CN104335447A - 电源控制 - Google Patents

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Abstract

根据第一方面，提供了一种不间断电源。在一个例子中，不间断电源包括：控制器，其配置成提供第一电流基准信号，第一电流基准信号具有包括第一个半周期和第二个半周期的周期波形，每个半周期都有周期末端部分，该波形包括经充分整流的正弦波，其经修改使得经整流正弦波的值在第二个半周期的周期末端部分之前的预定时间段内等于零；正电流环路控制电路，其配置成接收第一电流基准信号和向正升压电路提供输出信号；以及负电流环路控制电路，其配置成向负升压电路提供输出信号。

Description

电源控制
背景
发明领域
根据本发明的至少一个实施方式通常涉及对不间断电源输入电路的控制。
相关技术讨论
电力转换器可用于将多相的AC输入转换为DC输出。DC输出通常提供给DC总线或者链路。例如，不间断电源(“UPS”)可包括电力转换器，并且还可包括逆变器，该逆变器将由DC总线提供的DC电力转换为在UPS输出的AC信号。DC总线可将电力转换器的输出端连接至逆变器的输入端。UPS还可包括备用DC电源(例如，电池电源、DC发电机等等)。UPS的输出端能够连接至电力负载以增强提供给负载的电力的可靠性。
各种类型的UPS系统可采用电力转换器。例如，可在联机的UPS中采用电力转换器，假如主电源或者次级电源可用，则该联机的UPS能够提供来源于主电源和/或备份电源的电力而不会中断。在脱机的UPS系统中也可采用电力转换器，该脱机的UPS系统包括转换开关，如果主电源意外发生故障，那么该转换开关切换电力，且给电力负载提供的电力发生中断。
从AC供电线路得到的通过上面描述的UPS的平均功率常常小于RMS(均方根)电压和RMS电流的乘积。平均功率与RMS电压和RMS电流的乘积的比值称作功率因数。功率因数校正(PFC)用于提高输入功率因数，并且遵守各种公共设施标准。一些公共设施增加了额外的费用或者使具有不包括PFC的设备的客户处于不利地位。PFC方案控制通过UPS取得的输入电流以在形状和时间上均遵循输入电压。
概要
根据第一方面，提供了一种不间断电源。此不间断电源包括：输入端，其接收输入AC电压；输入电路，其与输入端相耦合且包括正升压电路和负升压电路，并且其配置成在第一输出端提供正DC电压以及在第二输出端提供负DC电压；控制器，其与输入电路相耦合且配置成提供第一电流基准信号，该第一电流基准信号具有包括第一个半周期和第二个半周期的周期波形，每个半周期都具有周期末端部分，该波形包括经充分整流的正弦波，其经修改为使得经整流的正弦波的值在第二个半周期的周期末端部分之前的预定时间段内等于零；正电流环路控制电路，其与控制器相耦合且与正升压电路相耦合，并且其配置成接收第一电流基准信号和向正升压电路提供输出信号；以及负电流环路控制电路，其与控制器相耦合且与负升压电路相耦合，并且其配置成向负升压电路提供输出信号。
在该不间断电路中，控制器还可配置成向负电流控制电路提供第二电流基准信号，该第二电流基准信号具有含有第一个半周期和第二个半周期的周期波形，每个半周期都具有周期末端部分，该波形包括经充分逆整流的正弦波，其经修改为使得经逆整流的正弦波的值在第一个半周期的周期末端部分之前的预定时间段内等于零。在一个例子中，正电流环路控制电路和负电流环路控制电路中的每一个都可包括钳位电路，每个钳位电路都耦合至电流误差放大器。
在一些例子中，预定时间段大约为0.8毫秒。正升压电路可包括第一电感器，且负升压电路包括第二电感器，并且其中控制器配置成检测来自第一电感器和第二电感器中的至少一个的电感器电流，并且向正电流环路控制电路和负电流环路控制电路中的至少一个提供电感器电流值。负电流环路控制电路可包括电流误差放大器，该电流误差放大器配置成接收第二电流基准信号和来自第二电感器的电感器电流，并且配置为产生电流误差值。
在一个例子中，正电流环路控制电路包括电流误差放大器，电流误差放大器配置成接收第一电流基准信号和来自第一电感器的电感器电流，并且配置产生电流误差值。此外，正升压电路可包括第一晶体管，且正电流环路控制电路包括比较器，比较器配置成接收来自电流误差放大器的电流误差值，并且其中第一晶体管配置成根据比较器的输出切换至导通状态。
负电流环路控制电路可包括电流误差放大器，电流误差放大器配置成接收第二电流基准信号和来自第二电感器的电感器电流，并且配置产生电流误差值。负升压电路可包括第二晶体管，且负电流环路控制电路包括比较器，比较器配置成接收来自电流误差放大器的电流误差值，并且其中第二晶体管配置成根据比较器的输出切换至导通状态。
本发明的另一个方面针对一种操作包括输入电路的不间断电源的方法，该输入电路包括正升压电路和负升压电路。该方法包括：接收在输入电路的输入端的输入AC电压；产生第一电流基准信号，该第一电流基准信号具有包括第一个半周期和第二个半周期的周期波形，每个半周期都具有周期末端部分，该波形包括经充分整流的正弦波，其经修改为使得经整流的正弦波的值在第二个半周期的周期末端部分之前的预定时间段内等于零；部分根据第一电流基准信号，通过正电流环路控制电路生成第一输出信号，并且向正升压电路提供该第一输出信号；通过负电流环路控制电路生成第二输出信号，并且向负升压电路提供该第二输出信号；以及在正升压电路的第一输出端处产生正DC电压和在负升压电路的第二输出端处产生负DC电压。
该方法还可包括产生第二电流基准信号，第二电流基准信号具有包括第一个半周期和第二个半周期的周期波形，每个半周期都具有周期末端部分，该波形包括经充分逆整流的正弦波，其经修改为使得经逆整流的正弦波的值在第一个半周期的周期末端部分之前的预定时间段内等于零；以及部分根据第二电流基准信号，通过负电流环路控制电路产生第二输出信号。在这个方法中，预定时间段可大约为0.8毫秒。
在这个方法中，正升压电路包括第一电感器，且负升压电路包括第二电感器。该方法还可包括检测来自第一电感器和第二电感器中的至少一个的电感器电流，以及向正电流环路控制电路和负电流环路控制电路中的至少一个提供电感器电流值。该方法还可包括根据第一电流基准信号、第二电流基准信号以及电感器电流值中的至少一个，通过包含在正电流环路内的第一电流放大器和包含在负电流环路内的第二电流放大器中的至少一个产生电流误差值。
另外，该方法还可包括在与第一电流基准信号的周期波形相关联的第二个半周期的周期末端部分之前，以及在第二电流基准信号的周期波形的第一个半周期的周期末端部分之前，释放第一电流误差放大器和第二电流误差放大器的少数电荷。
该方法还可包括部分根据电流误差值来产生脉宽调制控制波形，脉宽调制控制波形具有开关频率。在周期末端部分之前的预定时间段大约为开关频率的六分之一。
另一个方面针对一种不间断电源。该不间断电源包括：输入端，其接收输入AC电压；输入电路，其与输入端相耦合且包括正升压电路和负升压电路，并且其配置成在第一输出端提供正DC电压以及在第二输出端提供负DC电压；控制器，其与输入电路相耦合且配置成提供第一电流基准信号，该第一电流基准信号具有包括第一个半周期和第二个半周期的周期波形，每个半周期都具有周期末端部分；正电流环路控制电路，其与控制器相耦合且与具有第一电流误差放大器的正升压电路相耦合，并且配置成向正升压电路提供输出信号；一种装置，其用于释放与第一电流误差放大器相关联的过量电荷以使得第一电流误差放大器在与第一电流基准信号的周期波形相关联的第二个半周期的周期末端部分之前脱离饱和状态；以及负电流环路控制电路，其具有与控制器相耦合且与负升压电路相耦合的第二电流误差放大器，并且配置成向负升压电路提供输出信号。
在这个不间断电源中，控制器可配置为提供第二电流基准信号，第二电流基准信号具有包括第一个半周期和第二个半周期的周期波形，每个半周期都具有周期末端部分，并且还包括用于释放第二电流误差放大器的过量电荷以使得第二电流误差放大器在与第二电流基准信号的周期波形相关联的第一个半周期的周期末端部分之前脱离饱和状态的装置。
附图简要描述
附图并不旨在按比例绘制。在这些图中，用相同的数字表示在各个图中举例说明的每个相同或者几乎相同的组件。为了清楚起见，并非每个图中的每一个组件都进行标注。在这些图中：
图1是描绘根据本发明实施方式的不间断电源的原理框图；
图2是描绘根据本发明实施方式的输入电路的示意图；
图3是描绘根据本发明实施方式的电流环路电路的示意图；
图4A是描绘根据本发明实施方式的正电流基准波形的曲线图；
图4B是描绘根据本发明实施方式的负电流基准波形的曲线图；
图4C是描绘根据本发明实施方式的合成电流波形的曲线图；
图5A是描绘根据本发明实施方式的正电流基准波形的曲线图；
图5B是描绘根据本发明实施方式的负电流基准波形的曲线图；
图5C是描绘根据本发明实施方式的合成电流波形的曲线图；
图6A是描绘根据本发明实施方式的经修改的正电流基准波形的曲线图；
图6B是描绘根据本发明实施方式的经修改的负电流基准波形的曲线图；以及
图6C是描绘根据本发明实施方式的合成电流波形的曲线图。
详细描述
本文所公开的各个方面和实施方式针对控制功率因数校正、系统的总谐波失真、不间断电源以及将功率分配给负载的方法。如下面进一步讨论，例如，根据一个实施方式的UPS系统可包括正升压转换器电路和负升压转换器电路。在输入电压波形的正值部分，正升压电路是激活的，而在输入电压波形的负值部分，负升压电路是激活的。利用电流基准波形和感测的电感器电流，控制每一个升压转换器电路。电流波形和用于负升压电路和正升压电路的各自的电流环路控制电路共同工作。在一个实施方式中，为了减少总谐波失真，修改在每一个升压转换器的非激活状态期间常常使用的电流波形，以使得包含于每个电流控制环路内的电流放大器，在分别激活正升压电路和负升压电路之前，脱离饱和状态并且进入其激活区。
本文所公开的根据本实施方式的这些方面，在应用中并不限定在随后描述中陈述的或者在附图中举例说明的组件的结构和布置的细节。这些方面能够以各种方式呈现其它的实施方式，并且能够以各种方式进行实践或实现。在这里提供的特定实施方案的例子仅用于举例，并非旨在限制。特别地，结合任意一个或多个实施方式所讨论的动作、元件和特征并非旨在将其排除于其它任意实施方式中的类似作用之外。
本文所描述的系统和方法在应用中并非限定于在描述中陈述的或者在附图中举例说明的组件的结构和布置的细节。本发明能够以各种方式呈现其它的实施方式，并且能够以各种方式进行实践或实现。并且，本文使用的措词和术语是用于描述，不应当认为是限制。本文使用的“包括(including)”、“包含(comprising)”、“具有(having)”、“含有(containing)”、“涉及(involving)”以及这些的变形，表示的意思是包括此后所列的项及其等价物、以及额外的项。
图1是根据实施方式的不间断电源(UPS)100的原理框图。UPS 100给至少一个负载105提供电力，并且包括至少一个输入电路110(例如整流器，例如，升降压式转换器电路，其还可被称为正升压转换器和负升压转换器、或者普遍称为升压转换器电路、或者简称为升压转换器)、至少一个逆变器115、至少一个电池120、以及至少一个控制器125。UPS 100还包括AC输入线路130和135，它们分别耦合至输入AC电源的线路及中性线路。UPS 100还包括输出端140和145以向负载105提供输出线路及中性线路。
在UPS 100工作的线路模式(line mode)中，在控制器125控制下的一个实施方式中，输入电路110接收来自输入端130和135的输入AC电压，并且在输出线150和155处提供关于公用线路160的正输出DC电压和负输出DC电压。在UPS 100的电池工作模式下，例如当输入AC电源发生故障时，输入电路110可从电池120生成DC电压。在这个例子中，公用线路160耦合至输入中性线135和输出中性线145以提供通过UPS 100的连续中性线。逆变器115接收来自输入电路110的DC电压，并且在线路140和145处提供输出AC电压。
图2是描绘根据本发明实施方式的输入电路110的示意图。如图2所举例说明，输入电路110是两相输入电路。然而，应当了解到，输入电路可为三相输入电路，其包括电压输入线路相A、相B和相C。这个三相输入电路可包括附加组件，例如附加电感器、二极管和开关。
如图2中所示，输入电路110包括输入二极管205和210、电感器235和240、第一开关245和第二开关250、输出二极管260和265、以及输出电容器270和275。经整流的输入线路202和204与电感器235和240相耦合，使得将正的整流电压和负的整流电压分别提供至电感器235和240。在一个实施方式中，电感器235与第一开关245、输出二极管260一起工作，作为在控制器125控制下的正升压转换器，使用脉宽调制以提供横跨输出电容器270的正DC电压。在这个例子中，第一开关245作为正升压晶体管进行操作。类似地，电感器240与第二开关250、输出二极管265一起工作，作为在控制器125控制下的负升压转换器，使用脉宽调制以提供横跨输出电容器275的负DC电压。在这个例子中，第二开关250作为负升压晶体管进行操作。
在一个实施方式中，输入电路110还可包括附加晶体管(未显示)，其在电池工作模式下构成升降压转换器的一部分以生成DC电压。在电池工作模式下，包括电感器235、第一开关245和输出二极管260的正升压电路还生成横跨输出电容器270的正DC电压。在一个实施方式中，为了在电池工作模式下生成横跨输出电容器275的负电压，开关245和250作为升降压电路进行操作，且开关250循环地打开和关闭。在不同的实施方式中，输入电路110的结构不同于图2的实施方式。例如，在一些实施方式中，例如用于输入DC电压的实施方式中，并不需要使用输入二极管205和210。
在一些实施方式中，且如下面所描述的，诸如控制器125的控制器控制输入电路110的操作以在UPS 100的输入端提供功率因数校正(PFC)，使得UPS 100的输入电流和输入电压基本上同相。控制器125还可控制输入电路110的工作模式，从而控制输入电路110的工作频率。在至少一个实施方式中，利用脉宽调制，控制器向开关245和250提供控制信号以控制输入电流。
在一个例子中，控制器125可包括至少一个处理器或者其它逻辑装置。在一些实施方式中，控制器125包括数字信号处理器(DSP)280。控制器125还可包括至少一个现场可编程逻辑门阵列(FPGA)和专用集成电路(ASIC)、或者其它硬件、软件、固件或者这些的组合。在不同的实施方式中，一个或多个控制器可为UPS 100的一部分、或者在UPS 100外部但是与UPS 100可操作地耦合。
在一个实施方式中，控制器125包括至少一个控制信号发生器。控制信号发生器可为控制器125的一部分或者是单独的装置，其响应于(至少部分地响应于)来自控制器125的指令而输出控制信号。在一个实施方式中，控制信号发生器包括至少一个DSP和FPGA。这个控制信号发生器可生成、形成或者以其它方式输出控制信号，其例如脉宽调制(PWM)控制信号。在一个实施方式中，例如与控制器125相结合的控制信号发生器，能够调整施加至开关245和250的PWM控制信号的占空比。
如图2所举例说明的，电流传感器285和290可采样或以其它方式确定在电感器235和240处的电感器电流。在一个实施方式中，由电流传感器285和290识别的电感器电流值提供至控制器125。由电流传感器285和290识别的电感器电流值还可提供至电流误差放大器，这在下面进行进一步描述。至少部分地根据一个或多个感测到的电感器电流值，控制器125能够控制开关245和250。
参照图1和图2，利用包含在DSP 280内的模拟和数字电路系统，DSP280能够控制输入电路110以提供PFC。在一些实施方式中，这个PFC控制方案采用DSP 280以产生基准信号从而控制电压环路和模拟电路系统，该模拟电路系统用于正升压转换器侧和负升压转换器侧的电流环路。例如，控制器125的模拟部分可检测与至少一个电感器相关联的零电流状态。在一个实施方式中，这表明新的开关周期可能开始，以及控制器125可着手发送信号以导通开关(例如，第一开关245或第二开关250)一段时间(TON)，这段时间可由差分方程的输出值来决定。在一个实施方式中，控制器125还包括启动信号，该启动信号例如必须处于特殊的状态下(例如，逻辑1或高电平状态)以启动控制器125来操作这些开关。
为了控制电压环路，DSP 280可使用电压差分方程以产生电压误差值。继续使用这个实施方式，电压误差值能够提供至控制器125。在一个实施方式中，控制器125处理在差分方程中的电压误差值，且这个计算的输出值包括脉宽调制控制信号，其经调制以提供输入电路110的功率因数校正。
在一个实施方式中，控制器125调节脉宽调制控制信号的至少一个占空比，从而独自提供PFC至输入电路110的正转换器电路和负转换器电路，并且调节在电容器270和275处的输出电压。例如，控制器125能够调节第一个脉宽调制信号的占空比以提供PFC至输入电路110的正转换器，并且能够独立地调节第二个脉宽调制信号的占空比以提供PFC校正至输入电路110的负转换器。在一个实施方式中，根据本发明的实施方式来控制的UPS 100呈现低的总谐波失真(THD)。
图3是描绘用作正电流环路控制电路的典型模拟电路300的示意图，该正电流环路控制电路用于正升压电路。类似的负电流环路控制电路具有与正电流环路控制电路一样的结构，该负电流环路控制电路被实施用于包含第二电流误差放大器的负升压电路。模拟电路300包括电流误差放大器302、接收来自DSP 280的电流基准信号的输入端304、接收来自电流传感器285或电流传感器290的感测电流信号的输入端306、电阻R1、R2、R3和R4、电容C1和C2、齐纳二极管Z1、比较器308、以及接收斜坡电压的输入端310。
电感器电流信号和来自DSP的电流基准信号输入至电流误差放大器302。来自DSP 280的电流基准信号可由滤波电路进行滤波，且由附加放大器(未显示)进行缓冲，并将其输入至电流误差放大器304。电流误差放大器的第二输入是由正升压转换器的电流传感器285从电感器235中检测到的感测电流。电流传感器285可产生正极性的电感器电流信号。
电流基准信号304和感测的电感器电流信号306在电流误差放大器302的输入端处相加。R1提供无负载情况下的偏置电流。组件R2、C1和C2基于频率提供对电流误差放大器的增益的定制。齐纳二极管Z1提供电流误差放大器302的正饱和电压的钳位。比较器308比较经放大的电流误差信号和在输入端310的斜坡电压信号。斜坡电压信号的频率可为40kHz。如果斜坡电压小于电流误差放大器302的输出，那么比较器308的输出为高电平。一旦斜坡电压超过经放大的误差信号，那么来自比较器308的输出变成低电平，由此生成用于开关245的脉宽控制信号。
类似地，对于负升压转换器侧，输入至第二电流误差放大器的电流基准信号可为从DSP 280中接收到的经滤波和整流后的信号。由负升压转换器的电流传感器290从电感器240中检测到的电流也输入至第二电流误差放大器，且这两个输入在第二电流误差放大器的输入端处相加。类似地，补偿组件R2、C1、C2和齐纳二极管Z1提供用于第二电流放大器的负饱和电压的钳位电路。
在典型的UPS中，对于正升压转换器和负升压转换器，电流基准波形具有正的或者激活侧以及负的或者非激活侧。图4A表示在典型的UPS中用于正电流环路电路的电流基准波形的一个例子。如图4A所示，在输入电压波形的负半周(或者非激活侧)期间，波形将正电流基准设为零。类似地，如图4B所示，在输入电压波形的正半周(或者非激活侧)，负电流基准被设置为零。
在典型的UPS中，非激活侧的电流误差放大器可为正饱和或者负饱和，这取决于电流基准信号的性质。当电流基准信号从非激活侧转变为激活侧时，电流误差放大器从饱和区转变为激活区。电流误差放大器从饱和状态到激活区的转变并不是瞬间发生的。而是，电流误差放大器将过量的少数电荷存储在电流误差放大器的基极上。电流误差放大器去除在基板上存储的过量电荷所花费的时间导致了延迟。如图4C所示，放电时间或者延迟时间能够导致具有相应的大的第3次、第5次、第7次和第9次谐波项的不对称电流波形输出。大的谐波项能够增加线路电流的总谐波失真(THD)。
图5A表示在典型的UPS中用于正电流环路电路的电流基准波形的另一个例子。如图5A所示，针对输入电压波形的正半周和负半周，波形同样地设置正电流基准。类似地，如图5B所示，针对输入电压波形的正半周和负半周，同样地设置负电流基准。图5A和5B的波形的使用可导致在下一个周期开始时控制电感器电流之前的延迟，这是因为与电流误差放大器有关的放电时间。如图5C所示，延迟能够在输出电流波形中引入大的尖峰。这个尖峰能够造成具有相应谐波项的不对称的电流波形。
根据各种实施方式，为了提供没有相应谐波项的对称输出电流波形，以及为了确保正电流环路和负电流环路的稳定工作，根据图5A和5B所示的波形修改电流基准波形。电流基准波形被修改为充分整流后的波形，其在波形的周期末端部分之前的预定时间段内等于零。在本文描述的例子中，经修改的电流基准波形在大约PWM信号开关频率的六分之一之前减小为零。此外，电流误差放大器在PWM信号的开关频率处的设计增益需要足够低以保证在其中一个电感器内的上升电流的斜率小于由斜坡发生器提供的斜坡电压的斜率。最后，电流环路提供足够的噪声容限以限制PFC的开关噪声。
在一个例子中，针对正电流环路控制电路而产生的电流基准波形如此修改，使得当即将开始第二个半周期时，在第二个半周期的周期末端部分之前的预定时间段内电流基准波形等于零。类似地，在第一个半周期开始之前，针对负电流环路控制电路而产生的电流基准波形在波形周期末端部分之前的预定时间段内等于零。经修改的电流基准波形向包含在正升压转换器侧和负升压转换器侧的电流误差放大器提供足够时间来释放所存储的过量少数电荷，并且脱离饱和状态进入激活区。因为电流基准信号是周期波形，所以预定的时间段可按毫秒或按角度来测量。在一个例子中，在波形的周期末端部分之前的预定时间段大约为0.8至1毫秒或者大约为过零点之前的9至18度。
再次参见图3，根据各个实施方式，使误差放大器从饱和区进入最佳工作范围(激活区)所需的时间由与钳位电路有关的值来部分地决定，该钳位电路包括齐纳二极管Z1和补偿组件，该补偿组件包括电阻R2、电容器C1和C2、以及偏置电阻R1。最佳工作范围还由斜坡发生器所产生的斜坡电压值决定，该斜坡发生器提供90％的占空比。
因此，电流基准波形根据钳位电路和补偿组件的值进行修改。根据一个例子，齐纳二极管Z1可为6.8伏特，电容器C1和C2都增加了输出的输入电容，其可总共为5.6纳法拉。在至少一个例子中，偏置电阻R1大约为220千欧姆。因此，偏置电流大约为22微安培，且使电流误差放大器的输出变为3.6伏特所用的放电时间大约为0.830毫秒。根据一个例子，电流基准波形在周期末端部分之前大约14.9度处等于零。在其它例子中，在周期末端部分之前的10度的角度是足够的，本文所使用的电压值、电流值、电容值和电阻值仅为示例，且也能够使用其它的值。
根据至少一个例子，依赖于所使用的电流传感器，可能需要更大的预定时间段(或角度)。例如，如果电流传感器285和290中的一个具有偏移电流，那么该电流可减少(detract)偏置电流。在一个例子中，电流传感器可具有经过电阻R3(大约66.5欧姆)的300微安培的偏置电流。这产生了经过电阻R4(大约5.6千欧姆)的负偏置电流。这个负偏置电流为3.56微安培，并且将其从22微安培的偏置电流中减去。那么，净放电电流为18.4微安培，这增加放电时间大约0.992毫秒。在这个例子中，电流基准波形在周期末端部分之前大约18度处减少为零。在这些例子中的计算是基于50Hz操作的。在其它例子中，模拟电路在60Hz操作下工作，这可导致计算其它角度。电流误差放大器302的输入偏置电流大约为200皮安培，可将其忽略。
图6A表示经修改的正电流基准波形，使用上面描述的方法，在第二个半周期的周期末端部分之前的预定时间段内该波形等于零。类似地，图6B表示经修改的负电流基准波形，使用上面描述的方法，在第一个半周期的周期末端部分之前的预定时间段内该波形等于零。图6C表示使用上面所描述方法的合成输出电流。如图6C所示，合成电流波形是对称的，具有低的电流谐波分量。使用本文所公开的实施方式，电流THD在标称线路电压且满负载下能够被减少至不超过4％。
因此，已经描述了本发明的至少一个实施方式的几个方面，应当了解到，本领域的技术人员容易想到各种变更、修改和改进。这些变更、修改和改进旨在成为所公开内容的一部分，并且旨在落入本发明的精神和范围内。因此，上面的描述和附图仅为举例。

Claims (20)

1.一种不间断电源，所述不间断电源包括：
输入端，所述输入端接收输入AC电压；
输入电路，所述输入电路与所述输入端相耦合且包括正升压电路和负升压电路，并且其配置成在第一输出端提供正DC电压以及在第二输出端提供负DC电压；
控制器，所述控制器与所述输入电路相耦合且配置成提供第一电流基准信号，所述第一电流基准信号具有包括第一个半周期和第二个半周期的周期波形，每个半周期都具有周期末端部分，所述波形包括经充分整流的正弦波，所述经充分整流的正弦波经修改为使得所述经整流的正弦波的值在所述第二个半周期的周期末端部分之前的预定时间段内等于零；
正电流环路控制电路，所述正电流环路控制电路与所述控制器相耦合且与所述正升压电路相耦合，并且其配置成接收所述第一电流基准信号和向所述正升压电路提供输出信号；以及
负电流环路控制电路，所述负电流环路控制电路与所述控制器相耦合且与所述负升压电路相连耦合，并且其配置成向所述负升压电路提供输出信号。
2.如权利要求1所述的不间断电源，其中，所述控制器还配置成向负电流控制电路提供第二电流基准信号，所述第二电流基准信号具有含有第一个半周期和第二个半周期的周期波形，每个半周期都具有周期末端部分，所述波形包括经充分逆整流的正弦波，所述经充分逆整流的正弦波经修改为使得所述经逆整流的正弦波的值在所述第一个半周期的周期末端部分之前的预定时间段内等于零。
3.如权利要求2所述的不间断电源，其中，所述正电流环路控制电路和所述负电流环路控制电路中的每一个都包括钳位电路，每个所述钳位电路都耦合至电流误差放大器。
4.如权利要求1所述的不间断电源，其中，所述预定时间段大约为0.8毫秒。
5.如权利要求2所述的不间断电源，其中，所述预定时间段大约为0.8毫秒。
6.如权利要求2所述的不间断电源，其中，所述正升压电路包括第一电感器，且所述负升压电路包括第二电感器，并且其中所述控制器配置成检测来自所述第一电感器和所述第二电感器中的至少一个的电感器电流，并且向所述正电流环路控制电路和所述负电流环路控制电路中的至少一个提供电感器电流值。
7.如权利要求6所述的不间断电源，其中，所述正电流环路控制电路包括电流误差放大器，所述电流误差放大器配置成接收所述第一电流基准信号和来自所述第一电感器的电感器电流，并且配置为产生电流误差值。
8.如权利要求7所述的不间断电源，其中，所述正升压电路包括第一晶体管，且所述正电流环路控制电路包括比较器，所述比较器配置成接收来自所述电流误差放大器的电流误差值，其中所述第一晶体管配置成根据所述比较器的输出来切换至导通状态。
9.如权利要求6所述的不间断电源，其中，所述负电流环路控制电路包括电流误差放大器，所述电流误差放大器配置成接收所述第二电流基准信号和来自所述第二电感器的电感器电流，并且配置为产生电流误差值。
10.如权利要求9所述的不间断电源，其中，所述负升压电路包括第二晶体管，且所述负电流环路控制电路包括比较器，所述比较器配置成接收来自所述电流误差放大器的电流误差值，并且其中所述第二晶体管配置成根据所述比较器的输出来切换至导通状态。
11.一种操作不间断电源的方法，所述不间断电源包括输入电路，且所述输入电路包括正升压电路和负升压电路，所述方法包括：
接收在所述输入电路的输入端的输入AC电压；
产生第一电流基准信号，所述第一电流基准信号具有包括第一个半周期和第二个半周期的周期波形，每个半周期都具有周期末端部分，所述波形包括经充分整流的正弦波，所述经充分整流的正弦波经修改为使得所述经整流的正弦波的值在所述第二个半周期的周期末端部分之前的预定时间段内等于零；
部分根据所述第一电流基准信号，通过正电流环路控制电路生成第一输出信号，并且向所述正升压电路提供所述第一输出信号；
通过负电流环路控制电路生成第二输出信号，并且向所述负升压电路提供所述第二输出信号；以及
在所述正升压电路的第一输出端处产生正DC电压和在所述负升压电路的第二输出端处产生负DC电压。
12.如权利要求11所述的方法，还包括：
产生第二电流基准信号，所述第二电流基准信号具有包括第一个半周期和第二个半周期的周期波形，每个半周期都具有周期末端部分，所述波形包括经充分逆整流的正弦波，所述经充分逆整流的正弦波经修改为使得所述经逆整流的正弦波的值在所述第一个半周期的周期末端部分之前的预定时间段内等于零；以及
部分根据所述第二电流基准信号，通过所述负电流环路控制电路生成所述第二输出信号。
13.如权利要求12所述的方法，其中，所述预定时间段大约为0.8毫秒。
14.如权利要求11所述的方法，其中，所述正升压电路包括第一电感器，且所述负升压电路包括第二电感器，所述方法还包括：
检测来自所述第一电感器和所述第二电感器中的至少一个的电感器电流；以及
向所述正电流环路控制电路和所述负电流环路控制电路中的至少一个提供电感器电流值。
15.如权利要求14所述的方法，还包括根据所述第一电流基准信号、所述第二电流基准信号以及所述电感器电流值中的至少一个，通过包含在所述正电流环路内的第一电流放大器和包含在所述负电流环路内的第二电流放大器中的至少一个产生电流误差值。
16.如权利要求15所述的方法，还包括，在与所述第一电流基准信号的周期波形相关联的所述第二个半周期的周期末端部分之前，以及在所述第二电流基准信号的周期波形的所述第一个半周期的周期末端部分之前，释放所述第一电流误差放大器和所述第二电流误差放大器的少数电荷。
17.如权利要求15所述的方法，还包括，部分根据所述电流误差值产生脉宽调制控制波形，所述脉宽调制控制波形具有开关频率。
18.如权利要求17所述的方法，其中，在所述周期末端部分之前的所述预定时间段大约为所述开关频率的六分之一。
19.一种不间断电源，所述不间断电源包括：
输入端，所述输入端接收输入AC电压；
输入电路，所述输入电路与所述输入端相耦合且包括正升压电路和负升压电路，并且其配置成在第一输出端提供正DC电压以及在第二输出端提供负DC电压；
控制器，所述控制器与所述输入电路相耦合且配置成提供第一电流基准信号，所述第一电流基准信号具有包括第一个半周期和第二个半周期的周期波形，每个半周期都具有周期末端部分；
正电流环路控制电路，所述正电流环路控制电路与所述控制器相耦合且与具有第一电流误差放大器的所述正升压电路相耦合，并且其配置成向所述正升压电路提供输出信号；
一种装置，所述装置用于释放与所述第一电流误差放大器相关联的过量电荷，以使得所述第一电流误差放大器在与所述第一电流基准信号的周期波形相关联的所述第二个半周期的周期末端部分之前脱离饱和状态；以及
负电流环路控制电路，所述负电流环路控制电路具有与所述控制器相耦合且与所述负升压电路相耦合的第二电流误差放大器，并且其配置成向所述负升压电路提供输出信号。
20.如权利要求19所述的不间断电源，其中，所述控制器配置成提供第二电流基准信号，所述第二电流基准信号具有包括第一个半周期和第二个半周期的周期波形，每个半周期都具有周期末端部分，并且还包括用于释放所述第二电流误差放大器的过量电荷以使得所述第二电流误差放大器在与所述第二电流基准信号的周期波形相关联的所述第一个半周期的周期末端部分之前脱离饱和状态的装置。
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