CN104729724A - 基于失调控制差分放大结构的单光子雪崩二极管淬灭电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种基于失调控制差分放大结构的单光子雪崩二极管淬灭电路，其门控电路用于接收外部输入的门控使能信号，让其处于导通或关断状态；快速复位电路用于门控电路处于关断状态的同时，接收外部输入的复位信号让其处于导通状态；检测电阻用于当SPAD检测到光子产生雪崩电流时，雪崩电流流经检测电阻并产生压降；低压检测电路采用基于失调控制的差分放大结构，用于感应输入端电压的变化，当输入端电压大于低压检测电路的检测阈值时输出端信号变成低电平，控制检测电阻关断同时使快速淬灭电路导通；快速淬灭电路用于其导通时加速淬灭过程，使雪崩电流被淬灭。本发明提供的淬灭电路中，淬灭电路的检测阈值可以小于NMOS管的开启电压。

Description

基于失调控制差分放大结构的单光子雪崩二极管淬灭电路

技术领域

本发明属于半导体技术领域，具体提供了一种基于失调控制差分放大结构的单光子雪崩二极管淬灭电路，涉及光电探测技术领域中单光子雪崩二极管阵列型读出电路的接口电路。

背景技术

单光子探测技术能检测极弱的光信号，是近年来发展起来的一项新兴的探测技术。单光子探测器广泛应用于非破坏性物质成分分析、生物发光及放射探测、天文高能物理现象探测、激光三维成像、深空或自由空间通信以及量子保密通讯等。随着半导体光电探测器工艺技术的发展，能探测微弱信号的雪崩光电二极管已达到单光子检测灵敏度的水平。

用于单光子探测的雪崩光电二极管，通常称为单光子雪崩二极管(Single-Photon Avalanche Diode，SPAD)。为了检测单个光子，SPAD通常工作于盖革模式，即偏置在高于其雪崩电压的工作点；此时，当单个光子进入SPAD时，会以一定的概率触发雪崩击穿，使电流呈阶梯状的增加，在数十皮秒即上升到毫安量级，产生明显的电流脉冲。雪崩击穿是一种自持行为，如果不采取抑制措施，雪崩过程将会持续直至器件损伤。为了使器件能够正常工作，必须使用雪崩淬灭电路来停止雪崩过程并将偏置电压复位，使SPAD迅速恢复到截止以及重新进入可以探测光子的状态。因此，淬灭电路需要完成四个作用：能迅速检测到雪崩电流上升沿；产生一个与雪崩信号同步的标准脉冲输出；雪崩开始后，迅速降低SPAD两端电压到雪崩电压以下来抑制雪崩，将SPAD关断；为进行下一次探测，使SPAD两端电压能自动恢复到原工作电压。SPAD偏置和淬灭电路通常与门控技术相结合。

目前单光子探测技术正在向集成化、微型化、阵列化、高时间分辨率的方向发展。SPAD阵列化的应用也要求其后端的淬灭电路必须相应的阵列化，这对淬灭电路提出了更多更高的要求：集成、微型、简单、低功耗、低噪声、高速检测。而目前的淬灭电路研究从早期的被动淬灭发展成主动淬灭，之后出现主被动混合式淬灭，一部分设计因为电路复杂、面积过大而很少用于大规模阵列中，大部分研究仅仅停留在不同工艺下的仿真验证阶段，或者基于分立器件的实验验证阶段。近几年出现的负载可变淬灭电路因电路结构简单，适合集成于大阵列应用，已有研究将此类结构应用于32×32阵列的读出电路，且具有较理想的测试结果。

但是，本发明人经过研究发现，上述结构普遍存在的问题是检测阈值较高，检测电路的检测阈值必须大于NMOS管的开启电压，这会导致淬灭电路受SPAD偏置电压非线性效应影响较大。因为考虑特定的SPAD其偏置电压的非线性效应：由于阵列规模的扩大，雪崩电流在电源寄生内阻以及淬灭电路检测电阻上产生的压降造成SPADPN结上反偏电压呈非线性下降，使得触发的雪崩电流幅值无法满足高阈值检测要求。针对特定SPAD的这一特性，一方面需要根据SPAD的偏压非线性效应选取合适的检测电阻，一般情况下检测电阻阻值较小；另一方面要设计检测阈值较小(低于NMOS管开启电压)的检测电路，因为检测电路的检测阈值越小，SPAD偏压非线性对检测造成的干扰越小；同时，阈值下限受噪声水平限制。而传统的淬灭电路的检测阈值受MOS管开启电压的约束，无法实现低阈值检测。

发明内容

针对现有技术存在的淬灭电路的检测阈值较高，检测阈值必须大于NMOS管的开启电压，从而会导致淬灭电路受SPAD偏置电压非线性效应影响较大的技术问题，本发明提供一种基于失调控制差分放大结构的单光子雪崩二极管淬灭电路，打破了传统结构中淬灭电路的检测阈值必须大于NMOS管开启电压的约束，实现了对亚毫安级雪崩电流的快速检测。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种基于失调控制差分放大结构的单光子雪崩二极管淬灭电路，包括均与单光子雪崩二极管P极连接的门控电路、快速复位电路、检测电阻、低压检测电路和快速淬灭电路；其中，

所述门控电路用于接收外部输入的门控使能信号，让其处于导通或关断状态；

所述快速复位电路用于所述门控电路处于关断状态的同时，接收外部输入的复位信号让其处于导通状态，使所述单光子雪崩二极管P极电压为零并处于待检测状态；

所述检测电阻用于当所述单光子雪崩二极管检测到光子产生雪崩电流时，雪崩电流流经所述检测电阻并产生压降，并将该压降作为所述低压检测电路的输入端电压；

所述低压检测电路采用基于失调控制的差分放大结构，用于感应输入端电压的变化，当输入端电压大于所述低压检测电路的检测阈值时输出端信号变成低电平，控制所述检测电阻关断同时使所述快速淬灭电路导通；

所述快速淬灭电路用于其导通时加速淬灭过程，并让所述单光子雪崩二极管P极电压很快拉到高电平，使雪崩电流被淬灭。

本发明提供的基于失调控制差分放大结构的单光子雪崩二极管淬灭电路，通过调节和改进电路内部的对称性，并引入人为控制失配，使只有所述低压检测电路正负输入之差为一个固定值，即所述低压检测电路的检测阈值近似等于人为引入的失调电压时，所述低压检测电路的输出端信号才变成低电平，而这个检测阈值是可以小于NMOS管的开启电压的，因而实现了低压检测的目的，打破了传统结构中淬灭电路的检测阈值必须大于NMOS管开启电压的约束，有效地减小了从光子到达到幅度检测器检测到电压信号所用的时间，同时减小了SPAD偏压非线性对检测造成的干扰；门控模式与主动淬灭相结合可以精确的控制复位时间和淬灭时间，从而减小暗计数和后脉冲概率并提高SPAD的可靠性。

进一步，所述门控电路为第一PMOS管，所述第一PMOS管的栅极与外部输入的门控使能信号连接，源极与电源VDD连接，漏极与所述单光子雪崩二极管的P极连接。

进一步，所述快速复位电路为第一NMOS管，所述第一NMOS管的栅极与外部输入的复位信号连接，源极接地，漏极与所述单光子雪崩二极管的P极连接。

进一步，所述检测电阻为第二NMOS管，所述第二NMOS管的栅极与所述低压检测电路的输出端连接，源极接地，漏极与所述单光子雪崩二极管的P极连接。

进一步，所述低压检测电路包括自偏置差分放大器和反相器，所述自偏置差分放大器用于感应所述检测电阻上的压降Vin1，人为引入失调电压，实现低压检测；所述反相器用于对所述自偏置差分放大器输出的V_out值进行整形后输出，以使得所述低压检测电路的输出端信号为轨至轨输出。

进一步，所述自偏置差分放大器由尾电流管、差分输入管和负载电流镜组成，所述尾电流管为第二PMOS管，所述差分输入管包括第三PMOS管和第四PMOS管，所述负载电流镜包括第三NMOS管和第四NMOS管；所述第二PMOS管的栅极与所述第三NMOS管和第四NMOS管的栅极连接，源极与电源VDD连接，漏极与所述第三PMOS管和第四PMOS管的源极连接；所述第三PMOS管的栅极作为所述低压检测电路的反向输入端与所述单光子雪崩二极管的P极连接，漏极与所述第三NMOS管的漏极连接；所述第四PMOS管的栅极作为所述低压检测电路的同向输入端接地，漏极与所述第四NMOS管的漏极连接作为所述自偏置差分放大器的输出端；所述第三NMOS管的栅极和漏极相连接，源极接地；所述第四NMOS管的源极接地。

进一步，所述负载电流镜的宽长比为1：N，其中N＞1。

进一步，所述反相器包括第五PMOS管和第五NMOS管，所述第五PMOS管的源极与电源VDD连接，栅极与所述第五NMOS管的栅极连接作为所述反相器的输入端与所述自偏置差分放大器的输出端连接，所述第五PMOS管的漏极与所述第五NMOS管的漏极连接作为所述低压检测电路的输出端，所述第五NMOS管的源极接地。

进一步，所述第五PMOS管和第五NMOS管的宽长比为：(W/L)|_p≈2.5(W/L)|_n；其中，(W/L)|_p为PMOS管的宽长比，(W/L)|_n为NMOS管的宽长比。

进一步，所述快速淬灭电路包括或门和第六PMOS管，所述或门的第一输入端与所述低压检测电路的输出端连接，所述或门的第二输入端与外部输入的复位信号连接，所述或门的输出端与所述第六PMOS管的栅极连接，所述第六PMOS管的源极与电源VDD连接，漏极与所述单光子雪崩二极管的P极连接。

附图说明

图1是本发明提供的基于失调控制差分放大结构的单光子雪崩二极管淬灭电路结构框图。

图2是本发明提供的基于失调控制差分放大结构的单光子雪崩二极管淬灭电路图。

图3是本发明提供的基于失调控制差分放大结构的单光子雪崩二极管淬灭电路的逻辑时序图。

图中，1、门控电路；2、快速复位电路；3、检测电阻；4、低压检测电路；41、自偏置差分放大器；42、反相器；5、快速淬灭电路；51、或门。

具体实施方式

为了使本发明实现的技术手段、创作特征、达成目的与功效易于明白了解，下面结合具体图示，进一步阐述本发明。

请参考图1所示，本发明提供一种基于失调控制差分放大结构的单光子雪崩二极管淬灭电路，包括均与单光子雪崩二极管(SPAD)P极连接的门控电路1、快速复位电路2、检测电阻3、低压检测电路4和快速淬灭电路5；其中，

所述门控电路1用于接收外部输入的门控使能信号EN，让其处于导通或关断状态；

所述快速复位电路2用于所述门控电路1处于关断状态的同时，接收外部输入的复位信号REC让其处于导通状态，使所述单光子雪崩二极管P极电压为零并处于待检测状态；

所述检测电阻3用于当所述单光子雪崩二极管检测到光子产生雪崩电流时，雪崩电流流经所述检测电阻3并产生压降，并将该压降作为所述低压检测电路4的输入端电压；

所述低压检测电路4采用基于失调控制的差分放大结构，用于感应输入端电压的变化，当输入端电压大于所述低压检测电路4的检测阈值时输出端信号变成低电平，控制所述检测电阻3关断同时使所述快速淬灭电路5导通；

所述快速淬灭电路5用于其导通时加速淬灭过程，并让所述单光子雪崩二极管P极电压很快拉到高电平，使雪崩电流被淬灭。

本发明提供的基于失调控制差分放大结构的单光子雪崩二极管淬灭电路，通过调节和改进电路内部的对称性，并引入人为控制失配，使只有所述低压检测电路正负输入之差为一个固定值，即所述低压检测电路的检测阈值近似等于人为引入的失调电压时，所述低压检测电路的输出端信号才变成低电平，而这个检测阈值是可以小于NMOS管的开启电压的，因而实现了低压检测的目的，打破了传统结构中淬灭电路的检测阈值必须大于NMOS管开启电压的约束，有效地减小了从光子到达到幅度检测器检测到电压信号所用的时间，同时减小了SPAD偏压非线性对检测造成的干扰；门控模式与主动淬灭相结合可以精确的控制复位时间和淬灭时间，从而减小暗计数和后脉冲概率并提高SPAD的可靠性。

作为具体实施例，请参考图2所示，所述门控电路1为第一PMOS管M1，所述第一PMOS管M1的栅极与外部输入的门控使能信号EN连接，源极与电源VDD(5V)连接，漏极与所述单光子雪崩二极管SPAD的P极连接，由此可以通过所述第一PMOS管M1实现门控功能。

作为具体实施例，请参考图2所示，所述快速复位电路2为第一NMOS管M2，所述第一NMOS管M2的栅极与外部输入的复位信号REC连接，源极接地，漏极与所述单光子雪崩二极管SPAD的P极连接，由此可以通过所述第一NMOS管M2实现淬灭电路的复位功能。

作为具体实施例，请参考图2所示，所述检测电阻3为第二NMOS管M3，所述第二NMOS管M3的栅极与所述低压检测电路4的输出端连接，即所述低压检测电路4的输出信号OUTb反馈回来控制所述第二NMOS管M3的关断状态和导通状态，所述第二NMOS管M3的源极接地，漏极与所述单光子雪崩二极管SPAD的P极连接。由于所述检测电阻3由第二NMOS管M3构成，宽长比越小，MOS管的导通电阻越大，因而为了减小所述单光子雪崩二极管的P极负载，所述单光子雪崩二极管的P极应采用小电阻作为感应电阻，即应当采用宽长比大的第二NMOS管M3作为检测电阻，由此不但减小了所述单光子雪崩二极管的P极负载，还有效减小了复位时间(SPAD P极电压从高电平下降至低电平所需要的时间)和淬灭时间(SPAD P极电压从低电平上升至高电平所需要的时间)。

作为具体实施例，请参考图2所示，所述低压检测电路4包括自偏置差分放大器41和反相器42，所述自偏置差分放大器41用于感应所述检测电阻上的压降Vin1，人为引入失调电压，实现低压检测；所述反相器42用于对所述自偏置差分放大器41输出的V_out值进行整形后输出，以使得所述低压检测电路4的输出端信号为轨至轨输出。具体地，所述自偏置差分放大器41输入的同向输入端Vin2接地，反向输入端Vin1接所述单光子雪崩二极管SPAD的P极端IN，所述自偏置差分放大器41的输出端输出V_out值；在所述差分放大器41的后面加了一级反相器42，用于对所述自偏置差分放大器41输出的V_out值进行整形使得所述低压检测电路4的输出信号OUTb为轨至轨输出。

作为一种具体实施方式，请参考图2所示，所述自偏置差分放大器41由尾电流管、差分输入管和负载电流镜组成，所述尾电流管为第二PMOS管M4，所述差分输入管包括第三PMOS管M5和第四PMOS管M6，所述负载电流镜包括第三NMOS管M7和第四NMOS管M8；所述第二PMOS管M4的栅极与所述第三NMOS管M7和第四NMOS管M8的栅极连接，源极与电源VDD连接，漏极与所述第三PMOS管M5和第四PMOS管M6的源极连接；所述第三PMOS管M5的栅极作为所述低压检测电路4的反向输入端Vin1与所述单光子雪崩二极管SPAD的P极连接，漏极与所述第三NMOS管M7的漏极连接；所述第四PMOS管M6的栅极作为所述低压检测电路4的同向输入端Vin2接地GND，漏极与所述第四NMOS管M8的漏极连接作为所述自偏置差分放大器41的输出端，即输出V_out值；所述第三NMOS管M7的栅极和漏极相连接，源极接地GND；所述第四NMOS管M8的源极接地GND。在本实施方式提供的所述自偏置差分放大器41具体结构中，为了简化电路，差分对尾电流管采用自偏置设计，其偏置电压来自负载MOS Diode的栅偏置电压，即采用所述第二PMOS管M4的栅极与所述第三NMOS管M7和第四NMOS管M8的栅极直接连接。

本发明提供的所述低压检测电路4，实际上是一个低压比较器，其作用在于：通过IN端感应电压的大小，判断电路的输出的状态；而传统的比较器，正负输入之差为正时，输出为高电平；正负输入之差为负时，输出为低电平。本发明提供的低压检测电路结构通过调节改进电路内部的对称性，人为控制失配，使只有检测电路正负输入之差为一个固定值V_os，即IN端感应电压Vin1大于等于失调电压V_os时，输出才为正。此时，相当于检测阈值V_crit即失调电压V_os可以小于NMOS管的开启电压，实现了低压检测的目的。

具体地，失调电压主要是由MOS器件阈值电压V_T的失配和宽长比W/L的失配引起的，人为引入的失配主要依靠W/L的失配进行控制，差分放大结构失配公式如下式(1)所示：

$V_{\mathrm{os}}=\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{TP}}+\frac{g_{m,\mathrm{LOAD}}}{g_{m,\mathrm{DP}}}\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{TN}}-(\frac{\mathrm{\Δ}{p}_{\mathrm{DP}}\·\mathrm{\Δ}(W/L){|}_{\mathrm{DP}}}{2\·(W/L){|}_{\mathrm{DP}}}+\frac{\mathrm{\Δ}{p}_{\mathrm{LOAD}}\·\mathrm{\Δ}(W/L){|}_{\mathrm{LOAD}}}{2\·(W/L){|}_{\mathrm{LOAD}}})---\left(1\right)$

式中，ΔV_TN为负载NMOS管阈值电压的失配，ΔV_TP为差分输入PMOS管阈值电压的失配，g_m,Load为负载NMOS管的跨导，g_m,DP为差分输入PMOS管的跨导，Δp_LOAD为负载NMOS管的过驱动电压，Δp_DP为差分输入PMOS管的过驱动电压，(W/L)|_LOAD和Δ(W/L)_LOAD分别为负载NMOS管的宽长比以及宽长比的相关失配，(W/L)|_DP和Δ(W/L)|_DP分别为差分输入PMOS管的宽长比以及宽长比的相关失配。工艺引起的失调电压一般在mV或数十mV量级，且极性随机，因此，人为引入的失调电压至少应达到数百mV的量级，才能有效控制其极性和大小。将负载电流镜即单个负载NMOS管的宽长比W/L的比例关系由1:1变化到1:N，即将所述负载电流镜的宽长比设为1:N，其中N＞1，即Δ(W/L)|_LOAD/(W/L)|_LOAD＝N-1，忽略其它工艺引起的失配效应，由此得到的输入失调电压近似如下式(2)所示：

$V_{\mathrm{os}}\≈\frac{\mathrm{\Δ}{p}_{\mathrm{LOAD}}}{2}(N-1)---\left(2\right)$

当平衡态下负载差分对过驱动电压Δp_LOAD＝0.2V时，取N＝3，可近似得到V_os＝0.2V的失调电压。由此根据电路的静态工作点状态和失配因子N的设置，可以有效控制合适的人为失调电压大小，从而有效控制检测电路的检测阈值V_crit。

作为一种具体实施方式，请参考图2所示，所述反相器42包括第五PMOS管M9和第五NMOS管M10，所述第五PMOS管M9的源极与电源VDD连接，栅极与所述第五NMOS管M10的栅极连接作为所述反相器42的输入端与所述自偏置差分放大器41的输出端连接，所述第五PMOS管M9的漏极与所述第五NMOS管M10的漏极连接作为所述低压检测电路4的输出端，所述第五NMOS管M10的源极接地GND。

具体地，本发明提供的后级反相器42为典型的CMOS结构，由一个NMOS管与PMOS管配对构成，其设计关键是对MOS管的宽长比的确定。反相器通常设计为波形对称反相器，当输入电压为门限电压值V_crit时，输出端电压OUTb＝V_crit＝VDD/2。此时，两个晶体管处于饱和状态，根据PMOS管和NMOS管强反型饱和电流相等的条件，门限电压如下式(3)所示：

$V_{\mathrm{crit}}=\frac{V_{\mathrm{TN}}+\sqrt{k_p/k_n}(V_{\mathrm{DD}}-V_{\mathrm{TP}})}{1+\sqrt{k_p/k_n}}=\frac{V_{\mathrm{DD}}-V_{\mathrm{TP}}+V_{\mathrm{TN}}\sqrt{k_n/k_p}}{1+\sqrt{k_n/k_p}}=V_{\mathrm{DD}}/2---\left(3\right)$

式中，V_TN为NMOS管的阈值电压，V_TP为PMOS管的阈值电压，V_DD为电源电压，k_n＝μ_nε_ox/2t_ox·(W/L)|_n为NMOS管的导电因子，k_p＝μ_pε_ox/2t_ox·(W/L)|_p为PMOS管的导电因子，μ_n电子迁移率，μ_p为空穴迁移率，ε_ox为二氧化硅介电常数，t_ox为栅氧厚度，(W/L)|_n为NMOS管的宽长比，(W/L)|_p为PMOS管的宽长比。

在同一工艺条件下，NMOS管与PMOS管的阈值电压V_TN与V_TP相同，由上述门限电压V_crit计算公式可得k_p＝K_n，即(W/L)|_p＝μ_n/μ_p·(W/L)|_n≈2.5(W/L)|_n，其中，(W/L)|_p为PMOS管的宽长比，(W/L)|_n为NMOS管的宽长比，由此确定后级反相器中NMOS管与PMOS管的宽长比比值；由此可以在门限电压值V_crit＝VDD/2时，保证所述反相器42能够准确翻转。

作为具体实施例，请参考图2所示，所述快速淬灭电路5包括或门51和第六PMOS管M11，所述或门51的第一输入端与所述低压检测电路4的输出端连接，所述或门51的第二输入端与外部输入的复位信号REC连接，所述或门51的输出端与所述第六PMOS管M11的栅极连接，所述第六PMOS管M11的源极与电源VDD连接，漏极与所述单光子雪崩二极管SPAD的P极连接。在本发明提供的快速淬灭电路5中，将所述低压检测电路4的输出信号OUTb反馈回来控制淬灭管(第六PMOS管M11)的栅端；即所述快速淬灭电路5的控制信号由外部输入的复位信号REC和淬灭电路输出信号OUTb的或门逻辑控制，以解决复位管和淬灭管同时导通时复位时间较长甚至无法正常复位的问题，从而减小复位时间。

请参考图3所示，为本发明提供的基于失调控制并分放大结构的单光子雪崩二极管淬灭电路的逻辑时序图。图中IN信号圆圈处标志着SPAD此刻检测到光子并产生了雪崩电流，其中EN信号和REC信号由外部提供，OUTb信号为淬灭电路的输出信号，其下降沿对应IN信号的上升沿。

采用本发明如图2所示的淬灭电路结构，完成了对工作在盖革模式下APD的亚毫安级光感应电流的检测要求。电路采用TSMC 0.35微米工艺，典型工作温度-40度下，工艺角为tt。仿真结果表明，整个电路的时序逻辑正常，符合图3所示的预期要求，淬灭电路可以正常工作。复位时间小于1纳秒，淬灭时间在2～3纳秒之间。淬灭电路能感应的最小检测电流可以根据设计需要调整MOS电阻的阻值以及低压检测电路的翻转阈值来综合考虑。同时，图2所示的电路中不包含大电阻和大电容等器件，减小了电路面积，使其更易用于阵列型集成单光子检测电路中。由于考虑到该电路对电阻的精度要求不高，所以采用MOS电阻代替普通电阻，因而以减小版图面积。

在本发明中，外部输入的EN信号为门控使能信号，外部输入的REC信号为复位信号，所述EN信号和REC信号同步到来，但复位信号REC脉冲信号很窄，其高电平通常只维持几纳秒。实际上，所述REC信号允许滞后EN信号一段时间，对电路本身不会造成影响，但是会降低探测器的探测效率。

为了使本领域的技术人员更加清楚的理解本发明提供的淬灭电路，以下将对该电路的工作过程进行详细介绍，具体分为三个状态：

1、SPAD-off截止模式：EN信号为低电平，M1导通，SPAD P极电压V_IN为5V，SPAD处于截止状态，不接收光子，即探测器不工作，低压检测电路感应5V电压输出OUTb为低电平；

2、SPAD-on待测无光感应模式：EN信号为高电平时，M1关断；与此同时，复位信号REC到来，M2管导通，IN点电压被拉至零，使SPAD处于待检测状态，但是复位信号REC结束后，IN端电压仍能维持低电平。这是因为，REC信号拉低IN点电压后，低压检测电路感应IN点0V电压输出OUTb为高电平。OUTb信号为高电平时，分别控制M3导通以及M11关断，使M3变成低阻，即IN点到地有两条通路，一条REC信号控制的M2支路，另一条是M3构成低阻通路，所以REC信号变成低电平后，虽然M2支路不导通，但是IN端电压仍能维持低电平；

3、SPAD-on待测有光响应模式：当SPAD检测到光子产生雪崩电流时，雪崩电流流过M3支路在低阻上产生压降，当IN端电压大于低压检测电路的检测阈值时，输出OUTb信号变成低电平，使M3关断同时M11导通，加速淬灭过程，IN点很快被拉到高电平，雪崩电流被淬灭。如果在EN信号为高电平时，没有检测到光子，那么SPAD将一直维持待测状态直至EN信号变成低电平。

低压检测电路实际上是一个低压比较器，其作用在于：当IN端输入为0时(对应电路的SPAD-on待测无光感应模式)，输出一个高电平；IN端输入大于某一阈值V_crit时(对应电路的SPAD-on待测有光响应模式)输出一个低电平，同时要求这个检测阈值必须小于NMOS管的开启电压。这就要求，当IN端输入分别为0V和V_crit时，对应自偏置差分放大器41输出的V_out值的差值比较大。所述自偏置差分放大器41的后面加了一级反相器42，用于对输出V_out值进行整形使得OUTb信号为轨至轨输出。

以上仅为本发明的实施方式，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构，直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理在本发明的专利保护范围之内。

Claims (10)

1.基于失调控制差分放大结构的单光子雪崩二极管淬灭电路，其特征在于，包括均与单光子雪崩二极管P极连接的门控电路、快速复位电路、检测电阻、低压检测电路和快速淬灭电路；其中，

所述门控电路用于接收外部输入的门控使能信号，让其处于导通或关断状态；

所述快速复位电路用于所述门控电路处于关断状态的同时，接收外部输入的复位信号让其处于导通状态，使所述单光子雪崩二极管P极电压为零并处于待检测状态；

所述检测电阻用于当所述单光子雪崩二极管检测到光子产生雪崩电流时，雪崩电流流经所述检测电阻并产生压降，并将该压降作为所述低压检测电路的输入端电压；

所述低压检测电路采用基于失调控制的差分放大结构，用于感应输入端电压的变化，当输入端电压大于所述低压检测电路的检测阈值时输出端信号变成低电平，控制所述检测电阻关断同时使所述快速淬灭电路导通；

所述快速淬灭电路用于其导通时加速淬灭过程，并让所述单光子雪崩二极管P极电压很快拉到高电平，使雪崩电流被淬灭。

2.根据权利要求1所述的基于失调控制差分放大结构的单光子雪崩二极管淬灭电路，其特征在于，所述门控电路为第一PMOS管，所述第一PMOS管的栅极与外部输入的门控使能信号连接，源极与电源VDD连接，漏极与所述单光子雪崩二极管的P极连接。

3.根据权利要求1所述的基于失调控制差分放大结构的单光子雪崩二极管淬灭电路，其特征在于，所述快速复位电路为第一NMOS管，所述第一NMOS管的栅极与外部输入的复位信号连接，源极接地，漏极与所述单光子雪崩二极管的P极连接。

4.根据权利要求1所述的基于失调控制差分放大结构的单光子雪崩二极管淬灭电路，其特征在于，所述检测电阻为第二NMOS管，所述第二NMOS管的栅极与所述低压检测电路的输出端连接，源极接地，漏极与所述单光子雪崩二极管的P极连接。

5.根据权利要求1所述的基于失调控制差分放大结构的单光子雪崩二极管淬灭电路，其特征在于，所述低压检测电路包括自偏置差分放大器和反相器，所述自偏置差分放大器用于感应所述检测电阻上的压降Vin1，人为引入失调电压，实现低压检测；所述反相器用于对所述自偏置差分放大器输出的V_out值进行整形后输出，以使得所述低压检测电路的输出端信号为轨至轨输出。

6.根据权利要求5所述的基于失调控制差分放大结构的单光子雪崩二极管淬灭电路，其特征在于，所述自偏置差分放大器由尾电流管、差分输入管和负载电流镜组成，所述尾电流管为第二PMOS管，所述差分输入管包括第三PMOS管和第四PMOS管，所述负载电流镜包括第三NMOS管和第四NMOS管；所述第二PMOS管的栅极与所述第三NMOS管和第四NMOS管的栅极连接，源极与电源VDD连接，漏极与所述第三PMOS管和第四PMOS管的源极连接；所述第三PMOS管的栅极作为所述低压检测电路的反向输入端与所述单光子雪崩二极管的P极连接，漏极与所述第三NMOS管的漏极连接；所述第四PMOS管的栅极作为所述低压检测电路的同向输入端接地，漏极与所述第四NMOS管的漏极连接作为所述自偏置差分放大器的输出端；所述第三NMOS管的栅极和漏极相连接，源极接地；所述第四NMOS管的源极接地。

7.根据权利要求6所述的基于失调控制差分放大结构的单光子雪崩二极管淬灭电路，其特征在于，所述负载电流镜的宽长比为1：N，其中N＞1。

8.根据权利要求5所述的基于失调控制差分放大结构的单光子雪崩二极管淬灭电路，其特征在于，所述反相器包括第五PMOS管和第五NMOS管，所述第五PMOS管的源极与电源VDD连接，栅极与所述第五NMOS管的栅极连接作为所述反相器的输入端与所述自偏置差分放大器的输出端连接，所述第五PMOS管的漏极与所述第五NMOS管的漏极连接作为所述低压检测电路的输出端，所述第五NMOS管的源极接地。

9.根据权利要求8所述的基于失调控制差分放大结构的单光子雪崩二极管淬灭电路，其特征在于，所述第五PMOS管和第五NMOS管的宽长比为：(W/L)|_p≈2.5(W/L)|_n；其中，(W/L)|_p为PMOS管的宽长比，(W/L)|_n为NMOS管的宽长比。

10.根据权利要求1所述的基于失调控制差分放大结构的单光子雪崩二极管淬灭电路，其特征在于，所述快速淬灭电路包括或门和第六PMOS管，所述或门的第一输入端与所述低压检测电路的输出端连接，所述或门的第二输入端与外部输入的复位信号连接，所述或门的输出端与所述第六PMOS管的栅极连接，所述第六PMOS管的源极与电源VDD连接，漏极与所述单光子雪崩二极管的P极连接。