CN104767452B - 基于非线性滤波器的无轴承异步电机自适应逆解耦控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于非线性滤波器的无轴承异步电机自适应逆解耦控制方法，有悬浮控制子系统和转矩控制子系统两个部分。转矩控制子系统将Park逆变换、空间矢量脉宽调制逆变器、角度计算模型、无轴承异步电机及其负载模型作为一个整体组成转矩绕组被控对象；构建转矩绕组被控对象的对象模型和对象逆模型，并离线确定非线性滤波器的权值；复制对象逆模型作为前馈控制器串在转矩绕组被控对象前面构成自适应逆控制器；将转矩绕组被控对象与对象模型的输出作差，其误差驱动对象逆模型；将转矩绕组被控对象的输出与给定的角速度和转子磁链之差在线实时调整自适应逆控制器的权值。这种解耦方法的控制精度与速度较高，具有良好的跟随性和抗扰性。

Description

基于非线性滤波器的无轴承异步电机自适应逆解耦控制方法

技术领域

本发明是一种基于非线性滤波器的自适应逆解耦控制方法，适用于多变量输入输出非线性的无轴承异步电机的高性能控制，属于电力传动控制设备的技术领域。

背景技术

无轴承异步电机具有复杂的电磁关系，是多变量、非线性、强耦合的系统，其旋转力和径向悬浮力之间存在着复杂的非线性耦合关系，要实现电机转子稳定的悬浮和可控的旋转，必须对异步电机进行非线性动态解耦控制。

矢量控制是从电机电磁理论出发，利用坐标变换，将无轴承异步电机模型等效成类似于直流电机模型来进行控制，比较常用的是气隙磁场定向和转子磁场定向矢量控制策略，然而，气隙磁场定向中气隙磁链仍然受转矩电流的影响，并没有实现真正意义上的解耦控制，转子磁场定向本质上属于稳态解耦，只有当转子磁链达到稳态并保持不变时才能实现电磁转矩和转子磁链之间的解耦，不能实现动态解耦。基于逆系统方法对无轴承异步电机进行解耦或局部解耦方法，其实现是依赖于被控对象的精确数学模型，而被控对象是一个复杂的非线性系统，其转子参数随工作环境的变化十分显著，因此，基于精确数学模型的逆系统方法很难在实际中应用。

为了进一步提高无轴承异步电机的动态工作性能，悬浮绕组独立控制和自适应逆解耦控制方法被提出。如何将独立控制和自适应逆解耦方法应用到无轴承异步电机动态解耦控制中，成为了研究的重点。

国内现有的相关专利申请：1)专利申请号CN200810155789.2，名称为：永磁型无轴承电机直接悬浮力控制方法，此发明专利针对永磁型无轴承电机的悬浮力独立控制；2)专利申请号CN201310429335.0，名称为：无轴承电机轴向混合磁轴承自适应逆控制器的构造方法，此发明专利是针对轴向混合磁轴承而设计的控制方法。以上两个专利所用的思想与本专利有一定的相关性，但是各种电机的结构、控制方法、控制要求存在本质区别。对无轴承异步电机悬浮绕组空间矢量脉宽调制控制方法和基于非线性滤波器的自适应逆解耦控制器的设计，目前没有相关专利资料。

发明内容

本发明的目的是为了克服无轴承异步电机内部参数随时间温度变化而变化影响控制稳定，同时转矩系统和悬浮子系统之间需要传递磁场信息，各自的控制策略相互制约的不足，提供一种悬浮绕组独立控制和转矩控制子系统自适应逆控制方法。采用该方法可以实现悬浮绕组和转矩绕组独立控制，各自的控制策略不会相互制约，并且转矩控制子系统可以控制系统给定信号与扰动信号，可以达到二者的最优控制效果。

本发明的技术方案为：

一种基于非线性滤波器的无轴承异步电机自适应逆解耦控制器的控制方法，将无轴承异步电机控制系统分成悬浮控制子系统、气隙磁链观测器和转矩控制子系统，分别采用独立控制，具体按以下步骤：

步骤1，构建转矩绕组被控对象：包括Park逆变换、空间矢量脉宽调制逆变器SVPWM、角度计算模型以及转矩子系统，将Park逆变换、空间矢量脉宽调制逆变器SVPWM以及转矩子系统依次串接，Park逆变换所需要的变换角度由角度计算模型给出；

步骤2，构建转矩控制子系统：包括步骤1中搭建的转矩绕组被控对象以及自适应逆控制器、对象模型、对象逆模型、LMS自适应算法，所述自适应逆控制器的输入为无轴承电机的给定角速度和转子磁链，输出为转矩电压和励磁电压，将转矩绕组被控对象的输出角速度和磁链与对象模型的输出角速度和磁链比较，差值作为对象逆模型的输入，自适应逆控制器的输出电压与对象逆模型的输出电压之差就是转矩绕组被控对象的实际输入电压；将转矩绕组被控对象的输出与给定的角速度和磁链比较，比较的差值通过LMS自适应算法输出步长信号μ₁和μ₂在线调整自适应逆控制器的权值参数；所述的转矩控制子系统的输入是给定角速度和转子磁链，通过控制获得的第一组输出量为转子角速度和转子磁链；第二组输出量为转矩绕组的三相电压电流；

步骤3，构建气隙磁链观测器：气隙磁链观测器是由Clarke变换和气隙磁链辨识模型依次串接搭建而成，将步骤2中获得的第二组输出量转矩绕组的三相电流i_1sa、i_1sb、i_1sc和三相电压u_1sa、u_1sb、u_1sc送入气隙磁链观测器，经过Clarke变换转换成两相静止坐标系下的电流输出分量i_1sα、i_1sβ和电压输出分量u_1sα、u_1sβ，然后通过所述气隙磁链辨识模型将输出量i_1sα、i_1sβ、u_1sα、u_1sβ转换成所需的气隙磁链值；

步骤4，构建悬浮控制子系统：包括位置闭环控制器、力/电流转换、电流闭环控制器、空间矢量脉宽调制逆变器SVPWM、无轴承异步电机的悬浮力子系统、Clarke变换，将位置闭环控制器、力/电流转换、电流闭环控制器、空间矢量脉宽调制逆变器SVPWM以及无轴承异步电机的悬浮力子系统依次相串接，Clarke变换将悬浮绕组的三相电流转换为电流闭环控制器所需要的比较电流；所述悬浮控制子系统的第一组输入量是给定的x轴方向、y轴方向位移，浮控制子系统的第二组输入量为所述步骤3的气隙磁链观测器所输出的气隙磁链值，通过悬浮控制子系统控制得到实际的x轴方向、y轴方向的位移；

步骤5，用上述的转矩控制子系统、气隙磁链观测器和悬浮控制子系统构建出解耦控制系统，实现无轴承异步电机的解耦控制。

进一步，所述步骤2的对象模型和对象逆模型构建方法为：

步骤2.1，用非线性自适应滤波器离线建立对象模型和对象逆模型，均采用四个非线性自适应滤波器分别模拟对象模型和对象逆模型的内部结构；

步骤2.2，离线确定各个滤波器的权值参数，采集转矩绕组被控对象的输入转矩绕组电压建模信号以及第一组输出的转子角速度和磁链；然后用输入的电压建模信号加上小的抖动信号同时驱动转矩绕组被控对象与对象模型，再将两者的输出相比较，误差用来修改对象模型的权值参数；

步骤2.3，用对象模型的输出信号驱动对象逆模型，将输入的电压建模信号加上小的抖动信号与对象逆模型的输出比较，最后用两者之差去修改对象逆模型的权值参数，直到建模误差达到要求，对象模型和对象逆模型构建完成。

进一步，所述步骤2中，所述LMS自适应算法(74)公式如下：

式中，e(k)表示k时刻的误差；d(k)表示期望输出值；X₁(k)表示k时刻的输入信号矢量；X₂(k)表示X₁(k)中每个元素平方后的信号矢量；W₁(k)表示k时刻X₁(k)输入矢量的非线性滤波器的权值；W₂(k)表示k时刻X₂(k)输入矢量的非线性滤波器的权值；μ(k)表示k时刻的步长因子。

进一步，所述步骤2的自适应逆控制器是复制已经建立的满足要求的对象逆模型构建的，将自适应逆控制器作为前馈控制器串接在转矩绕组被控对象之前。

进一步，所述步骤2中自适应逆控制器、对象模型以及对象逆模型都是双输入双输出的非线性滤波器模型。

进一步，所述步骤3的气隙磁链辨识模型的表达式为：

式中，ψ_1α、ψ_1β是转矩绕组在α、β轴上的气隙磁链分量；u_1sα、u_1sβ、i_1sα和i_1sβ分别是转矩绕组在α、β轴上的定子电压分量和电流分量；R_1s是定子电阻；L_1sl是转矩绕组定子漏感。

进一步，所述步骤4的电流闭环控制器包括第一电流环PI调节器和第二电流环PI调节器；所述位置闭环控制器包括第一位置环PID调节器和第二位置环PID调节器。

本发明的优点在于：

1)本发明设计的无轴承异步电机控制方法，悬浮绕组采用独立控制，转矩绕组采用自适应逆控制，不再需要将转矩气隙磁链信息实时传递给悬浮绕组，消除了转矩绕组与悬浮绕组控制策略之间的相互制约，提高了无轴承异步电机的控制性能。同时，悬浮绕组采用独立控制还避免了悬浮控制中的坐标变换。

2)本发明所述的转矩控制子系统自适应逆控制方法中对象模型、对象逆模型以及自适应逆控制器都是由4个非线性滤波器建立的双输入双输出模型，并且原对象的每一个输出都受到所有输入变量的影响，采用此结构可以解决这个问题，保证了系统的完整性，使得模型的建立不受电机内部参数随时间温度变化的影响，并且建模使用的非线性滤波器较简单，建模的过程也较简单。

3)本发明所述的无轴承电机的自适应逆解耦控制方法，将离线建立的转矩绕组被控对象的逆模型作为前馈控制器串在原转矩绕组被控对象之前，该控制方法是一种开环控制，使得系统输入输出之间的传递函数变为单位“1”，从而使转矩控制子系统具有较好的跟随性。

4)本发明使用了一个对象模型，而且又用了一个对象逆模型，对象的输入既驱动对象，又驱动它的模型(它是没有扰动和噪声的)，对象输出和对象模型输出之差就是对象内部的扰动和噪声。用对象输出扰动和噪声去驱动对象逆模型以产生经过滤后的扰动和噪声，并在对象的输入中减去，最终就是在对象的输出中消除了内部扰动和噪声。

附图说明

图1是Park逆变换、空间矢量脉宽调制逆变器SVPWM、角度计算模型以及无轴承异步电机的转矩子系统构成的转矩绕组被控对象的原理图；

图2是离线建立转矩绕组被控对象的对象模型以及对象逆模型的结构示意图；

图3是离线建立转矩绕组被控对象的对象模型的过程详图；

图4由自适应逆控制器、对象模型、对象逆模型、LMS自适应算法和转矩绕组被控对象构建成的转矩控制子系统示意图；

图5是由气隙磁链辨识模型、Clarke变换构建成的气隙磁链观测器示意图；

图6是由位置闭环控制器、力/电流转换、电流闭环控制器、空间矢量脉宽调制逆变器(SVPWM)、Clarke变换和悬浮子系统构建成的悬浮控制子系统图；

图7是无轴承异步电机解耦控制系统的整体原理框图。

具体实施方式

本发明采用的技术方案是将采用如下的步骤：

1)转矩控制子系统7首先将Park逆变换61、空间矢量脉宽调制逆变器(SVPWM)62、角度计算模型63、转矩子系统12作为一个整体构建转矩绕组被控对象6，Park逆变换61、空间矢量脉宽调制逆变器62以及转矩子系统12依次串接，由角度计算模型63获得Park逆变换61所需的变换角度。转矩绕组被控对象6的输入是Park逆变换61的输入，是自适应逆控制器71输出与对象逆模型73输出之差，第一组输出是转子角速度和转子磁链，第二组输出是转矩绕组的电压电流；

2)根据转矩绕组被控对象6的输入和第一组输出建立转矩绕组被控对象6的对象模型72和对象逆模型73，离线确定用来建立对象模型72和对象逆模型73的非线性滤波器的权值参数；复制对象逆模型73作为前馈控制器串连在转矩绕组被控对象6之前生成自适应逆控制器71，自适应逆控制器71的输入为无轴承电机的给定角速度和转子磁链，输出为转矩电压和励磁电压；将转矩绕组被控对象6的输出角速度和磁链与对象模型72的输出角速度和磁链比较，差值作为对象逆模型73的输入，自适应逆控制器71的输出电压与对象逆模型73的输出电压之差就是转矩绕组被控对象6的实际输入电压；将转矩绕组被控对象6的输出与给定的角速度和磁链比较，比较的差值通过LMS自适应算法74输出步长信号μ₁和μ₂在线调整构成自适应逆控制器71的非线性滤波器的权值参数。

转矩控制子系统7中离线确定建立对象模型72和对象逆模型73的非线性滤波器的权值参数，其方法是：先使电机运行，采集转矩绕组被控对象6的输入转矩绕组电压建模信号以及输出的转子角速度和磁链；然后用输入的电压建模信号加上小的抖动信号同时驱动转矩绕组被控对象6与对象模型72，再将两者的输出相比较，误差用来修改对象模型72的权值参数；再接着用对象模型72的输出信号驱动对象逆模型73，然后将输入的电压建模信号加上小的抖动信号与对象逆模型73的输出比较，最后用两者之差去修改对象逆模型73的权值参数。直到建模误差达到要求，对象模型72和对象逆模型73构建完成。

3)然后采用Clarke变换52、气隙磁链辨识模型51构成气隙磁链观测器5；Clarke变换52把无轴承异步电机的转矩绕组定子相电流i_1sa、i_1sb、i_1sc和相电压u_1sa、u_1sb、u_1sc变换成i_1sα、i_1sβ、u_1sα、u_1sβ，然后通过气隙磁链辨识模型51获得气隙磁链值。

4)构建悬浮控制子系统2：由位置闭环控制器4、力/电流转换21、电流闭环控制器3、空间矢量脉宽调制逆变器(SVPWM)22以及无轴承异步电机的悬浮力子系统11依次串接构成主要的悬浮控制子系统2；Clarke变换23的主要作用是将悬浮绕组的三相电流转换为电流闭环控制器3所需要的两相比较电流。悬浮控制子系统2有两组输入，第一组输入量是给定的x轴方向、y轴方向位移，第二组输入量是上述气隙磁链观测器5获得的气隙磁链值，输入到力/电流转换21模块，输出是通过控制得到的实际x轴方向、y轴方向的位移；

下面结合附图进一步说明本发明具体的实施步骤：

1、如图1所示，将Park逆变换61、空间矢量脉宽调制逆变器SVPWM62、无轴承异步电机的转矩子系统12依次串接，电机的转子角速度与转子磁链经过角度计算模型63获得Park逆变换61所需的变换角度，将这些作为一个整体构成转矩绕组被控对象6。该被控对象以两个电压信号作为输入，以转子磁链ψ_r、转子角速度ω_r作为第一组输出量，转矩绕组的三相电压u_1sa、u_1sb、u_1sc和电流i_1sa、i_1sb、i_1sc作为第二组输出量。其中，角度计算模型63包括ω_s计算模型64和一个积分器s^-1，转差角速度ω_s由公式得到。

2、通过分析、等效与推导，为自适应逆的构造提供方法上的依据。首先基于无轴承异步电机工作原理，建立无轴承异步电机数学模型，取转矩子系统部分，系统的相对阶数为(1，1)，经推导可以证明该系统可逆，即逆系统存在，可确定转矩绕组被控对象6的逆系统的两个输入为一个角速度的一阶导数和一个磁链的一阶导数。从而可以构造出逆系统。如图2所示，根据转矩绕组被控对象6的输入输出建立被控对象的对象模型72和对象逆模型73，离线确定用来建立对象模型72和对象逆模型73的非线性滤波器的权值参数。离线建立转矩绕组被控对象6的对象模型72的过程详图如图3所示。

3、离线确定建立对象模型72和对象逆模型73的非线性滤波器的权值参数时，先将信号加到转矩绕组被控对象6的输入端，采集无轴承异步电机的输出的两路信号：转子角速度ω_r和磁链ψ_r。将输入信号与对应的输出信号做规范化处理，组成建立对象模型72的样本集。采用如图3所示的用四个非线性滤波器两两组合构建对象模型72。使用的非线性滤波器是将输入信号施加于一个抽头延迟线结构上，信号分别在抽头处加权，平方后再加权，然后把所有的加权信号求和输出；取对象模型中每个非线性滤波器的权系数个数为15，使用改进的LMS自适应算法修改权值参数，具体算法公式如下：

接着将信号作为转矩绕组被控对象6与对象模型72的输入，驱动转矩绕组被控对象6与对象模型72，然后将转矩绕组被控对象6与对象模型72的输出进行比较，用两者之差去修改对象模型72的权值参数。然后用对象模型72的输出作为对象逆模型73的输入，对象逆模型73的输出与输入的信号比较，用差值修改逆模型的权值参数。经过600次左右训练滤波器，使得对象模型72和对象逆模型73输出均方误差小于0.001，满足要求，从而确定了滤波器的各个权系数，完成系统的建模工作。

4、复制步骤3中已经建立的满足要求的对象逆模型73作为前馈控制器串在转矩绕组被控对象6之前，构成自适应逆控制器71。转矩控制子系统7如图4所示，此系统的输入量是给定的转子角速度和转子磁链，输出量即为转矩绕组被控对象的输出量。将无轴承异步电机的给定转子角速度和转子磁链输入自适应逆控制器71得到转矩电压和励磁电压；将转矩绕组被控对象6的输出角速度和磁链与对象模型72的输出角速度和磁链比较，差值作为对象逆模型73的输入，自适应逆控制器71的输出电压与对象逆模型73的输出电压之差就是转矩绕组被控对象6的实际输入电压；将转矩绕组被控对象6的输出与给定的角速度和磁链比较，用比较的差值按步骤5中所述的LMS自适应算法74在线调整自适应逆控制器71的权值参数，完成对无轴承异步电机的转矩绕组控制。

5、对无轴承异步电机构造气隙磁链观测器5，如图5所示。气隙磁链观测器5包括气隙磁链辨识模型51和Clarke变换52。气隙磁链观测器5的输入为步骤1所获得的无轴承异步电机转矩绕组相电流i_1sa、i_1sb、i_1sc和相电压u_1sa、u_1sb、u_1sc，过程中使用到的电机参数有转矩绕组定子漏感L_1sl和转矩绕组定子电阻R_1s。相电流和相电压通过Clarke变换52可以分别得到i_1sα、i_1sβ、u_1sα、u_1sβ，通过气隙磁链辨识公式可以得到气隙磁链为ψ_1α、ψ_1β。气隙磁链观测器5为悬浮控制子系统2提供了必要的气隙磁链信息。气隙磁链辨识公式如下

6、如图6所示，将位置闭环控制器4、力/电流转换21、电流闭环控制器3、空间矢量脉宽调制逆变器SVPWM22以及无轴承异步电机的悬浮力子系统11按顺序串接作为一个整体构成悬浮控制子系统2。Clarke变换23将检测到的无轴承异步电机悬浮绕组定子相电流i_2sa、i_2sb、i_2sc转换为两路电流i_1sα、i_1sβ进行反馈，与前面力/电流转换21输出的两路电流构成电流内环控制，将无轴承异步电机输出的x轴、y轴实际位移反馈到输入端构成位置外环控制。其中，电流闭环控制器3包括第一电流环PI调节器31和第二电流环PI调节器32；位置闭环控制器4包括第一位置环PID调节器41和第二位置环PID调节器42。悬浮控制子系统2是双闭环控制系统。力/电流转换21中所需的气隙磁链信息由上述步骤5获得的气隙磁链信息提供。此系统的输入量是给定的x轴、y轴位移，输出量是实际的x轴、y轴位移。

7、最后构成无轴承异步电机解耦控制系统8。将悬浮控制子系统2、气隙磁链观测器5和转矩控制子系统7共同组成无轴承异步电机解耦控制系统8，实现对无轴承异步电机的控制，如图7所示。

应理解上述施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围，在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等价形式的修改均落于本申请所附权利要求所限定的范围。

Claims (7)

1.基于非线性滤波器的无轴承异步电机自适应逆解耦控制器的控制方法，其特征在于，将无轴承异步电机控制系统分成悬浮控制子系统(2)、气隙磁链观测器(5)和转矩控制子系统(7)，分别采用独立控制，具体按以下步骤：

步骤1，构建转矩绕组被控对象(6)：包括Park逆变换(61)、空间矢量脉宽调制逆变器SVPWM(62)、角度计算模型(63)以及转矩子系统(12)，将Park逆变换(61)、空间矢量脉宽调制逆变器SVPWM(62)以及转矩子系统(12)依次串接，Park逆变换(61)所需要的变换角度由角度计算模型(63)给出；

步骤2，构建转矩控制子系统(7)：包括步骤1中搭建的转矩绕组被控对象(6)以及自适应逆控制器(71)、对象模型(72)、对象逆模型(73)、LMS自适应算法(74)，所述自适应逆控制器(71)的输入为无轴承电机的给定角速度和转子磁链，输出为转矩电压和励磁电压，将转矩绕组被控对象(6)的输出角速度和磁链与对象模型(72)的输出角速度和磁链比较，差值作为对象逆模型(73)的输入，自适应逆控制器(71)的输出电压与对象逆模型(73)的输出电压之差就是转矩绕组被控对象(6)的实际输入电压；将转矩绕组被控对象(6)的输出与给定的角速度和磁链比较，比较的差值通过LMS自适应算法(74)输出步长信号μ₁和μ₂在线调整自适应逆控制器(71)的权值参数；所述的转矩控制子系统(7)的输入是给定角速度和转子磁链，通过控制获得的第一组输出量为转子角速度和转子磁链；第二组输出量为转矩绕组的三相电压电流；

步骤3，构建气隙磁链观测器(5)：气隙磁链观测器(5)是由Clarke变换(52)和气隙磁链辨识模型(51)依次串接搭建而成，将步骤2中获得的第二组输出量转矩绕组的三相电流i_1sa、i_1sb、i_1sc和三相电压u_1sa、u_1sb、u_1sc送入气隙磁链观测器(5)，经过Clarke变换(52)转换成两相静止坐标系下的电流输出分量i_1sα、i_1sβ和电压输出分量u_1sα、u_1sβ，然后通过所述气隙磁链辨识模型(51)将输出量i_1sα、i_1sβ、u_1sα、u_1sβ转换成所需的气隙磁链值；

步骤4，构建悬浮控制子系统(2)：包括位置闭环控制器(4)、力/电流转换(21)、电流闭环控制器(3)、空间矢量脉宽调制逆变器SVPWM(22)、无轴承异步电机的悬浮力子系统(11)、Clarke变换(23)，将位置闭环控制器(4)、力/电流转换(21)、电流闭环控制器(3)、空间矢量脉宽调制逆变器SVPWM(22)以及无轴承异步电机的悬浮力子系统(11)依次相串接，Clarke变换(23)将悬浮绕组的三相电流转换为电流闭环控制器(3)所需要的比较电流；所述悬浮控制子系统(2)的第一组输入量是给定的x轴方向、y轴方向位移，浮控制子系统(2)的第二组输入量为所述步骤3的气隙磁链观测器(5)所输出的气隙磁链值，通过悬浮控制子系统(2)控制得到实际的x轴方向、y轴方向的位移；

步骤5，用上述的转矩控制子系统(7)、气隙磁链观测器(5)和悬浮控制子系统(2)构建出解耦控制系统(8)，实现无轴承异步电机的解耦控制。

2.根据权利要求1所述的基于非线性滤波器的无轴承异步电机自适应逆解耦控制器的控制方法，其特征在于，所述步骤2的对象模型(72)和对象逆模型(73)构建方法为：

步骤2.1，用非线性自适应滤波器离线建立对象模型(72)和对象逆模型(73)，均采用四个非线性自适应滤波器分别模拟对象模型(72)和对象逆模型(73)的内部结构；

步骤2.2，离线确定各个滤波器的权值参数，采集转矩绕组被控对象(6)的输入转矩绕组电压建模信号以及第一组输出的转子角速度和磁链；然后用输入的电压建模信号加上小的抖动信号同时驱动转矩绕组被控对象(6)与对象模型(72)，再将两者的输出相比较，误差用来修改对象模型(72)的权值参数；

步骤2.3，用对象模型(72)的输出信号驱动对象逆模型(73)，将输入的电压建模信号加上小的抖动信号与对象逆模型(73)的输出比较，最后用两者之差去修改对象逆模型(73)的权值参数，直到建模误差达到要求，对象模型(72)和对象逆模型(73)构建完成。

3.根据权利要求1所述的基于非线性滤波器的无轴承异步电机自适应逆解耦控制器的控制方法，其特征在于，所述步骤2中，所述LMS自适应算法(74)公式如下：

$\left\{\begin{array}{c}e\left(k\right)=d\left(k\right)-[X_1^T\left(k\right)W_1\left(k\right)+X_2^T\left(k\right)W_2\left(k\right)]\\ \mathrm{\μ}\left(k\right)=\mathrm{\β}\left[1\exp (-\mathrm{\α}|e\left(k\right)e(k-1)\left|\right)\right]\\ W_1(k+1)=W_1\left(k\right)+2\mathrm{\μ}\left(k\right)e\left(k\right)X_1\left(k\right)\\ W_2(k+1)=W_2\left(k\right)+2\mathrm{\μ}\left(k\right)\left(k\right)X_2\left(k\right)\end{array}\right.$

式中，e(k)表示k时刻的误差；d(k)表示期望输出值；X₁(k)表示k时刻的输入信号矢量；X₂(k)表示X₁(k)中每个元素平方后的信号矢量；W₁(k)表示k时刻X₁(k)输入矢量的非线性滤波器的权值；W₂(k)表示k时刻X₂(k)输入矢量的非线性滤波器的权值；μ(k)表示k时刻的步长因子。

4.根据权利要求1所述的基于非线性滤波器的无轴承异步电机自适应逆解耦控制器的控制方法，其特征在于，所述步骤2的自适应逆控制器(71)是复制已经建立的满足要求的对象逆模型(73)构建的，将自适应逆控制器(71)作为前馈控制器串接在转矩绕组被控对象(6)之前。

5.根据权利要求1所述的基于非线性滤波器的无轴承异步电机自适应逆解耦控制器的控制方法，其特征在于，所述步骤2中自适应逆控制器(71)、对象模型(72)以及对象逆模型(73)都是双输入双输出的非线性滤波器模型。

6.根据权利要求1所述的基于非线性滤波器的无轴承异步电机自适应逆解耦控制器的控制方法，其特征在于，所述步骤3的气隙磁链辨识模型(51)的表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_{1\mathrm{\α}}=\∫(u_{1\mathrm{s\α}}-R_{1s}{i}_{1\mathrm{s\α}})\mathrm{dt}-i_{1\mathrm{s\α}}{L}_{1\mathrm{sl}}\\ {\mathrm{\ψ}}_{1\mathrm{\β}}=\∫(u_{1\mathrm{s\β}}-R_{1s}{i}_{1\mathrm{s\β}})\mathrm{dt}-i_{1\mathrm{s\β}}{L}_{1\mathrm{sl}}\end{array}\right.$

式中，ψ_1α、ψ_1β是转矩绕组在α、β轴上的气隙磁链分量；u_1sα、u_1sβ、i_1sα和i_1sβ分别是转矩绕组在α、β轴上的定子电压分量和电流分量；R_1s是定子电阻；L_1sl是转矩绕组定子漏感。

7.根据权利要求1所述的基于非线性滤波器的无轴承异步电机自适应逆解耦控制器的控制方法，其特征在于，所述步骤4的电流闭环控制器(3)包括第一电流环PI调节器(31)和第二电流环PI调节器(32)；所述位置闭环控制器(4)包括第一位置环PID调节器(41)和第二位置环PID调节器(42)。