通过整流二极管D1。
开关控制电路10利用输出电流IO的估算值控制电力开关M的开关操作。在电力开关M的接通期间，通过开关电流Id和感应电阻RS产生感应电压VCS。
感应电压检测器100在每个切换周期检测感应电压VCS的峰值。或者感应电压检测器100在每个切换周期检测接通期间的感应电压VC的平均值。感应电压VCS的峰值或者平均值不仅与在每个切换周期产生的感应电压VCS有关，而且与开关电流Id有关。感应电压检测器100根据检测的峰值或者平均值输出检测感应电压VCSD。
输出电流估算器200低通滤波处理(low-pass filtering)检测感应电压VCSD，从而生成输出电流估算电压VIO。
PWM控制器300生成基于输出电流估算电压VIO控制电力开关M的开关操作的栅电压VG。例如，生成基于输出电流估算电压VIO和预定基准电压间的差值的比较电压，并根据比较电压与感应电压VCS或内部生成的三角波的比较结果决定电力开关M的接通期间。
以下参照图2对实施例涉及的输出电流估算器进行说明。
图2是显示第一实施例涉及的输出电流估算器的示意图。
图2图示了输出电流估算器200和PWM控制器300的部分组成。
输出电流估算器200包括缓冲器201、两个开关S1、S2、反相器202及低通滤波器203。作为一例，图2所示的低通滤波器203包括电阻RF和电容器CF。但是，实施例并不限于此，低通滤波器203可以多种方式进行设计。
图2图示了额外包括低通滤波器的输出电流估算器200，但是输出电流估算器200可以不包括低通滤波器。例如，可以用PWM控制器300内的电容器C1取代低通滤波器203。在这种情况下，误差放大器301的反相端子-上输入检测感应电压VCSD，以取代输出电流估算电压VIO，而且通过电容器C1低通滤波处理误差放大器301的输出。
检测感应电压VCSD在放电期间通过缓冲器201传递给低通滤波器203，低通滤波器203低通滤波处理输入的检测感应电压VCSD，从而生成输出电流估算电压VIO。
放电期间，是指预定电流通过整流二极管D1的期间。由于图1所示的电力供给装置为逆向变换器，所以二次侧绕组W2上产生的电流通过整流二极管D1流出。图1中整流二极管D1位于二次侧，但是本发明的整流二极管D1的位置不限于此。例如，电力供给装置是降压变换器、升压变换器、降压-升压变换器时，整流二极管D1可以位于一次侧。
整流二极管D1的位置不受变换器类型的限制，其作用是整流根据电力开关的开关操作而供给的电流，从而生成输出电流。输出电流IO通过电力开关M的开关操作得到控制。
输出电流IO根据通过整流二极管D1的二次侧电流的放电期间的积分结果来确定。电力开关M的断开期间通过整流二极管D1的电流的波形为在电力开关M的断开时间点上升，之后缓慢下降。
在电力开关M的断开时间点产生的二次侧电流根据开关电流Id的峰值或者平均值来确定。因此，输出电流IO为开关电流Id的峰值或者平均值与放电期间的乘积。由于感应电压VCS根据开关电流Id而确定，所以输出电流IO可估算为如数学式1。
[数学式1]
输出电流IO＝k*(VCS的峰值)*(放电期间)/(电力开关的切换周期)
在此，也可以使用VCS的平均值来代替VCS的峰值。K为比例常数，根据设计可以适当地进行设置，例如，使用VCS的峰值时和VCS的平均值时，可以分别设置为不同的值。
如上所述可以估算输出电流IO，以电力开关M的切换周期为单位放电期间低通滤波处理检测感应电压VCSD的结果，对应于数学式1中(VCS的峰值)*(放电期间)/(电力开关的切换周期)。
实施例涉及的输出电流估算器200在放电期间向低通滤波器203供给检测感应电压VCSD，在电力开关M的切换周期中除去放电期间的其余期间向低通滤波器203供给一次侧接地电压，从而生成输出电流估算电压VIO。一次侧的接地电压是预定基准电压的一例。此外，可以输入其他电平的电压以代替一次侧接地电压。
低通滤波器203低通滤波处理电力开关M的切换周期期间供给的电压，从而生成作为输出的输出电流估算电压VIO。只有在切换周期中的放电期间向低通滤波器203供给检测感应电压VCS，而在其他期间供给一次侧接地电压。根据如上操作导出数学式1中的除以电力开关的切换周期的部分。
根据指示放电期间的放电期间信号TD，对开关S1进行开关操作，而且根据放电期间信号TD通过反相器202的反相信号，对开关S2进行开关操作。在放电期间，放电期间信号TD为高电平有效，而开关S1和开关S2根据高电平信号被设置为接通状态。
开关S1的一端与缓冲器201连接，开关S1的另一端与节点N1连接。开关S2的一端与节点N1连接，开关S2的另一端与一次侧接地端连接。
电阻RF连接在节点N1和节点N2之间，电容器CF连接在节点N2和一次侧接地端之间。而且节点N1为低通滤波器203的输入端，节点N2为低通滤波器203的输出端。
放电期间，开关S1通过放电期间信号TD被接通，从而使检测感应电压VCSD传递给低通滤波器203，如果不是放电期间，则接通开关S2，从而向低通滤波器203供给一次侧接地电压。
放电期间信号TD可以在开关控制电路10中生成。例如，可以将电力开关M的断开时间点至断开期间中作为辅助绕组W3的两端电压的辅助电压VAUX开始减少的时间点间的期间设置为放电期间TD。
图1所示的实施例为逆向变换器时，可以将辅助电压VAUX开始减少的时间点设置为放电期间的结束时间点，但是本发明不限于此。在非隔离式(non-isolation)类型的变换器中，可以将与感应器连接的电力开关的断开期间中的感应器的两端电压开始减少的时间点设置为放电期间的结束时间点。
作为PWM控制器300的一个组件的误差放大器301和电容器C1生成基于输出电流的估算电压VIO的比较电压VCOM。误差放大器301放大非反相端子+上输入的基准电压VR和反相端子-上输入的输出电流估算电压VIO之间的差值并输出。误差放大器301的输出通过电容器C1得以补偿，从而生成比较电压VCOM。
PWM控制器300比较比较电压VCOM和感应电压VCS，而且可以在感应电压VCS达到比较电压VCOM的时间点时断开电力开关M。或者，还可以通过比较比较电压VCOM和内部生成的三角波来控制电力开关M的断开。此外，PWM控制器300可以与决定电力开关M的开关频率的振荡信号同步,从而使电力开关M接通。
图3是显示第二实施例涉及的输出电流估算器的示意图。
图3所示的第二实施例与第一实施例相比，还包括电阻分配检测感应电压VCS的组件。其中，针对与第一实施例相同的组件使用相同的附图标记，并省略其重复说明。
输出电流估算器210还包括串联连接的两个电阻R1、R2。
电阻R1和电阻R2为串联连接，电阻R2的一端输入检测感应电压VCSD，而电阻R2的另一端和电阻R1的一端与节点N0连接。电阻R2的另一端与一次侧接地端连接。在开关S1接通期间即放电期间，节点N0的电压通过缓冲器201向低通滤波器203传递。
利用电阻R1和电阻R2来调节检测感应电压VCSD，从而可适当地调节输出电流估算电压VIO1的电压范围。这样一来，可调节输出电流估算电压VIO1使其符合开关控制电路10设计时设定的电压范围。例如，在PWM控制器300中基于基准电压VR可限定输出电流估算电压VIO1的范围，可利用电阻R1、R2控制输出电流估算电压VIO1使其符合预定的电压范围。
电阻R1和电阻R2的位置不限于图3所示的第二实施例。输出电流估算器电阻分配通过低通滤波器203的电压，从而可生成输出电流估算电压VIO2。
图4是显示第三实施例涉及的输出电流估算器的示意图。
第三实施例与第二实施例相比，电阻R3和电阻R4的位置移到低通滤波器203的输出端侧。第三实施例涉及的输出电流估算器220与第一实施例相比，还包括电阻R3、电阻R4及缓冲器205。
针对与前面所述的实施例相同的组件使用相同的附图标记，并省略其重复说明。
缓冲器205的输入端与作为低通滤波器203的输出端的节点N2连接，并输出低通滤波器203的输出。电阻R3和电阻R4串联连接，电阻R4的一端输入低通滤波器203的输出，而且电阻R4的另一端及电阻R3的一端与节点N3连接。电阻R3的另一端与一次侧接地端连接。节点N3的电压为输出电流估算电压VIO2。
本发明通过电阻分配输出电流估算电压VIO使其减小，但不限于此。也可以通过放大输出电流估算电压VIO使其增大。
图5是显示第四实施例涉及的输出电流估算器的示意图。
第四实施例涉及的输出电流估算器230与第一实施例相比，还包括放大检测感应电压VCS的装置(以下称之为放大单元232)。针对与第一实施例相同的组件使用相同的附图标记，并省略其重复说明。
放大单元232还包括误差放大器23、电阻R5及电阻R6。误差放大器231的非反相端子+上输入检测感应电压VCSD，而误差放大器231的反相端子-和输出端之间连接有电阻R6，反相端子-和一次侧接地端之间连接有电阻R5。
这样一来，放大单元232将非反相端子+上输入的检测感应电压VCSD放大到预定比率((R5+R6)/R6)并输出。所述放大的电压在放电期间通过缓冲器201向低通滤波器203传递。经低通滤波器203输出的输出电流估算电压VIO3为在第一实施例的输出电流估算电压VIO基础上被放大预定比率((R5+R6)/R5)的电压。
放大单元232的位置不限于图5所示的第四实施例。输出电流估算器还可以放大通过低通滤波器203的电压，从而生成输出电流估算电压VIO4。
图6是显示第五实施例涉及的输出电流估算器的示意图。
第五实施例涉及的输出电流估算器240与第四实施例相比，放大单元242的位置移到低通滤波器203的输出端侧。第五实施例涉及的输出电流估算器240与第一实施例相比，还包括放大单元242。针对与第一实施例相同的组件使用相同的附图标记，并省略其重复说明。
放大单元242还包括误差放大器241、电阻R7、电阻R8及缓冲器206。
缓冲器206的输入端与作为低通滤波器203的输出端的节点N2连接，而且输出低通滤波器203的输出。误差放大器241的非反相端子+上输入低通滤波器203的输出，误差放大器24的反相端子-和输出端之间连接有电阻R8，反相端子-和一次侧接地端之间连接有电阻R7。
这样一来，放大单元232将非反相端子+上输入的低通滤波器203的输出放大预定比率((R7+R8)/R7)并输出。因此，输出电流估算电压VIO4为在第一实施例的输出电流估算电压VIO基础上放大预定比率((R7+R8)/R7)的电压。
输出电流估算器的变形例不限于上述实施例，还可以包括电流镜。
图7是显示第六实施例涉及的输出电流估算器的示意图。
第六实施例涉及的输出电流估算器250与第一实施例相比，还包括电流镜254。针对与第一实施例相同的组件使用相同的附图标记，并省略其重复说明。
电流镜254以预定比率K放大基于检测感应电压VCSD的电流I1，从而生成第二电流I2。
电流I1通过误差放大器251、晶体管252及电阻R9生成。误差放大器251的非反相端子+上输入检测感应电压VCSD，而误差放大器251的反相端子-与晶体管252的源极连接。并且，误差放大器251的输出端与晶体管252的栅极连接。
晶体管252的源极与一次侧接地端之间连接有电阻R9，晶体管252的漏极与电流镜254连接。误差放大器251的反相端子-的电压根据电流I1和电阻R9的乘积而确定，非反相端子+的电压为检测感应电压VCSD。
误差放大器251生成输出,该输出用于控制非反相端子+和反相端子-，使其具有同样电压，晶体管252根据误差放大器251的输出生成电流I1。反相端子-的电压大于检测感应电压VCSD时，电流I1减少，而且反相端子-的电压小于检测感应电压VCSD时，电流I1增加，反相端子-的电压被控制到检测感应电压VCSD。因此，电流I1控制在VCSD/R9。
电流镜254以比率K放大电流I1，所以电流I2为K*VCSD/R9。这样一来，节点N5上产生的复制电压VN5为电流I2和电阻R10的乘积，即K*R10*VCSD/R9。
在放电期间，所述放大的复制电压VN5通过缓冲器201向低通滤波器203传递。经低通滤波器203输出的输出电流估算电压VIO5为在第一实施例的输出电流估算电压VIO基础上放大预定比率(K*R10/R9)的电压。
以上对估算输出电流的各种实施例进行了说明。根据实施例可知，与现有技术相比，本发明只使用具有简单构成的低通滤波器就可以估算输出电流。
以上对本发明的实施例进行了详细说明，但本发明的权利范围并不限于此，本技术领域的技术人员可利用本发明的权利要求范围内定义的基本概念进行各种变形和改良，而这种变形和改良必然也属于本发明的权利范围。

Claims (21)

1.一种电力供给装置，其特征在于，包括：
电力开关；
整流二极管，其整流根据所述电力开关的开关操作供给的电流，从而生成输出电流；以及
开关控制电路，其低通滤波处理检测感应电压，从而生成与所述输出电流对应的输出电流估算电压，所述检测感应电压对应于基于所述电力开关中通过的电流的感应电压。
2.如权利要求1所述的电力供给装置，其特征在于：
所述开关控制电路以所述电力开关的切换周期为单位检测所述感应电压的峰值，从而生成所述检测感应电压。
3.如权利要求1所述的电力供给装置，其特征在于：
所述开关控制电路以所述电力开关的切换周期为单位计算所述感应电压的平均值，从而生成所述检测感应电压。
4.如权利要求1所述的电力供给装置，其特征在于：
所述开关控制电路包括低通滤波器，而且在所述电力开关的切换周期中所述整流二极管内电流通过的放电期间，向所述低通滤波器供给所述检测感应电压，所述低通滤波器低通滤波处理所述电力开关的切换周期期间的输入，从而生成所述输出电流估算电压。
5.如权利要求1所述的电力供给装置，其特征在于：
所述开关控制电路包括低通滤波器及用于电阻分配所述检测感应电压的第一电阻和第二电阻，而且在所述电力开关的切换周期期间中所述整流二极管内电流通过的放电期间，向所述低通滤波器供给所述电阻分配的检测感应电压，所述低通滤波器低通滤波处理所述电力开关的切换周期期间的输入，从而生成所述输出电流估算电压。
6.如权利要求1所述的电力供给装置，其特征在于：
所述开关控制电路包括低通滤波器及用于电阻分配所述低通滤波器的输出的第一电阻和第二电阻，而且在所述电力开关的切换周期期间中所述整流二极管内电流通过的放电期间，向所述低通滤波器供给所述检测感应电压，所述低通滤波器低通滤波处理所述电力开关的切换周期期间的输入并生成输出，所述低通滤波器的输出被所述第一电阻和第二电阻分配，从而生成所述输出电流估算电压。
7.如权利要求1所述的电力供给装置，其特征在于：
所述开关控制电路包括低通滤波器及用于放大所述检测感应电压的放大单元，而且在所述电力开关的切换周期期间中所述整流二极管内电流通过的放电期间，向所述低通滤波器供给所述被放大的检测感应电压，所述低通滤波器低通滤波处理所述电力开关的切换周期期间的输入，从而生成所述输出电流估算电压。
8.如权利要求1所述的电力供给装置，其特征在于：
所述开关控制电路包括低通滤波器及放大所述低通滤波器的输出的放大单元，而且在所述电力开关的切换周期期间中所述整流二极管内电流通过的放电期间，向所述低通滤波器供给所述检测感应电压，所述低通滤波器低通滤波处理所述电力开关的切换周期期间的输入并生成输出，所述放大单元放大所述低通滤波器的输出，从而生成所述输出电流估算电压。
9.如权利要求1所述的电力供给装置，其特征在于：
所述开关控制电路包括低通滤波器及电流镜，所述电流镜以预定比率复制与所述检测感应电压对应的第一电流从而生成第二电流，并生成与所述第二电流对应的复制电压，而且在所述电力开关的切换周期期间中所述整流二极管内电流通过的放电期间，向所述低通滤波器供给所述复制电压，所述低通滤波器低通滤波处理所述电力开关的切换周期期间的输入，从而生成所述输出电流估算电压。
10.一种用于控制电力开关的开关操作的开关控制电路，其特征在于，包括：
感应电压检测器，其生成与基于所述电力开关中通过的电流的感应电压相对应的检测感应电压；以及
输出电流估算器，其低通滤波处理所述检测感应电压，从而生成输出电流估算电压，所述输出电流估算电压与根据所述电力开关的开关操作而得到控制的输出电流相对应。
11.如权利要求10所述的开关控制电路，其特征在于：
所述感应电压检测器以所述电力开关的切换周期为单位检测所述感应电压的峰值，从而生成所述检测感应电压。
12.如权利要求10所述的开关控制电路，其特征在于：
所述感应电压检测器以所述电力开关的切换周期为单位计算所述感应电压的平均值，从而生成所述检测感应电压。
13.如权利要求10所述的开关控制电路，其特征在于：
所述输出电流估算器包括低通滤波器及第一开关，所述第一开关放电期间向所述低通滤波器供给所述检测感应电压，所述放电期间为生成所述输出电流的整流二极管内电流通过的期间。
14.如权利要求13所述的开关控制电路，其特征在于：
所述输出电流估算器还包括所述电力开关的切换周期中除所述放电期间以外的期间供给预定基准电压的第二开关。
15.如权利要求13所述的开关控制电路，其特征在于：
所述输出电流估算器还包括用于电阻分配所述检测感应电压的第一电阻及第二电阻，所述被电阻分配的检测感应电压所述放电期间通过所述第一开关向所述低通滤波器被供给。
16.如权利要求13所述的开关控制电路，其特征在于：
所述输出电流估算器还包括用于电阻分配所述低通滤波器的输出的第一电阻及第二电阻，所述低通滤波器的输出是通过所述第一及第二电阻分配的，从而生成所述输出电流估算电压。
17.如权利要求13所述的开关控制电路，其特征在于：
所述输出电流估算器还包括用于放大所述检测感应电压的放大单元，所述被放大的检测感应电压所述放电期间向所述低通滤波器被供给。
18.如权利要求13所述的开关控制电路，其特征在于：
所述输出电流估算器还包括用于放大所述低通滤波器的输出的放大单元，所述放大单元放大所述低通滤波器的输出，从而生成所述输出电流估算电压。
19.如权利要求13所述的开关控制电路，其特征在于：
所述输出电流估算器还包括电流镜，所述电流镜以预定比率复制对应于所述检测感应电压的第一电流从而生成第二电流，而且生成对应于所述第二电流的复制电压，所述复制电压所述放电期间向所述低通滤波器被供给。
20.如权利要求10所述的开关控制电路，其特征在于：
根据将所述输出电流估算电压和预定基准电压间的差值的放大比较电压与所述感应电压和三角波中任何一个比较的结果来控制所述电力开关的开关操作。
21.一种用于控制电力开关的开关操作的开关控制电路，其特征在于，包括：
感应电压检测器，其生成与基于所述电力开关中通过的电流的感应电压对应的检测感应电压；
误差放大器，其放大所述检测感应电压和预定基准电压间的差值；以及
电容器，其与所述误差放大器的输出端相连接，
通过所述电容器低通滤波处理所述误差放大器的输出。
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