CN104716859B - 一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法 - Google Patents

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Abstract

一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，在单相控制系统中构造出αβ坐标系，计算电压和功率，计算功率过程中不需低通滤波；在各个逆变器的本地控制器中提取滤波电容电压的相位角，并以其作为参考，将dq坐标系变换回αβ坐标系，电气信号易于通过低带宽通信由集中控制器传输至本地控制器。滤波电容电压基波分量参与第一准比例谐振控制对基波电压的调节；含有谐波电压的滤波电容电压参与第二准比例谐振控制对特征次谐波电压的调节。应用本发明于带非线性负载、各逆变器馈线阻抗不相同及额定容量不一致等复杂条件下的孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制系统中，逆变器仍能够实现输出功率均分控制，且各逆变器间的环流得到有效抑制。

Description

一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法
技术领域
本发明涉及一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，属于分布式发电及智能电网技术领域。
背景技术
为了解决分布式电源接入电网的技术难题，电力系统相关学者们提出了微电网的概念。微电网是由分布式微源、能量转换装置及本地负载通过网络互联组成，能够实现自我控制、保护和管理的局部发电系统。在微电网中，大多数分布式微源均通过逆变器接口接入交流母线，从而形成了一种多逆变器并联运行环境。
由于交流母线上的本地负载多种多样，其中不可避免地有非线性负载存在，这样就给微电网中的逆变器控制带来巨大挑战：除了考虑基波功率的合理分配以外，还需要有效避免谐波功率对逆变器运行的影响；另外，各个并联逆变器均通过馈线接入交流母线，由于各逆变器位置不一，馈线长度各异，进而导致馈线的电气参数各不相同。除此之外，各个并联逆变器的额定容量未必一致，按照它们各自的额定容量分配功率，至今仍是孤岛微电网多逆变器运行这一领域研究的难点。
在现有技术中与本发明申请相关的内容主要有以下几篇文献：
文献一为2014年6月发表在《电工技术学报》第29卷第6期上的《并联逆变器输出阻抗分析及电压控制策略》一文。该文在分析低电压微电网多逆变器并联控制策略时，提出了一种基于虚拟复阻抗的电压控制策略，引入的虚拟复阻抗中同时包含有虚拟电阻和虚拟感抗：虚拟电阻使得逆变器输出阻抗中电阻分量增大；虚拟感抗呈负值、降低逆变器输出阻抗中的电感分量。最终使逆变器等效输出阻抗呈现纯电阻性特性，并在低电压微电网带纯电阻性负载实验中取得较好的实验效果。然而，该文实验验证部分应用的是纯电阻性负载，而且两台并联逆变器的额定容量相同，故该文提出的控制方法是否能够有效应对实际相对复杂的孤岛微电网多逆变器运行环境，有待进一步研究和验证。
文献二为2013年11月发表在《电网技术》第37卷第11期上的《基于分频虚拟电阻的多逆变器并联控制策略》一文。该文针对低电压微电网带非线性负载的多逆变器并联系统，提出了一种分频虚拟电阻的多逆变器并联控制策略。对每个逆变器的输出电流采用带通滤波器进行分频，得到各次谐波电流；通过将各次虚拟电阻分别引入到逆变器输出的各次谐波电流反馈环中，得到各次指令谐波电压，从而对电压控制环进行修正。然而，该文未对额定容量不一致的各逆变器功率均分控制进行研究，此外，相较于文献一中所述虚拟复阻抗而言，文中所述分频虚拟电阻增大了逆变器输出阻抗中的电阻分量，但对于逆变器输出阻抗中电感性分量不能够改变，故可以对其进一步研究和改进。
中国专利文献CN102437589B公开了一种单相太阳能发电多逆变器并联功率均分控制方法。该专利将PID控制方法与无差拍控制方法结合使用。但是，该专利未考虑谐波功率、馈线阻抗不一致、逆变器额定容量不一致等实际条件下的多种复杂因素对逆变器功率均分控制的影响。
中国专利文献CN102842921B公开了一种鲁棒功率下垂控制的微电网多逆变器并联电压控制方法。针对微电网中的每台逆变器，采用鲁棒功率下垂控制器计算并合成逆变器输出参考电压；通过引入含电阻分量和感抗分量的虚拟复阻抗，使得逆变器输出阻抗在工频条件下呈纯阻性。然而，该专利所涉及方法虽可应用于线性负载条件下的多逆变器并联控制系统，但应用于含有非线性负载、逆变器额定容量不一致等条件下的孤岛微电网多逆变器并联控制系统时，应作进一步研究和改进。
中国专利文献CN103227581B公开了一种谐波下垂控制的逆变器并联谐波环流抑制方法，包括谐波下垂控制、功率下垂控制及电压控制。谐波下垂控制通过快速傅里叶FFT变换分频检测特征次谐波功率，根据谐波下垂特性，计算出逆变器输出的特征次谐波参考电压；功率下垂控制计算出基波参考电压；两者合成作为逆变器输出参考电压。然而，该专利需要对瞬时有功功率和瞬时无功功率进行快速傅里叶变换FFT，分频检测出各特征次谐波功率，然后再对各特征次谐波分别计算并合成谐波参考电压，这样具体实施过程过于复杂，程序计算量比较大，可能会影响系统的快速响应速度。
综上所述，现有技术中并未较好地解决低电压微电网中存在的谐波功率、馈线阻抗不一致、逆变器额定容量不一致等实际复杂因素时逆变器功率均分控制这一技术难题。
发明内容
针对现有技术的不足，本发明公开了一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法。
本发明的技术方案如下：
一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，该方法适用于孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制系统，所述孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制系统包括若干并联的逆变器、公共母线、线性和非线性负载、集中控制器；所述逆变器的主电路包括顺次连接的直流稳压电源、H桥逆变电路、LC滤波电路、馈线，所述H桥逆变电路设有S1-S4四个功率开关管，所述逆变器还包括驱动及保护电路、本地控制器；若干个并联的逆变器通过所述馈线连接至公共母线，所述公共母线上接有线性和非线性负载，所述公共母线上还设有集中控制器；
所述集中控制器对公共母线电压进行采样处理和计算，所述集中控制器的输出通过低带宽通信传送至各并联逆变器的本地控制器中，所述本地控制器输出信号通过所述驱动及保护电路，驱动所述H桥逆变电路S1-S4四个功率开关管的开通与关断；具体步骤包括：
(1)在每个采样周期的起始点，本地控制器对滤波电容电压uc_α、滤波电感电流iinv_α、馈线电流iline_α分别进行采样与处理；集中控制器对公共母线电压upcc进行采样、处理与计算，得到dq坐标系下公共母线电压h次谐波分量的d坐标分量值upcch_d和q坐标分量值upcch_q；
(2)利用滑窗离散傅里叶变换SDFT提取滤波电容电压uc_α的基波分量ucf_α，利用滑窗离散傅里叶变换SDFT提取馈线电流iline_α的基波分量ilinef_α；对ucf_α延时四分之一工频周期，得到滤波电容电压uc_α基波分量ucf_α的共轭值ucf_β，对ilinef_α延时四分之一工频周期，得到馈线电流iline_α基波分量ilinef_α的共轭值ilinef_β；
(3)对滤波电容电压uc_α基波分量ucf_α以及ucf_α的共轭值ucf_β进行PLL锁相，得到滤波电容电压uc_α相位角θc；
(4)集中控制器通过低带宽通信，将dq坐标系下公共母线电压h次谐波分量的d坐标分量值upcch_d和q坐标分量值upcch_q传送至本地控制器；本地控制器参考滤波电容电压uc_α相位角θc，对upcch_d和upcch_q进行dq/αβ坐标变换，得到αβ坐标系下公共母线电压upcc的h次谐波分量upcch_α以及h次谐波分量upcch_α的共轭值upcch_β；
(5)将upcch_α、upcch_β与h次谐波反馈系数Gh运算，得到h次谐波虚拟阻抗电压uvh；
(6)由滤波电容电压uc_α的基波分量ucf_α及ucf_α的共轭值ucf_β、馈线电流iline_α的基波分量ilinef_α及ilinef_α的共轭值ilinef_β，通过功率计算得到有功功率P和无功功率Q；
(7)由有功功率P和无功功率Q，通过下垂控制得到参考电压角频率ω和参考电压幅值E；
(8)由滤波电容电压uc_α相位角θc、参考电压角频率ω和参考电压幅值E合成下垂控制输出参考电压udroop_α；
(9)ilinef_α、ilinef_β和虚拟基波阻抗运算，得到基波虚拟阻抗电压uvf；
(10)下垂控制输出参考电压udroop_α减去基波虚拟阻抗电压uvf和滤波电容电压uc_α基波分量ucf_α，得到的差值通过第一准比例谐振控制进行电压调节；h次谐波虚拟阻抗电压uvh加上滤波电容电压uc_α，得到的和值通过第二准比例谐振控制进行电压调节；
(11)第一准比例谐振控制的输出减去第二准比例谐振控制的输出，得到的差值为参考电流iref；
(12)参考电流iref减去滤波电感电流iinv_α，得到的差值再乘以电流增益KI，得到调制信号ir；
(13)调制信号ir通过驱动及保护电路，驱动H桥逆变电路S1-S4四个功率开关管的通断。
根据本发明优选的，所述步骤(1)中，集中控制器对公共母线电压upcc进行采样、处理与计算，得到dq坐标系下公共母线电压h次谐波分量的d坐标分量值upcch_d和q坐标分量值upcch_q，具体步骤包括：
a、集中控制器通过滑窗离散傅里叶变换SDFT提取公共母线电压upcc基波分量upccf_α和h次谐波分量upcch_α，对upccf_α延时四分之一工频周期，得到upccf_α的共轭值upccf_β，对upcch_α延时四分之一h次谐波频率周期，得到upcch_α的共轭值upcch_β；滑窗离散傅里叶变换SDFT在z域中的传递函数HSDFT(z)如式(Ⅰ)所示：
式(Ⅰ)中，N为一个工频周期的采样点数；提取基波分量时，h＝1，提取h次谐波分量时，h＝3，5，7，9；j为虚数单位，且j2＝-1；
b、对公共母线电压upcc基波分量upccf_α及upccf_α的共轭值upccf_β进行PLL锁相，得到公共母线电压upcc相位角θpcc,计算公式如式(Ⅱ)所示：
c、参考hθpcc，对公共母线电压upcc的h次谐波分量upcch_α及upcch_α的共轭值upcch_β进行αβ/dq坐标变换，得到upcch_d和upcch_q,计算公式如式(Ⅲ)所示：
本发明采用解耦控制的dq变换方法,把正交的静止坐标系变换成旋转坐标系。αβ/dq坐标变换使得各个控制量可以分别控制，可以消除谐波电压和不对称电压的影响；由于应用了同步旋转坐标变换，容易实现基波与谐波的分离，也易于低带宽通信对信号的传输。
根据本发明优选的，所述步骤(4)中，对upcch_d和upcch_q进行dq/αβ坐标变换，得到upcch_α和upcch_β,计算公式如式(Ⅳ)所示：
由于公共母线电压upcc相位角θpcc和滤波电容电压uc_α相位角θc之间的相角差极小，采用滤波电容电压uc_α相位角θc对upcch_d和upcch_q进行dq/αβ坐标变换，可以避免公共母线电压upcc相位角θpcc经低带宽通信传输，故用θc替代θpcc进行dq/αβ坐标变换。
根据本发明优选的，所述步骤(5)中，由upcch_α、upcch_β与Gh运算得到h次谐波虚拟阻抗电压uvh,计算公式如式(Ⅴ)所示：
式(Ⅴ)中，Gh为一复数，Gh＝GR_h+jGI_h，GR_h是h次谐波反馈系数Gh的实部，GI_h是h次谐波反馈系数Gh的虚部，j为虚数单位，且j2＝-1。
根据本发明优选的，所述步骤(6)中，计算有功功率P和无功功率Q,计算公式如式(Ⅵ)所示：
式(Ⅵ)中，功率计算是在构造的αβ坐标系下进行的，由于式中各参数均为工频条件下的电气量，因此不需要通过数字低通滤波对得到的功率值进行再滤波。
根据本发明优选的，所述步骤(7)中，计算参考电压角频率ω和参考电压幅值E,计算公式如式(Ⅶ)所示：
式(Ⅶ)中，E*为空载电压幅值参考值，ω*为空载角频率参考值；DP为有功功率下垂系数；DQ为无功功率下垂系数；
在含有N个不同额定容量逆变器的孤岛微电网中，为使负荷按照各逆变器的额定容量大小呈比例分配，即要实现功率均分控制，那么N个逆变器的下垂系数和额定功率等级之间的关系如式(Ⅷ)所示：
式(Ⅷ)中，DP,1至DP,N表示序号从1至N的各逆变器的有功功率下垂系数，DQ,1至DQ,N表示序号从1至N的各逆变器的无功功率下垂系数；Prated,1至Prated,N表示序号从1至N的各逆变器的额定有功功率，Qrated,1至Qrated,N表示序号从1至N的各逆变器的额定无功功率；
在含有N个不同额定容量逆变器的孤岛微电网中，考虑馈线阻抗的影响，各逆变器的等效输出阻抗Zeq满足以下约束条件，如式(Ⅸ)所示：
式(Ⅸ)中，Req,1至Req,N表示序号从1至N的各逆变器的等效输出电阻，Xeq,1至Xeq,N表示序号从1至N的各逆变器的等效输出电抗；
对各逆变器而言，等效输出阻抗Zeq的计算公式如式(Ⅹ)所示：
Zeq＝Req+jXeq＝Zline+Zout＝(Rline+jω*Lline)+Zout (Ⅹ)
式(Ⅹ)中，Req为逆变器的等效输出电阻，Xeq为逆变器的等效输出电抗，Zline为逆变器馈线阻抗，Zout为逆变器输出阻抗，Rline为逆变器馈线电阻，Lline为逆变器馈线电抗，ω*为空载角频率参考值。
为使负荷按照各逆变器的额定容量大小呈比例分配，即要实现功率均分控制，那么各个逆变器的下垂系数和额定功率等级之间的关系如上式(Ⅷ)所示。各个并联逆变器通过馈线接入交流母线，由于各逆变器位置不一，馈线长度各异，馈线的电气参数就各不相同，这样就会导致逆变器之间环流的产生；在各个逆变器的下垂系数和额定功率等级之间需要满足式(Ⅷ)所示关系的前提下，考虑馈线阻抗的影响，实现不同功率等级、不同馈线阻抗条件下的多逆变器并联功率均分控制，对各逆变器而言，等效输出阻抗Zeq还需要满足式(Ⅸ)所示约束条件，Zeq的计算公式如式(Ⅹ)所示。
根据本发明优选的，所述步骤(8)中，合成下垂控制输出参考电压udroop_α的计算公式如式(Ⅺ)所示：
udroop_α＝E sin(ωt+θc) (Ⅺ)。
由于公共母线电压upcc相位角θpcc和滤波电容电压uc_α相位角θc之间的相角差极小，故此处用滤波电容电压uc_α相位角θc代替公共母线电压upcc相位角θpcc，作为下垂控制输出参考电压的相位角。
根据本发明优选的，所述步骤(9)中，基波虚拟阻抗电压uvf的计算公式如式(Ⅻ)所示：
uvf＝Rvfiline_α-ω*Lvfiline_β (Ⅻ)
式(Ⅻ)中，Rvf为虚拟基波阻抗的电阻值，Lvf为虚拟基波阻抗的电感值，ω*为空载角频率参考值。
根据本发明优选的，所述步骤(10)中，第一准比例谐振控制的传递函数G1(s)如式(XIII)所示：
式(XIII)中，s为复频率，kp1为第一准比例谐振控制的比例系数，kif为第一准比例谐振控制的谐振增益；ωc1为第一准比例谐振控制的截止频率；ωf为基波角频率；
所述第二准比例谐振控制的传递函数G2(s)如式(XIV)所示：
式(XIV)中，s为复频率，kp2为第二准比例谐振控制的比例系数，kih为第二准比例谐振控制的谐振增益；ωc2为第二准比例谐振控制的截止频率；ωh为h次谐波角频率。
根据本发明优选的，所述步骤(11)中，第一准比例谐振控制的输出减去第二准比例谐振控制的输出，得到的差值为参考电流iref，计算公式如式(XV)所示：
根据本发明优选的，所述步骤(12)中，调制信号ir计算公式如式(XVI)所示：
ir＝KI(iref-iL) (XVI)。
本发明的有益效果为：
1、在孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制系统带非线性负载、各逆变器馈线阻抗不相同及额定容量不一致等实际复杂运行条件下，逆变器仍能够向公共母线提供稳定的电压和频率支撑，公共母线谐波电压畸变率显著降低，逆变器间的环流得到抑制、功率得到均分控制，确保孤岛微电网稳定运行。
2、采用集中控制器对公共母线电压采样处理，然后通过低带宽通信将输出信号传送到各逆变器的本地控制器中，可以避免各个逆变器均对公共母线电压进行采样，节约了设备成本，简化了本地控制器的结构设计。
3、在单相逆变器控制系统中，采用将部分电气量延时得到其共轭值的方法，构造出αβ坐标系进行功率运算，不需要利用低通滤波对功率进行滤波，简化了功率计算；通过把正交的αβ静止坐标系变换成dq同步旋转坐标系，实现基波量与谐波量以及各次谐波量之间的分离，易于低带宽通信对信号的传输。
4、在本地控制器中提取滤波电容电压相位角作为下垂控制输出参考电压的相位角，并以其作为参考进行dq/αβ坐标变换，避免经低带宽通信传输公共母线电压相位角引起的延时和失真。
5、设有第一准比例谐振控制和第二准比例谐振控制共同对电压进行调节，可以实现基波电压与谐波电压的独立控制：由于第一准比例谐振控制仅对基波电压调节，而第二准比例谐振控制对特征次谐波电压进行调节，故滤波电容电压基波分量参与第一准比例谐振控制的电压调节，含有谐波电压的滤波电容电压参与第二准比例谐振控制对特征次谐波电压的调节。
附图说明
图1为本发明孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制系统结构示意图；
图1中，uc_α为滤波电容电压，iinv_α为滤波电感电流，iline_α为馈线电流，upcc为公共母线电压；LL为LC滤波电路的电感；CL为LC滤波电路的电容；Rline为馈线的电阻；Lline为馈线的电感；
图2为本发明孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法示意图；
图3为本发明集中控制器工作原理示意图。
具体实施方式
下面结合说明书附图和具体实施例对本发明作进一步限定，但不限于此。
实施例1
一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，该方法适用于孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制系统，所述孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制系统包括若干并联的逆变器、公共母线、线性和非线性负载、集中控制器；所述逆变器的主电路包括顺次连接的直流稳压电源、H桥逆变电路、LC滤波电路、馈线，所述H桥逆变电路设有S1-S4四个功率开关管，所述逆变器还包括驱动及保护电路、本地控制器；若干个并联的逆变器通过所述馈线连接至公共母线，所述公共母线上接有线性和非线性负载，所述公共母线上还设有集中控制器；所述孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制系统结构见图1。
所述集中控制器对公共母线电压进行采样处理和计算，所述集中控制器的输出通过低带宽通信传送至各并联逆变器的本地控制器中，所述本地控制器输出信号通过所述驱动及保护电路，驱动所述H桥逆变电路S1-S4四个功率开关管的开通与关断；具体步骤包括：
(1)在每个采样周期的起始点，本地控制器对滤波电容电压uc_α、滤波电感电流iinv_α、馈线电流iline_α分别进行采样与处理；集中控制器对公共母线电压upcc进行采样、处理与计算，得到dq坐标系下公共母线电压h次谐波分量的d坐标分量值upcch_d和q坐标分量值upcch_q；
(2)利用滑窗离散傅里叶变换SDFT提取滤波电容电压uc_α的基波分量ucf_α，利用滑窗离散傅里叶变换SDFT提取馈线电流iline_α的基波分量ilinef_α；对ucf_α延时四分之一工频周期，得到滤波电容电压uc_α基波分量ucf_α的共轭值ucf_β，对ilinef_α延时四分之一工频周期，得到馈线电流iline_α基波分量ilinef_α的共轭值ilinef_β；
(3)对滤波电容电压uc_α基波分量ucf_α及ucf_α的共轭值ucf_β进行PLL锁相，得到滤波电容电压uc_α相位角θc；
(4)集中控制器通过低带宽通信，将dq坐标系下公共母线电压h次谐波分量的d坐标分量值upcch_d和q坐标分量值upcch_q传送至本地控制器；本地控制器参考滤波电容电压uc_α相位角θc，对upcch_d和upcch_q进行dq/αβ坐标变换，得到αβ坐标系下公共母线电压upcc的h次谐波分量upcch_α以及h次谐波分量upcch_α的共轭值upcch_β；
(5)将upcch_α、upcch_β与h次谐波反馈系数Gh运算，得到h次谐波虚拟阻抗电压uvh；
(6)由滤波电容电压uc_α的基波分量ucf_α及ucf_α的共轭值ucf_β、馈线电流iline_α的基波分量ilinef_α及ilinef_α的共轭值ilinef_β，通过功率计算得到有功功率P和无功功率Q；
(7)由有功功率P和无功功率Q，通过下垂控制得到参考电压角频率ω和参考电压幅值E；
(8)由滤波电容电压uc_α相位角θc、参考电压角频率ω和参考电压幅值E合成下垂控制输出参考电压udroop_α；
(9)ilinef_α、ilinef_β和虚拟基波阻抗运算，得到基波虚拟阻抗电压uvf；
(10)下垂控制输出参考电压udroop_α减去基波虚拟阻抗电压uvf和滤波电容电压uc_α基波分量ucf_α，得到的差值通过第一准比例谐振控制进行电压调节；h次谐波虚拟阻抗电压uvh加上滤波电容电压uc_α，得到的和值通过第二准比例谐振控制进行电压调节；
(11)第一准比例谐振控制的输出减去第二准比例谐振控制的输出，得到的差值为参考电流iref；
(12)参考电流iref减去滤波电感电流iinv_α，得到的差值再乘以电流增益KI，得到调制信号ir；
(13)调制信号ir通过驱动及保护电路，驱动H桥逆变电路S1-S4四个功率开关管的通断。
孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法示意图见图2。
孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法中，各并联逆变器共用一个集中控制器，对公共母线电压进行采样、处理与计算，避免各个逆变器均对公共母线电压进行采样，节约了设备成本，简化了本地控制器的结构设计；为使集中控制器易于将信号通过低带宽通信传输至各逆变器的本地控制器，采用将单相控制系统中部分电气量延时得到其共轭值的方法，构造出αβ坐标系，并把正交的αβ静止坐标系变换成dq同步旋转坐标系，实现了基波量与谐波量以及各次谐波量之间的分离；在本地控制器中提取滤波电容电压相位角作为下垂控制输出参考电压的相位角，并以其作为参考进行dq/αβ坐标反变换，避免通过低带宽通信传输公共母线电压相位角引起的延时和失真；在αβ坐标系下进行功率运算，不需用数字低通滤波进行滤波，简化了功率计算。滤波电容电压基波分量参与第一准比例谐振控制对基波电压的调节；滤波电容电压含有谐波电压，参与第二准比例谐振控制对特征次谐波的调节。
实施例2
根据实施例1所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，进一步限定为，所述步骤(1)中，集中控制器对公共母线电压upcc进行采样、处理与计算，得到dq坐标系下公共母线电压h次谐波分量的d坐标分量值upcch_d和q坐标分量值upcch_q，具体步骤包括：
a、集中控制器通过滑窗离散傅里叶变换SDFT提取公共母线电压upcc基波分量upccf_α和h次谐波分量upcch_α，对upccf_α延时四分之一工频周期，得到对应的共轭值upccf_β，对upcch_α延时四分之一h次谐波频率周期，得到对应的共轭值upcch_β；滑窗离散傅里叶变换SDFT在z域中的传递函数HSDFT(z)如式(Ⅰ)所示：
式(Ⅰ)中，N为一个工频周期的采样点数；提取基波分量时，h＝1，提取h次谐波分量时，h＝3，5，7，9；j为虚数单位，且j2＝-1；
b、对公共母线电压upcc基波分量upccf_α及upccf_α的共轭值upccf_β进行PLL锁相，得到公共母线电压upcc相位角θpcc,计算公式如式(Ⅱ)所示：
c、参考hθpcc，对公共母线电压upcc的h次谐波分量upcch_α及upcch_α的共轭值upcch_β进行αβ/dq坐标变换，得到upcch_d和upcch_q,计算公式如式(Ⅲ)所示：
实施例2所述的集中控制器，其工作原理示意图如图3所示。
采用解耦控制的dq变换方法,把正交的静止坐标系变换成同步旋转坐标系。αβ/dq坐标变换使得各个控制量可以单独控制，可以消除谐波电压和不对称电压的影响；由于应用了同步旋转坐标系变换，容易实现基波与谐波的分离，也易于低带宽通信对信号的传输。
实施例3
根据实施例1所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，进一步限定为，所述步骤(4)中，对upcch_d和upcch_q进行dq/αβ坐标变换，得到upcch_α和upcch_β,计算公式如式(Ⅳ)所示：
由于公共母线电压upcc相位角θpcc和滤波电容电压uc_α相位角θc之间的相角差极小，采用滤波电容电压uc_α相位角θc对upcch_d和upcch_q进行dq/αβ坐标变换，可以避免公共母线电压upcc相位角θpcc经低带宽通信传输，故用θc替代θpcc进行dq/αβ坐标变换。
实施例4
根据实施例1所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，进一步限定为，所述步骤(5)中，由upcch_α、upcch_β与Gh运算得到h次谐波虚拟阻抗电压uvh,计算公式如式(Ⅴ)所示：
式(Ⅴ)中，Gh为一复数，Gh＝GR_h+jGI_h，GR_h是h次谐波反馈系数Gh的实部，GI_h是h次谐波反馈系数Gh的虚部，j为虚数单位，且j2＝-1；。
式(Ⅴ)的详细推导过程为：
实施例5
根据实施例1所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，进一步限定为，所述步骤(6)中，计算有功功率P和无功功率Q,计算公式如式(Ⅵ)所示：
式(Ⅵ)中，功率计算是在构造的αβ坐标系下进行的，式中各参数均为工频条件下的电气量，不需要数字低通滤波对功率值进行再滤波。
实施例6
根据实施例1所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，进一步限定为，所述步骤(7)中，计算参考电压角频率ω和参考电压幅值E,计算公式如式(Ⅶ)所示：
式(Ⅶ)中，E*为空载电压幅值参考值，ω*为空载角频率参考值；DP为有功功率下垂系数；DQ为无功功率下垂系数；
在含有N个不同额定容量逆变器的孤岛微电网中，N个逆变器的下垂系数和额定功率等级之间的关系如式(Ⅷ)所示：
式(Ⅷ)中，DP,1至DP,N表示序号从1至N的各逆变器的有功功率下垂系数，DQ,1至DQ,N表示序号从1至N的各逆变器的无功功率下垂系数；Prated,1至Prated,N表示序号从1至N的各逆变器的额定有功功率，Qrated,1至Qrated,N表示序号从1至N的各逆变器的额定无功功率；
在含有N个不同额定容量逆变器的孤岛微电网中，各逆变器的等效输出阻抗Zeq还需要满足以下约束条件，如式(Ⅸ)所示：
式(Ⅸ)中，Req,1至Req,N表示序号从1至N的各逆变器的等效输出电阻，Xeq,1至Xeq,N表示序号从1至N的各逆变器的等效输出电抗；
对各逆变器而言，等效输出阻抗Zeq的计算公式如式(Ⅹ)所示：
Zeq＝Req+jXeq＝Zline+Zout＝(Rline+jω*Lline)+Zout (Ⅹ)
式(Ⅹ)中，Req为逆变器的等效输出电阻，Xeq为逆变器的等效输出电抗，Zline为逆变器馈线阻抗，Zout为逆变器输出阻抗，Rline为逆变器馈线电阻，Lline为逆变器馈线电抗，ω*为空载角频率参考值，j为虚数单位，且j2＝-1。
为使负荷按照各逆变器的额定容量大小呈比例分配，即要实现功率均分控制，那么各个逆变器的下垂系数和额定功率等级之间的关系如上式(Ⅷ)所示。各个并联逆变器通过馈线接入交流母线，由于各逆变器位置不一，馈线长度各异，馈线的电气参数就各不相同，这样就会导致逆变器之间环流的产生；在各个逆变器的下垂系数和额定功率等级之间需要满足式(Ⅷ)所示关系的前提下，考虑馈线阻抗的影响，实现不同功率等级、不同馈线阻抗条件下的多逆变器并联功率均分控制，对各逆变器而言，等效输出阻抗Zeq还需要满足式(Ⅸ)所示约束条件，Zeq的计算公式如式(Ⅹ)所示。
实施例7
根据实施例1所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，进一步限定为，所述步骤(8)中，合成下垂控制输出参考电压udroop_α的计算公式如式(Ⅺ)所示：
udroop_α＝E sin(ωt+θc) (Ⅺ)。
由于公共母线电压upcc相位角θpcc和滤波电容电压uc_α相位角θc之间的相角差极小，故此处用滤波电容电压uc_α相位角θc代替公共母线电压upcc相位角θpcc，作为下垂控制输出参考电压的相位角。
实施例8
根据实施例1所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，进一步限定为，所述步骤(9)中，基波虚拟阻抗电压uvf的计算公式如式(Ⅻ)所示：
uvf＝Rvfiline_α-ω*Lvfiline_β (Ⅻ)
式(Ⅻ)中，Rvf为虚拟基波阻抗的电阻值，Lvf为虚拟基波阻抗的电感值，ω*为空载角频率参考值。
实施例9
根据实施例1所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，进一步限定为，所述步骤(10)中，第一准比例谐振控制的传递函数G1(s)如式(XIII)所示：
式(XIII)中，s为复频率，kp1为第一准比例谐振控制的比例系数，kif为第一准比例谐振控制的谐振增益；ωc1为第一准比例谐振控制的截止频率；ωf为基波角频率；
所述第二准比例谐振控制的传递函数G2(s)如式(XIV)所示：
式(XIV)中，s为复频率，kp2为第二准比例谐振控制的比例系数，kih为第二准比例谐振控制的谐振增益；ωc2为第二准比例谐振控制的截止频率；ωh为h次谐波角频率。
实施例10
根据实施例1所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，进一步限定为，所述步骤(11)中，第一准比例谐振控制的输出减去第二准比例谐振控制的输出，得到的差值为参考电流iref，计算公式如式(XV)所示：
实施例11
根据实施例1所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，进一步限定为，所述步骤(12)中，调制信号ir计算公式如式(XVI)所示：
ir＝KI(iref-iL) (XVI)。

Claims (10)

1.一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，其特征在于，该方法适用于孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制系统，所述孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制系统包括若干并联的逆变器、公共母线、线性和非线性负载、集中控制器；所述逆变器的主电路包括顺次连接的直流稳压电源、H桥逆变电路、LC滤波电路、馈线，所述H桥逆变电路设有S1-S4四个功率开关管，所述逆变器还包括驱动及保护电路、本地控制器；若干个并联的逆变器通过所述馈线连接至公共母线，所述公共母线上接有线性和非线性负载，所述公共母线上还设有集中控制器；
所述集中控制器对公共母线电压进行采样处理和计算，所述集中控制器的输出通过低带宽通信传送至各并联逆变器的本地控制器中，所述本地控制器输出信号通过所述驱动及保护电路，驱动所述H桥逆变电路S1-S4四个功率开关管的开通与关断；具体步骤包括：
(1)在每个采样周期的起始点，本地控制器对滤波电容电压uc_α、滤波电感电流iinv_α、馈线电流iline_α分别进行采样与处理；集中控制器对公共母线电压upcc进行采样、处理与计算，得到dq坐标系下公共母线电压h次谐波分量的d坐标分量值upcch_d和q坐标分量值upcch_q；
(2)利用滑窗离散傅里叶变换SDFT提取滤波电容电压uc_α的基波分量ucf_α，利用滑窗离散傅里叶变换SDFT提取馈线电流iline_α的基波分量ilinef_α；
对ucf_α延时四分之一工频周期，得到滤波电容电压uc_α基波分量ucf_α的共轭值ucf_β，对ilinef_α延时四分之一工频周期，得到馈线电流iline_α基波分量ilinef_α的共轭值ilinef_β；
(3)对滤波电容电压uc_α基波分量ucf_α以及ucf_α的共轭值ucf_β进行PLL锁相，得到滤波电容电压uc_α相位角θc；
(4)集中控制器通过低带宽通信，将dq坐标系下公共母线电压h次谐波分量的d坐标分量值upcch_d和q坐标分量值upcch_q传送至本地控制器；本地控制器参考滤波电容电压uc_α相位角θc，对upcch_d和upcch_q进行dq/αβ坐标变换，得到αβ坐标系下公共母线电压upcc的h次谐波分量upcch_α以及h次谐波分量upcch_α的共轭值upcch_β；
(5)将upcch_α、upcch_β与h次谐波反馈系数Gh运算，得到h次谐波虚拟阻抗电压uvh；
(6)由滤波电容电压uc_α的基波分量ucf_α及ucf_α的共轭值ucf_β、馈线电流iline_α的基波分量ilinef_α及ilinef_α的共轭值ilinef_β，通过功率计算得到有功功率P和无功功率Q；
(7)由有功功率P和无功功率Q，通过下垂控制得到参考电压角频率ω和参考电压幅值E；
(8)由滤波电容电压uc_α相位角θc、参考电压角频率ω和参考电压幅值E合成下垂控制输出参考电压udroop_α；
(9)ilinef_α、ilinef_β和虚拟基波阻抗运算，得到基波虚拟阻抗电压uvf；
(10)下垂控制输出参考电压udroop_α减去基波虚拟阻抗电压uvf和滤波电容电压uc_α基波分量ucf_α，得到的差值通过第一准比例谐振控制进行电压调节；h次谐波虚拟阻抗电压uvh加上滤波电容电压uc_α，得到的和值通过第二准比例谐振控制进行电压调节；
(11)第一准比例谐振控制的输出减去第二准比例谐振控制的输出，得到的差值为参考电流iref；
(12)参考电流iref减去滤波电感电流iinv_α，得到的差值再乘以电流增益KI，得到调制信号ir；
(13)调制信号ir通过驱动及保护电路，驱动H桥逆变电路S1-S4四个功率开关管的通断。
2.根据权利要求1所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，其特征在于，所述步骤(1)中，集中控制器对公共母线电压upcc进行采样、处理与计算，得到dq坐标系下公共母线电压h次谐波分量的d坐标分量值upcch_d和q坐标分量值upcch_q，具体步骤包括：
a、集中控制器通过滑窗离散傅里叶变换SDFT提取公共母线电压upcc基波分量upccf_α和h次谐波分量upcch_α，对upccf_α延时四分之一工频周期，得到upccf_α的共轭值upccf_β，对upcch_α延时四分之一h次谐波频率周期，得到upcch_α的共轭值upcch_β；滑窗离散傅里叶变换SDFT在z域中的传递函数HSDFT(z)如式(Ⅰ)所示：
H S D F T ( z ) = 1 - z - N 1 - e j 2 π h / N z - 1 - - - ( I )
式(Ⅰ)中，N为一个工频周期的采样点数；提取基波分量时，h＝1，提取h次谐波分量时，h＝3，5，7，9；j为虚数单位，且j2＝-1；
b、对公共母线电压upcc基波分量upccf_α及upccf_α的共轭值upccf_β进行PLL锁相，得到公共母线电压upcc相位角θpcc,计算公式如式(Ⅱ)所示：
&theta; p c c = tan - 1 ( u p c c f _ &beta; / u p c c f _ &alpha; ) ( u p c c f _ &alpha; &GreaterEqual; 0 ) tan - 1 ( u p c c f _ &beta; / u p c c f _ &alpha; ) + &pi; ( u p c c f _ &alpha; < 0 ) - - - ( I I ) ;
c、参考hθpcc，对公共母线电压upcc的h次谐波分量upcch_α及upcch_α的共轭值upcch_β进行αβ/dq坐标变换，得到upcch_d和upcch_q,计算公式如式(Ⅲ)所示：
u p c c h _ d u p c c h _ q = c o s ( h&theta; p c c ) s i n ( h&theta; p c c ) - sin ( h&theta; p c c ) c o s ( h&theta; p c c ) u p c c h _ &alpha; u p c c h _ &beta; - - - ( I I I ) .
3.根据权利要求1所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，其特征在于，所述步骤(4)中，对upcch_d和upcch_q进行dq/αβ坐标变换，得到upcch_α和upcch_β,计算公式如式(Ⅳ)所示：
u p c c h _ &alpha; u p c c h _ &beta; = c o s ( h&theta; c ) - s i n ( h&theta; c ) sin ( h&theta; c ) c o s ( h&theta; c ) u p c c h _ d u p c c h _ q - - - ( I V ) .
4.根据权利要求1所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，其特征在于，所述步骤(5)中，由upcch_α、upcch_β与Gh运算得到h次谐波虚拟阻抗电压uvh,计算公式如式(Ⅴ)所示：
u v h = &Sigma; h = 3 , 5 , 7 , 9 G R _ h V p c c h _ &alpha; - &Sigma; h = 3 , 5 , 7 , 9 G I _ h V p c c h _ &beta; - - - ( V )
式(Ⅴ)中，Gh为一复数，Gh＝GR_h+jGI_h，GR_h是h次谐波反馈系数Gh的实部，GI_h是h次谐波反馈系数Gh的虚部，j为虚数单位，且j2＝-1。
5.根据权利要求1所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，其特征在于，所述步骤(6)中，计算有功功率P和无功功率Q,计算公式如式(Ⅵ)所示：
P = 1 2 ( u c f _ &alpha; i l i n e f _ &alpha; + u c f _ &beta; i l i n e f _ &beta; ) Q = 1 2 ( u c f _ &beta; i l i n e f _ &alpha; - u c f _ &alpha; i l i n e f _ &beta; ) - - - ( V I ) ;
式(Ⅵ)中，功率计算是在构造的αβ坐标系下进行的，由于式中各参数均为工频条件下的电气量，因此不需要通过数字低通滤波对得到的功率值进行再滤波。
6.根据权利要求1所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，其特征在于，所述步骤(7)中，计算参考电压角频率ω和参考电压幅值E,计算公式如式(Ⅶ)所示：
&omega; = &omega; * - D P &CenterDot; P E = E * - D Q &CenterDot; Q - - - ( V I I )
式(Ⅶ)中，E*为空载电压幅值参考值，ω*为空载角频率参考值；DP为有功功率下垂系数；DQ为无功功率下垂系数；
在含有N个不同额定容量逆变器的孤岛微电网中，N个逆变器的下垂系数和额定功率等级之间的关系如式(Ⅷ)所示：
D P , 1 P r a t e d , 1 = D P , 2 P r a t e d , 2 = ... = D P , N P r a t e d , N D Q , 1 Q r a t e d , 1 = D Q , 2 Q r a t e d , 2 = ... = D Q , N Q r a t e d , N - - - ( V I I I )
式(Ⅷ)中，DP,1至DP,N表示序号从1至N的各逆变器的有功功率下垂系数，DQ,1至DQ,N表示序号从1至N的各逆变器的无功功率下垂系数；Prated,1至Prated,N表示序号从1至N的各逆变器的额定有功功率，Qrated,1至Qrated,N表示序号从1至N的各逆变器的额定无功功率；
在含有N个不同额定容量逆变器的孤岛微电网中，各逆变器的等效输出阻抗Zeq满足以下约束条件，如式(Ⅸ)所示：
R e q , 1 P r a t e d , 1 = R e q , 2 P r a t e d , 2 = ... = R e q , N P r a t e d , N X e q , 1 Q r a t e d , 1 = X e q , 2 Q r a t e d , 2 = ... = X e q , N Q r a t e d , N - - - ( I X )
式(Ⅸ)中，Req,1至Req,N表示序号从1至N的各逆变器的等效输出电阻，Xeq,1至Xeq,N表示序号从1至N的各逆变器的等效输出电抗；
对各逆变器而言，等效输出阻抗Zeq的计算公式如式(Ⅹ)所示：
Zeq＝Req+jXeq＝Zline+Zout＝(Rline+jω*Lline)+Zout (Ⅹ)
式(Ⅹ)中，Req为逆变器的等效输出电阻，Xeq为逆变器的等效输出电抗，Zline为逆变器馈线阻抗，Zout为逆变器输出阻抗，Rline为逆变器馈线电阻，Lline为逆变器馈线电抗，ω*为空载角频率参考值。
7.根据权利要求1所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，其特征在于，所述步骤(8)中，合成下垂控制输出参考电压udroop_α的计算公式如式(Ⅺ)所示：
udroop_α＝E sin(ωt+θc) (Ⅺ)。
8.根据权利要求1所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，其特征在于，所述步骤(9)中，基波虚拟阻抗电压uvf的计算公式如式(Ⅻ)所示：
uvf＝Rvfiline_α-ω*Lvfiline_β (Ⅻ)
式(Ⅻ)中，Rvf为虚拟基波阻抗的电阻值，Lvf为虚拟基波阻抗的电感值，ω*为空载角频率参考值。
9.根据权利要求1所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，其特征在于，所述步骤(10)中，第一准比例谐振控制的传递函数G1(s)如式(XIII)所示：
G 1 ( s ) = k p 1 + 2 k i f &omega; c 1 s s 2 + 2 &omega; c 1 s + &omega; f 2 - - - ( X I I I )
式(XIII)中，s为复频率，kp1为第一准比例谐振控制的比例系数，kif为第一准比例谐振控制的谐振增益；ωc1为第一准比例谐振控制的截止频率；ωf为基波角频率；
所述第二准比例谐振控制的传递函数G2(s)如式(XIV)所示：
G 2 ( s ) = k p 2 + &Sigma; h = 3 , 5 , 7 , 9 2 k i h &omega; c 2 s s 2 + 2 &omega; c 2 s + &omega; h 2 - - - ( X I V )
式(XIV)中，s为复频率，kp2为第二准比例谐振控制的比例系数，kih为第二准比例谐振控制的谐振增益；ωc2为第二准比例谐振控制的截止频率；ωh为h次谐波角频率。
10.根据权利要求1所述一种孤岛微电网多逆变器并联功率均分控制方法，其特征在于，所述步骤(11)中，第一准比例谐振控制的输出减去第二准比例谐振控制的输出，得到的差值为参考电流iref，计算公式如式(XV)所示：
i r e f = ( k p 1 + 2 k i f &omega; c 1 s s 2 + 2 &omega; c 1 s + &omega; f 2 ) ( u d r o o p _ &alpha; - u v f - u c f _ &alpha; ) - ( k p 1 + &Sigma; h = 3 , 5 , 7 , 9 2 k i h &omega; c 2 s s 2 + 2 &omega; c 2 s + &omega; h 2 ) ( u v h + u c _ &alpha; ) - - - ( X V ) ;
所述步骤(12)中，调制信号ir计算公式如式(XVI)所示：
ir＝KI(iref-iL) (XVI)。
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