CN104734493A - 电荷泵 - Google Patents
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Abstract
本发明提供了一种电荷泵。该电荷泵通过反馈模块检测电荷泵输出电压，根据电荷泵输出电压值来调节电荷泵充放电电源各自所镜像的电源电流值，以补偿由于输出电压变化所造成的充放电电流失配。
Description
技术领域
本发明涉及电子元器件领域，特别涉及一种电荷泵。
背景技术
近年来，电荷泵锁相环(Phase-Locked Loop，PLL)以其能够提供准确、低抖动的时钟信号，被广泛应用于各种电子装置中，图1为现有技术的整数分频电荷泵锁相环结构示意图，其包括鉴频器及/或鉴相器(Frequency Detector/Phase Detector)101、电荷泵(Charge Pump，CP)102、一环路滤波器(Low Pass Filter，LPF)103、压控振荡器(Voltage ControlOscillator，VCO)104、及一除N分频器(Divider)105。该电路结构示意图也适用于时钟数据恢复电路(Clock and Data Recovery，CDR)中的锁相环路。其中电荷泵102是锁相环或时钟数据恢复电路中的重要模块，其充电电流Iup与放电电流Idown的失配(mismatch)将直接转换成输出时钟Fout的抖动(jitter)。因此，设计电荷泵最重要的一个因素就是减小充放电电流的失配。
图2A为理想电荷泵的工作原理图。请参照图2A，理想电荷泵包括up开关201、down开关202、充电电流源203、及放电电流源204。理想情况下，电荷泵200有以下四种工作状态：
a、up开关201和down开关202同时导通，流出充电电流源203的电流Iup与流入放电电流源204的电流Idown相等，所以流入环路滤波器的电流△I为0，此时电荷泵充放电电流失配为零，电荷泵输出电压Vout将保持不变；
b、up开关201导通，同时down开关202关断，充电电流源203对环路滤波器进行充电，且充电电流大小为Iup，电荷泵输出电压Vout随充电时间的推移而增大；
c、up开关201关断，同时down开关202导通，放电电流源204对环路滤波器进行放电，且放电电流大小为Idown，电荷泵输出电压Vout随放电时间的推移而减小；
d、up开关201和down开关202同时关断，流出充电电流源203的电流Iup与流入放电电流源204的电流Idown相等且为0，流入环路滤波器的电流△I为0，所以电荷泵输出电压Vout将保持不变。
理想电荷泵200的假设条件是充电电流源203输出电流Iup和放电电流源204输出电流Idown严格相等，以保证电荷泵200工作在状态a时失配电流△I为0。理想电荷泵200的另一假设条件是up开关201和down开关202同时关断时，漏电电流为零，以保证电荷泵200工作在状态d时失配电流△I为0。但现实中电荷泵200不存在。
图2B为现有技术电荷泵的示意图。请参照图2B，该电荷泵包括PMOS管M1，M1栅端连接到固定偏置电压Pbias上，作为充电电流源；PMOS管M2，M2栅端连接到输入端up上，作为up开关；NMOS管M3，M3栅端连接到输入端down上，作为down开关；一NMOS管M4，M4栅端连接到固定偏置电压Nbias上，作为放电电流源。MOS管M1和M2的源漏电压受Vout的变化而变化，因此充电电流Iup和放电电流Idown都受到由Vout引起的沟道调制效应的影响，从而引起充放电电流失配。图3所示为电荷泵充电电流Iup和放电电流Idown随输出电压Vout变化曲线，充放电电流失配程度受输出电压变化的影响很大，导致电压输出范围变小。
发明内容
(一)要解决的技术问题
鉴于上述技术问题，本发明提供了一种电荷泵，以调节充放电电流大小，实现低电流失配。
(二)技术方案
本发明提供了一种用于锁相环电路或时钟数据恢复电路的电荷泵。该电荷泵包括：核心模块，用于利用充电控制信号up和放电控制信号down，对输出节点充放电进行电压控制；以及反馈模块，与核心模块相连接，通过检测核心模块的输出节点的电压Vout，生成两路偏置电压信号：Pbias和Nbias，并输出至核心模块，以调整核心模块的充放电电流，减小其充放电电流失配。其中，核心模块包括：充电电路和放电电路。充电电路，用于利用充电控制信号up，对输出节点进行充电，包括：第四P型MOSFET管(MP4)，作为充电开关，其栅极连接充电控制信号up；其漏极连接至电荷泵的输出节点；第六P型MOSFET管(MP6)，作为充电电流源，其栅极连接反馈模块输出的偏置电压信号Pbias，其源极连接电源，其漏极连接至第四P型MOSFET管(MP4)的源极。放电电路，用于利用放电控制信号down，对输出节点进行放电，包括：第四N型MOSFET管(MN4)，作为放电开关，其栅极连接放电控制信号down；其漏极连接至电荷泵的输出节点；第六N型MOSFET管(MN6)，作为放电电流源，其栅极连接反馈模块的输出偏置电压信号Nbias，其源极接地，其漏极连接至第四N型MOSFET管(MN4)的源极。
(三)有益效果
从上述技术方案可以看出，本发明电荷泵具有以下有益效果：
(1)通过反馈模块检测电荷泵输出电压，根据电荷泵输出电压值来调节电荷泵充放电电源各自所镜像的电源电流值，以补偿由于输出电压变化所造成的充放电电流失配；
(2)在反馈模块电路中，检测支路和镜像支路同时采用二极管接法的MOS管作为负载电阻，避免了采用额外的偏置电路，电流调节只依赖于探测电压值，从而拓宽了有效工作范围。
附图说明
图1为现有技术的整数分频电荷泵锁相环结构示意图；
图2A为理想电荷泵的工作原理图；
图2B为现有技术电荷泵的示意图；
图3是图2A和图2B所示的电荷泵充放电电流随输出电压变化曲线；
图4是根据本发明实施例电荷泵的电路图；
图5是减小输出节点电荷共享效应的原理示意图；
图6是本发明实施例电荷泵反馈矫正电流Ifbp对充电电流Iup随输出电压Vout变化的矫正调整曲线；
图7是本发明实施例电荷泵实现减小电流失配、拓宽输出电压范围的实际曲线示意图。
【主要元件】
401-核心模块； 402-开关切换通路模块；
403-反馈模块； 404-偏置电路模块。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本发明进一步详细说明。需要说明的是，在附图或说明书描述中，相似或相同的部分都使用相同的图号。附图中未绘示或描述的实现方式，为所属技术领域中普通技术人员所知的形式。另外，虽然本文可提供包含特定值的参数的示范，但应了解，参数无需确切等于相应的值，而是可在可接受的误差容限或设计约束内近似于相应的值。
本发明提出了一种新型反馈电路结构的电荷泵，以减小电荷泵的充放电电流失配，同时拓宽输出电压范围。
在本发明的一个示例性实施例中，提供了一种用于锁相环电路的电荷泵。图4是根据本发明实施例电荷泵的电路图。请参照图4，本实施例电荷泵包括：核心模块401、开关切换通路模块402、反馈模块403及偏置电路模块404。其中：
核心模块401，用于利用充电控制信号up和放电控制信号down，对输出节点充放电进行电压控制，实现对环路滤波器进行充放电。与理想电荷泵的充放电电流完全相同，当up信号为高电平、down信号为低电平时，电荷泵对滤波器充电，电荷泵输出电压上升；当up信号为低电平、down信号为高电平时，电荷泵从滤波器抽取电流，电荷泵输出电压下降，当up信号、down信号同时为高电平或低电平时，电荷泵输出保持不变。
反馈模块402，与核心模块401相连接，用来持续检测电荷泵输出电压，通过检测值来调节镜像电流源(第七P型MOSFET管(MP7)以及第七N型MOSFET管(MN7))电流的大小，以补偿由于输出电压变化所造成的电荷泵充、放电电流失配。
偏置电路模块404，与反馈模块402相连接，用于为反馈模块402提供两路偏置电压Vbias1和Vbias2。
开关切换通路模块，用于在核心模块关断时，即up信号或down信号为低时，打开对应于关断支路的镜像支路开关，继续维持充电电流源或放电电流源的状态，实现充放电电流源始终处于稳定导通状态，以消除电荷共享类非理想效应。
以下分别对本实施例用于锁相环电路的电荷泵的各个组成部分进行详细描述。
核心模块401
请参照图4，核心模块401包括：充电电路，用于利用充电控制信号up，对输出节点进行充电；以及放电电路，用于利用放电控制信号down，对输出节点进行放电。充电控制信号up来自于所述锁相环电路中的鉴频鉴相器输出的充电标识信号；放电控制信号down信号来自于所述锁相环电路中的鉴频鉴相器输出的放电标识信号。
充电电路用于利用充电控制信号up，对输出节点进行充电，包括：
第四P型MOSFET管(MP4)，作为充电开关，其栅极连接充电控制信号up；其漏极连接至电荷泵的输出节点，即图中所示的Vout节点，该节点一般连接至锁相环中的滤波器；
第六P型MOSFET管(MP6)，作为充电电流源，其栅极连接所述反馈模块输出的偏置电压信号Pbias，其源极连接电源，其漏极连接至第四P型MOSFET管(MP4)的源极，即图中节点M。
放电电路，用于利用放电控制信号down，对输出节点进行放电，包括：
第四N型MOSFET管(MN4)，作为放电开关，其栅极连接放电控制信号down；其漏极连接至电荷泵的输出节点，即与第四P性MOSFET管(MP4)的漏极相连接，；
第六N型MOSFET管(MN6)，作为放电电流源，其栅极连接所述反馈模块的输出偏置电压信号Nbias，其源极接地，其漏极连接至所述第四N型MOSFET管(MN4)的源极，即图中节点N。
核心模块401的电路结构与图2(b)所示的电路结构相同，其工作原理也相同，受输入信号up和down信号的控制，核心模块401有四种工作状态，在背景技术一节中已阐述，这里不再叙述。
偏置电路模块404
偏置电路模块404，用于为所述反馈模块提供所述第一镜像偏置电压Vbias1和第二镜像偏置电压Vbias2，包括：
第十N型MOSFET管(MN10)，采用二极管接法，其源极连接至地，其栅极与漏极相连接，接至参考电流源Iref，并向反馈模块输出第一镜像偏置电压Vbias1；
第九N型MOSFET管(MN9)，其源极接地，其栅极与第一镜像偏置电压Vbias1相连接；
第九P型MOSFET管(MP9)，采用二极管接法，其源极接电源，其栅极与漏极连接，连接至第九N型MOSFET管(MN9)的漏极，并向反馈模块输出第二镜像偏置电压Vbias2，该偏置电压Vbias2作为偏置电路模块404输出，提供反馈模块403中第三P型MOSFET管(MP3)所需的栅极偏置电压，即图中所示的节点B。
所述偏置电路模块中：第九N型MOSFET管(MN9)长宽比与第十N型MOSFET管宽长比(MN10)相同，第十N型MOSFET管(MN10)的宽长比与反馈模块中第三N型MOSFET管(MN3)的宽长比的比值为1∶n。第九P型MOSFET管(MP9)的宽长比与反馈模块中第三P型MOSFET管(MP3)的宽长比的比值为1∶n；其中，n为由反馈模块从偏置电路模块镜像电流的放大倍数。
反馈模块403
反馈模块403与所述核心模块相连接，通过检测核心模块的输出节点的电压Vout，生成两路偏置电压信号：Pbias和Nbias，并输出至所述核心模块，以调整所述核心模块的充放电电流，减小其充放电电流失配。其中，当Vout升高时，Pbias随之降低，从而使核心模块中第六P型MOSFET管(MP6)栅极控制部分的电流增大，以弥补因第六P型MOSFET管(MP6)源漏电压降低而损失的电流；当Vout升高时，Nbias随之降低，从而使核心模块中第六N型MOSFET管(MN6)栅极控制部分的电流减小，以抵消因第六N型MOSFET管(MN6)源漏电压升高而增大的电流。其中，Vout减小与上述情况相反，此处不再赘述。
请参照图4，包括：充电反馈调节电路，用于通过检测核心模块输出节点的电压，为核心模块提供偏置电压信号Pbias；以及放电反馈调节电路，用于通过检测核心模块输出节点的电压，为核心模块提供偏置电压信号Nbias。
所述充电反馈调节电路，用于通过检测核心模块输出节点的电压，为核心模块提供偏置电压信号Pbias，包括：第一P型MOSFET管(MP1)，其栅极与电荷泵的输出节点连接；第二P型MOSFET管(MP2)采用二极管接法，其源极接至电源，其栅极和漏极相连接至第一P型MOSFET管(MP1)的源极；第三N型MOSFET管(MN3)作为电流源，其栅极连接第一镜像偏置电压Vbias1，其源极接地，其漏极连接第一P型MOSFET管(MP1)的漏极；第十二P型MOSFET管(MP12)，其栅极接地，其漏极连接至第一P型MOSFET管(MP1)的漏极；第七P型MOSFET管(MP7)采用二极管接法，其源极接至电源，其栅极和漏极相连，接至第十二P型MOSFET管(MP12)的漏极，且向核心模块输出偏置电压信号Pbias。
所述放电反馈调节电路，用于通过检测核心模块输出节点的电压，为核心模块提供偏置电压信号Nbias，包括：第一N型MOSFET管(MN1)管，其栅极与电荷泵的输出节点连接；第二N型MOSFET管(MN2)采用二极管接法，其源极接地，其栅极和漏极相连，接至第一N型MOSFET管(MN1)的源极；第三P型MOSFET管(MP3)作为电流源，其栅极连接第二镜像偏置电压Vbias2；其源极接电源，其漏极连接第一N型MOSFET管(MN1)的漏极；第十二N型MOSFET管(MN12)，其栅极接电源，其漏极连接至第一N型MOSFET管(MN1)的漏极；第七N型MOSFET管(MN7)采用二极管接法，其源极接地；其栅极和漏极相连，接至第十二N型MOSFET管(MN12)的源极，且向核心模块输出偏置电压信号Nbias。
其中，所述第一镜像偏置电压Vbias1和第二镜像偏置电压Vbias2由偏置电路模块提供，分别为第三N型MOSFET管(MN3)和第三P型MOSFET管(MP3)提供偏置电压，使得两者的源漏电流相等。
核心模块401中第六P型MOSFET管(MP6)宽长比尺寸为反馈模块403中第七P型MOSFET管(MP7)宽长比的m倍，根据镜像电流镜原理，其源漏电流Idp6为第七P型MOSFET管(MP7)源漏电流Ip的m倍。
核心模块中第六N型MOSFET管(MN6)宽长比尺寸为反馈模块403中第七N型MOSFET管(MN7)宽长比的m倍，根据镜像电流镜原理，其源漏电流Idn6为第七P型MOSFET管(MP7)源漏电流In的m倍。其中，m为由核心模块从反馈模块镜像电流的放大倍数。
此外，反馈模块中第十N型MOSFET管(MN10)的宽长比与反馈模块中第三N型MOSFET管(MN3)的宽长比的比值为1∶n。反馈模块中第九P型MOSFET管(MP9)的宽长比与反馈模块中第三P型MOSFET管(MP3)的宽长比的比值为1∶n。其中，n为由反馈模块从偏置电路模块镜像电流的放大倍数。
如图4所示，反馈模块403中，第二P型MOSFET管(MP2)与第一P型MOSFET管(MP1)构成充电反馈矫正支路，流过此支路的电流为Ifbp，第二N型MOSFET管(MN2)与第一N型MOSFET管(MN1)构成放电反馈矫正支路，流过此支路的电流为Ifbn。
当Vout升高时，会导致充电反馈矫正支路电流Ifbp降低，使得流过第七P型MOSFET管(MP7)的电流增加，引起Pbias随之降低，从而使核心模块中第六P型MOSFET管(MP6)栅极控制部分的电流增大，以弥补因第六P型MOSFET管(MP6)源漏电压降低而损失的电流；按照MOSFET管的工作原理，考虑到沟道调制效应，MOSFET管电流主要取决于栅极控制电压以及源漏控制电压，由栅极控制电压所控制的电流称为栅极控制电流。
当Vout升高时，会导致放电反馈矫正支路电流Ifbn增加，使得流过第七N型MOSFET管(MN7)的电流减少，Nbias随之降低，从而使核心模块中第六N型MOSFET管(MN6)栅极控制部分的电流减小，以抵消因第六N型MOSFET管(MN6)源漏电压升高而增大的电流；
其中，Vout减小与上述情况相反。
开关切换通路模块402
开关切换通路模块402用于在核心模块关断时，对充放电电流源进行导流，实现充/放电电流源始终处于导通状态，减小电荷共享。
请参照图4，所述开关切换通路模块包括：充电匹配支路和放电匹配支路。
充电匹配支路，包括：第十一N型MOSFET管(MN11)，用来匹配核心模块401中的充电开关第四N型MOSFET管(MN4)，恒为导通状态，其栅极连接至电源；第八N型MOSFET管(MN8)，作为电流源使用，其源极接地，其栅极连接至核心模块中第六N型MOSFET管(MN6)的栅极，其漏极连接至第十一N型MOSFET管(MN11)的源极；第五P型MOSFET管(MP5)，用来控制充电匹配支路的断开与导通，其栅极连接充电控制信号up的反向逻辑，即图中所示的输入信号；其漏极第十一N型MOSFET管(MN11)的漏极，其源极连接至核心模块中第六P型MOSFET管(MP6)的漏极。
放电匹配支路，包括：第十一P型MOSFET管(MP11)，其栅极连接至地；第八P型MOSFET管(MP8)，作为电流源使用，其源极接电源，其栅极连接至核心模块中第六P型MOSFET管(MP6)的栅极，其漏极连接至第十一P型MOSFET管(MP11)的源极；第五N型MOSFET管(MN5)，用来控制放电匹配支路的断开与导通，其栅极连接放电控制信号down的反向逻辑，即图中所示的输入信号其漏极连接至第十一P型MOSFET管(MP11)的漏极，其源极连接至核心模块中第六N型MOSFET管(MN6)的漏极以及第四N型MOSFET管(MN4)的源极，即图中所示的N节点。
开关切换通路中：第八N型MOSFET管(MN8)的宽长比与第六P型MOSFET管(MP6)的宽长比相同，即宽长比尺寸为反馈模块403中第七N型MOSFET管(MN7)宽长比的m倍；
第八P型MOSFET管(MP8)的宽长比与第六N型MOSFET管(MN6)的宽长比相同，即宽长比尺寸为反馈模块403中MP7宽长比的m倍。第五P型MOSFET管(MP5)的宽长比与核心模块中第四P型MOSFET管(MP4)的宽长比相同；第五N型MOSFET管(MN5)的宽长比与核心模块中第四N型MOSFET管(MN4)的宽长比相同。
第十一P型MOSFET管(MP11)以及第十一N型MOSFET管(MN11)恒为导通状态。
开关切换通路模块402的一目的是减小Vout与节点M、节点N之间的电荷共享。输入信号和up逻辑取反，当为逻辑“1”时，up为逻辑“0”，此时第四P型MOSFET管(MP4)导通，第五P型MOSFET管(MP5)关断，充电电流源流过第四P型MOSFET管(MP4)支路，如图5中(a)所示。当为逻辑“0”时，up为逻辑“1”，此时第四P型MOSFET管(MP4)关断，第五P型MOSFET管(MP5)导通，充电电流源流过第五P型MOSFET管(MP5)支路，如图5中(b)所示。这两种情况始终保持电流源第六P型MOSFET管(MP6)导通。
在电荷泵充电通路导通和关断切换时，开关切换通路模块402避免了第六P型MOSFET管(MP6)在工作在饱和区与截止区之间的切换，也即避免了流过第六P型MOSFET管(MP6)的电流在Idp6与0之间的剧烈跳变，保持了节点M的电压相对稳定，从而，一方面加快了电荷泵对输入信号up的反应速度，另一方面减小了节点M与输出节点Vout之间的电荷共享。对于输入信号和down，其减小电荷共享的原理与输入信号和up减小电荷共享的原理相同。
在本实例中，第一N型MOSFE管(MN1)、第二N型MOSFE管(MN2)、第三N型MOSFE管(MN3)、第六N型MOSFE管(MN6)、第八N型MOSFE管(MN8)、第九N型MOSFE管(MN9)、第十N型MOSFE管(MN10)、第一P型MOSFE管(MP1)、第二P型MOSFE管(MP2)、第三P型MOSFE管(MP3)第六P型MOSFE管(MP6)、第八P型MOSFE管(MP8)、第九P型MOSFE管(MP9)须工作在饱和区，即MOSFET开启(栅源电压大于阈值电压)且栅源电压与漏源电压之差小于1一个阈值电压。
在上述电荷泵结构的基础上，以下介绍本实施例电荷泵的工作原理。
如图3所示，由于沟道调制效应，有效工作区间，充电电流Iup与放电电流Idown的实际值在区间内并非保持恒定，而是偏离理想值，而出现较大失配，失配值与Vout有关，当Vout较大时，充电电流Iup较理想值小，放电电流Idown较理想值大，当Vout较小时，充电电流Iup较理想值大，放电电流Idown较理想值小。通过反馈模块矫正原理如下：以充电电流为例，当第四P型MOSFET管(MP4)导通时(第五P型MOSFET管(MP5)关断，因为up与是逻辑相反信号)，电流源第六P型MOSFET管(MP6)的电流作为充电电流全部流过第四P型MOSFET管(MP4)，即Iup＝Idp6。而电流源第六P型MOSFET管(MP6)的电流Idp6是按m倍比例镜像流过第七P型MOSFET管(MP7)的电流Ip，即有Iup＝Idp6＝m×Ip。
反馈模块403所示，Idn3＝Ip+Ifbp，电流Idn3是按n倍比例镜像流过404模块中第十N型MOSFET管(MN10)的参考电流Iref，即Idn3＝n×Iref。上述电流关系可知充电电流Iup与参考电流Iref和反馈矫正电流Ifbp之间的关系式如下：
Iup＝m×(n×Iref-Ifbp) (1)
反馈矫正电流Ifbp受反馈的输出电压Vout控制，本专利中，当Vout增大时，第一P型MOSFET管(MP1)栅极源极电压差较低，引起Ifbp减小，从而补偿部分因沟道调制效应造成的充电电流变化，保持工作区间内充电电流值恒定，变化结果如图6所示。
由于核心模块和反馈模块在结构形式上对称，对于放电电流Idown和反馈矫正电流Ifbn的工作原理与充电电流Iup和反馈矫正电流Ifbp的工作原理相同。
图7是本发明实现减小电流失配、拓宽输出电压范围的实际曲线示意图。由图7可知，使用本实施例中反馈模块之后，整个电荷泵的充放电电流失配在有效工作区间较无反馈时大幅减小。
至此，已经结合附图对本实施例进行了详细描述。依据以上描述，本领域技术人员应当对本发明电荷泵有了清楚的认识。
此外，上述对各元件的定义并不仅限于实施方式中提到的各种具体结构或形状，本领域的普通技术人员可对其进行简单地熟知地替换，例如：
(1)在不更改本专利电路结构原理的条件下，还可以根据需要通过对偶设计进行结构形式更改；
(2)虽然本实施例以用于锁相环电路的电荷泵为例进行说明，然而，该电荷泵还可以用于时钟数据恢复电路、存储器电路读入/读出电路等。其相应的输入/输出设置为本领域技术人员所熟知，此处不再赘述。
综上所述，本发明提供一种电荷泵，该电荷泵包括核心模块、反馈模块、开关切换通路模块及偏置电路模块，其中核心模块由开关控制充放电电流源对环路滤波器进行充放电动作；反馈模块通过检测电荷泵输出电压，以调节对参考电流源的分流大小，从而实现减小电荷泵充放电电流失配的目的，与此同时也达到拓宽输出电压范围的目的；开关切换通路模块在核心模块关断时，对充放电电流源电流进行导流，实现充放电电流源始终处于导通状态，以达到减小电荷共享的目的。
以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (12)
1.一种电荷泵，其特征在于，包括：
核心模块，用于利用充电控制信号up和放电控制信号down，对输出节点充放电进行电压控制；以及
反馈模块，与所述核心模块相连接，通过检测核心模块的输出节点的电压Vout，生成两路偏置电压信号：Pbias和Nbias，并输出至所述核心模块，以调整所述核心模块的充放电电流，减小其充放电电流失配；
其中，所述核心模块包括：充电电路和放电电路：
所述充电电路，用于利用充电控制信号up，对输出节点进行充电，包括：
第四P型MOSFET管(MP4)，作为充电开关，其栅极连接充电控制信号up；其漏极连接至电荷泵的输出节点；
第六P型MOSFET管(MP6)，作为充电电流源，其栅极连接所述反馈模块输出的偏置电压信号Pbias，其源极连接电源，其漏极连接至第四P型MOSFET管(MP4)的源极；
所述放电电路，用于利用放电控制信号down，对输出节点进行放电，包括：
第四N型MOSFET管(MN4)，作为放电开关，其栅极连接放电控制信号down；其漏极连接至电荷泵的输出节点；
第六N型MOSFET管(MN6)，作为放电电流源，其栅极连接所述反馈模块的输出偏置电压信号Nbias，其源极接地，其漏极连接至所述第四N型MOSFET管(MN4)的源极。
2.根据权利要求1所述的电荷泵，其特征在于，
当Vout升高时，Pbias随之降低，从而使核心模块中第六P型MOSFET管(MP6)栅极控制部分的电流增大，以弥补因第六P型MOSFET管(MP6)源漏电压降低而损失的电流；
当Vout升高时，Nbias随之降低，从而使核心模块中第六N型MOSFET管(MN6)栅极控制部分的电流减小，以抵消因第六N型MOSFET管(MN6)源漏电压升高而增大的电流；
其中，Vout减小与上述情况相反。
3.根据权利要求2所述的电荷泵，其特征在于，该反馈模块包括：
充电反馈调节电路，用于通过检测核心模块输出节点的电压，为核心模块提供偏置电压信号Pbias，包括：
第一P型MOSFET管(MP1)，其栅极与电荷泵的输出节点连接；
第二P型MOSFET管(MP2)采用二极管接法，其源极接至电源，其栅极和漏极相连接至第一P型MOSFET管(MP1)的源极；
第三N型MOSFET管(MN3)作为电流源，其栅极连接第一镜像偏置电压Vbias1，其源极接地，其漏极连接第一P型MOSFET管(MP1)的漏极；
第十二P型MOSFET管(MP12)，其栅极接地，其漏极连接至第一P型MOSFET管(MP1)的漏极；
第七P型MOSFET管(MP7)采用二极管接法，其源极接至电源，其栅极和漏极相连，接至第十二P型MOSFET管(MP12)的漏极，且向核心模块输出偏置电压信号Pbias；
放电反馈调节电路，用于通过检测核心模块输出节点的电压，为核心模块提供偏置电压信号Nbias，包括：
第一N型MOSFET管(MN1)管，其栅极与电荷泵输出节点连接；
第二N型MOSFET管(MN2)采用二极管接法，其源极接地，其栅极和漏极相连，接至第一N型MOSFET管(MN1)的源极；
第三P型MOSFET管(MP3)作为电流源，其栅极连接第二镜像偏置电压Vbias2；其源极接电源，其漏极连接第一N型MOSFET管(MN1)的漏极；
第十二N型MOSFET管(MN12)，其栅极接电源，其漏极连接至第一N型MOSFET管(MN1)的漏极；
第七N型MOSFET管(MN7)采用二极管接法，其源极接地；其栅极和漏极相连，接至第十二N型MOSFET管(MN12)的源极，且向核心模块输出偏置电压信号Nbias；
其中，所述第一镜像偏置电压Vbias1和第二镜像偏置电压Vbias2分别为第三N型MOSFET管(MN3)和第三P型MOSFET管(MP3)提供偏置电压，使得两者的源漏电流相等。
4.根据权利要求3所述的电荷泵，其特征在于，所述反馈模块中：
第七P型MOSFET管(MP7)的宽长比与核心模块中第六P型MOSFET管(MP6)的宽长比的比值为1∶m；
第七N型MOSFET管(MN7)的宽长比与核心模块中第六N型MOSFET管(MN6)的宽长比相比为1∶m；
其中，m为由核心模块从反馈模块镜像电流的放大倍数。
5.根据权利要求3所述的电荷泵，其特征在于，还包括：
偏置电路模块，用于为所述反馈模块提供所述第一镜像偏置电压Vbias1和第二镜像偏置电压Vbias2。
6.根据权利要求5所述的电荷泵，其特征在于，该偏置电路模块包括：
第十N型MOSFET管(MN10)，其源极连接至地，其栅极与漏极相连接，接至参考电流源Iref，并向反馈模块输出第一镜像偏置电压Vbias1；
第九N型MOSFET管(MN9)，其源极接地，其栅极与第一镜像偏置电压Vbias1相连接；
第九P型MOSFET管(MP9)，其源极接电源，其栅极与漏极连接，连接至第九N型MOSFET管(MN9)的漏极，并向反馈模块输出第二镜像偏置电压Vbias2。
7.根据权利要求6所述的电荷泵，其特征在于，所述偏置电路模块中：
第九N型MOSFET管(MN9)长宽比与第十N型MOSFET管宽长比(MN10)相同，
第十N型MOSFET管(MN10)的宽长比与反馈模块中第三N型MOSFET管(MN3)的宽长比的比值为1∶n；
第九P型MOSFET管(MP9)的宽长比与反馈模块中第三P型MOSFET管(MP3)的宽长比的比值为1∶n；
其中，n为由反馈模块从偏置电路模块镜像电流的放大倍数。
8.根据权利要求1所述的电荷泵，其特征在于，还包括：
开关切换通路模块，用于在核心模块关断时，对充放电电流源进行导流，实现充/放电电流源始终处于导通状态，减小电荷共享。
9.根据权利要求8所述的电荷泵，其特征在于，所述开关切换通路模块包括：
充电匹配支路，包括：
第十一N型MOSFET管(MN11)，其栅极连接至电源；
第八N型MOSFET管(MN8)，作为电流源使用，其源极接地，其栅极连接至核心模块中第六N型MOSFET管(MN6)的栅极，其漏极连接至第十一N型MOSFET管(MN11)的源极；
第五P型MOSFET管(MP5)，用来控制充电匹配支路的断开与导通，其栅极连接充电控制信号up的反向逻辑；其漏极第十一N型MOSFET管(MN11)的漏极，其源极连接至核心模块中第六P型MOSFET管(MP6)的漏极；
放电匹配支路，包括：
第十一P型MOSFET管(MP11)，其栅极连接至地；
第八P型MOSFET管(MP8)，作为电流源使用，其源极接电源，其栅极连接至核心模块中第六P型MOSFET管(MP6)的栅极，其漏极连接至第十一P型MOSFET管(MP11)的源极；
第五N型MOSFET管(MN5)，用来控制放电匹配支路的断开与导通，其栅极连接放电控制信号down的反向逻辑；其漏极连接至第十一P型MOSFET管(MP11)的漏极，其源极连接至核心模块中第六N型MOSFET管(MN6)的漏极。
10.根据权利要求9所述的电荷泵，其特征在于，所述开关切换通路中：
第八N型MOSFET管(MN8)的宽长比与核心模块中第六P型MOSFET管(MP6)的宽长比相同；
第八P型MOSFET管(MP8)的宽长比与核心模块中第六N型MOSFET管(MN6)的宽长比相同；
第五P型MOSFET管(MP5)的宽长比与核心模块中第四P型MOSFET管(MP4)的宽长比相同；
第五N型MOSFET管(MN5)的宽长比与核心模块中第四N型MOSFET管(MN4)的宽长比相同。
11.根据权利要求1至10中任一项所述的电荷泵，其特征在于，用于锁相环电路、时钟数据恢复电路或存储器电路读入/读出电路。
12.根据权利要求11所述的电荷泵，其特征在于，用于锁相环电路，其中：
所述输出节点作为所述锁相环电路中滤波器的输入；
所述充电控制信号up来自于所述锁相环电路中的鉴频鉴相器输出的充电标识信号；
所述放电控制信号down来自于所述锁相环电路中的鉴频鉴相器输出的放电标识信号。
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|---|---|---|---|---|
| CN108387817A (zh) * | 2018-01-23 | 2018-08-10 | 中国科学院电工研究所 | 一种基于注入电流式多场耦合的接地网故障诊断方法及装置 |
| CN112787503A (zh) * | 2021-01-07 | 2021-05-11 | 重庆邮电大学 | 一种电流可修调的自适应自偏置电荷泵 |
Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101610082A (zh) * | 2009-07-16 | 2009-12-23 | 哈尔滨工业大学 | 应用于锁相环中的源极开关型电荷泵 |
| CN101895192A (zh) * | 2010-07-30 | 2010-11-24 | 苏州科山微电子科技有限公司 | 一种可解决电荷分配和电流失配问题的电荷泵 |
| CN101931401A (zh) * | 2009-06-24 | 2010-12-29 | 中国科学院微电子研究所 | 应用于锁相环的鉴相鉴频器和电荷泵组合电路结构 |
| CN102075085A (zh) * | 2009-11-24 | 2011-05-25 | 中国科学院微电子研究所 | 一种用于锁相环的自跟踪电流型电荷泵 |
| CN102347760A (zh) * | 2010-07-27 | 2012-02-08 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种电荷泵及应用该电荷泵的锁相环 |
| CN103036423A (zh) * | 2012-12-12 | 2013-04-10 | 电子科技大学 | 一种用于锁相环的电荷泵电路 |
-
2013
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Patent Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101931401A (zh) * | 2009-06-24 | 2010-12-29 | 中国科学院微电子研究所 | 应用于锁相环的鉴相鉴频器和电荷泵组合电路结构 |
| CN101610082A (zh) * | 2009-07-16 | 2009-12-23 | 哈尔滨工业大学 | 应用于锁相环中的源极开关型电荷泵 |
| CN102075085A (zh) * | 2009-11-24 | 2011-05-25 | 中国科学院微电子研究所 | 一种用于锁相环的自跟踪电流型电荷泵 |
| CN102347760A (zh) * | 2010-07-27 | 2012-02-08 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种电荷泵及应用该电荷泵的锁相环 |
| CN101895192A (zh) * | 2010-07-30 | 2010-11-24 | 苏州科山微电子科技有限公司 | 一种可解决电荷分配和电流失配问题的电荷泵 |
| CN103036423A (zh) * | 2012-12-12 | 2013-04-10 | 电子科技大学 | 一种用于锁相环的电荷泵电路 |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN108387817A (zh) * | 2018-01-23 | 2018-08-10 | 中国科学院电工研究所 | 一种基于注入电流式多场耦合的接地网故障诊断方法及装置 |
| CN112787503A (zh) * | 2021-01-07 | 2021-05-11 | 重庆邮电大学 | 一种电流可修调的自适应自偏置电荷泵 |
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