CN104716856B

CN104716856B - 模块化多电平变流器模型预测控制方法

Info

Publication number: CN104716856B
Application number: CN201510117469.8A
Authority: CN
Inventors: 林环城; 王志新
Original assignee: Shanghai Jiaotong University
Current assignee: Shanghai Jiaotong University
Priority date: 2015-03-17
Filing date: 2015-03-17
Publication date: 2017-06-13
Anticipated expiration: 2035-03-17
Also published as: CN104716856A

Abstract

本发明提出一种模块化多电平变流器模型预测控制方法，其包括以下步骤：根据功率指令计算dq轴参考电流；对dq轴参考电流进行误差校正；通过相电流预测值计算代价方程，选取最优相电压；通过桥臂内部电流预测值计算代价方程，选取最优补偿电平；确定各桥臂需投入子模块数量；根据子模块电容电压预测值计算代价方程，确定各桥臂被投入的子模块；对被选择投入的子模块，给出上开关管导通、下开关管关断的触发指令；对其余子模块，给出上开关管关断、下开关管导通的触发指令。本发明不仅降低了模型预测控制在MMC控制中的计算量，且通过参考电流校正提升了相电流控制的稳态精度，整体结构简单，更适应MMC灵活可拓展的特性。

Description

模块化多电平变流器模型预测控制方法

技术领域

本发明涉及一种控制方法，具体地，涉及一种模块化多电平变流器模型预测控制方法。

背景技术

模块化多电平变流器(Modular Multilevel Converter，MMC)采用模块化设计子模块的级联结构形式，具有灵活的可扩展特性，同时相对于传统的两电平电压源型变流器它具有输出特性好、谐波含量低、无需交流滤波器、更适于电压等级高的场合等优点，从而被越来越多地应用于VSC-HVDC系统中。

经对现有文献检索发现，《中国电机工程学报》上发表了题为“采用载波移相技术的模块化多电平变流器电容电压平衡控制”的文章，该文提出采用与传统两电平VSC-HVDC系统相近的双闭环控制策略调节直流电压和功率，并引入包含两个比例积分(Proportional Integral，PI)控制器的能量均分控制和一个比例控制器的电压均衡控制来实现环流抑制和电压均衡控制。该方法可以实现电压均衡控制，但是只能抑制而无法完全消除桥臂环流中的二倍频负序分量，并且该方法采用了多个参数控制器，系统参数整定复杂，实现困难。

《IEEE Transactions on Power Delivery》上发表了题为“Predictive Controlof a Modular Multilevel Converter for a Back-to-Back HVDC System(背靠背模块化多电平HVDC系统的预测控制)”提出了一种MMC模型预测控制(Model Predictive Control，MPC)方法，通过计算不同开关组合的代价函数来选取最优的开关组合，实现相电流控制、桥臂环流抑制及子模块均压控制，避免复杂的参数整定，简化系统的控制结构。但是该方法对单个桥臂包含N个子模块的MMC进行控制时每相需考虑的开关组合数为，在电平数较多情况下计算量极大，难以实现，缺少实用性。

发明内容

针对现有技术中的缺陷，本发明目的是提供一种模块化多电平变流器模型预测控制方法，采用分层控制的策略，通过分别建立对应的代价函数实现MMC的相电流控制、桥臂环流抑制及电压均衡控制，同时对相电流控制的稳态误差进行了理论分析并提出了补偿措施。该方法不仅不需要参数整定，而且结构简单，计算量适中，易于数字实现，更适应于MMC灵活可拓展的特性。

根据本发明提供的一种模块化多电平变流器模型预测控制方法，其包括以下步骤：

步骤1：根据模块化多电平变流器MMC向交流侧传输的有功功率指令值P^*、无功功率指令值Q^*，计算dq坐标系下d轴电流参考值计算q轴电流参考值其中v_sd为交流侧d轴电压；

步骤2：对步骤1计算得到的d轴电流参考值q轴电流参考值进行校正，分别得到校正后的d轴电流参考值i_dref、校正后的q轴电流参考值i_qref；

步骤3：对i_dref、i_qref进行坐标变换，得到t+T_s时刻的A相电流参考值B相电流参考值C相电流参考值其中t为当前时刻，T_s为采样时间间隔；

步骤4：计算各个v_j(t+T_s)值下t+T_s时刻的相电流预测值i_j(t+T_s)，其计算式为：

其中下标j＝a,b,c表示对应相序，即对a,b,c三相均采取相同的操作步骤，L′表示MMC系统等效电感，R′表示MMC系统等效电阻，T_s表示采样时间间隔，t表示当前时刻，v_sj(t)表示t时刻交流侧相电压测量值，i_j(t)为j所对应相序的相电流的测量值，v_j(t+T_s)表示t+T_s时刻模块化多电平变流器MMC的j所对应相序输出相电压的可能值，其中v_j(t+T_s)的范围表示为N为MMC中每个桥臂包含的子模块数量，V_dc为直流母线电压；

步骤5：根据步骤3计算得到的三相电流参考值和步骤4计算得到的相电流预测值i_j(t+T_s)，计算各个v_j(t+T_s)的值对应的代价方程值J₁，计算式为：

其中，j＝a,b,c，表示由步骤3计算得到的t+T_s时刻j所对应相序的相电流参考值；

步骤6：比较各个v_j(t+T_s)的值对应的代价方程值J₁，选取J₁的值最小的对应相序输出相电压的可能值v_j(t+T_s)作为该相序t+T_s时刻的相电压输出值，记为

步骤7：计算t+T_s时刻MMC中上桥臂的电压参考值计算t+T_s时刻MMC中下桥臂的电压参考值

步骤8：计算不同补偿电平V_diff下的MMC中桥臂内部电流预测值i_diffj(t+T_s)，计算式如下：

其中V_diff的范围为：R_b为MMC中桥臂的电阻值，L_b为MMC中桥臂的电感值；i_diffj(t+T_s)表示t+T_s时刻MMC中桥臂内部电流预测值，i_diffj(t)表示t时刻MMC中桥臂内部电流测量值；

步骤9：根据步骤8计算得到的桥臂内部电流预测值i_diffj(t+T_s)，计算各个补偿电平V_diff对应的代价方程值J₂，计算式为：

其中为t+T_s时刻直流侧电流参考值；

步骤10：比较各个补偿电平V_diff对应的代价方程值J₂，选取对应的J₂值最小的补偿电平V_diff作为t+T_s时刻的补偿电平，记为

步骤11：计算MMC中上桥臂需要投入的子模块数量N_pj，计算式为：

计算MMC中下桥臂需要投入的子模块数量N_nj，计算式为：

步骤12：计算MMC的桥臂中各个子模块电容电压的预测值V_cji(t+T_s)，计算式为：

其中V_cji(t)表示t时刻子模块电容电压的测量值，V_cji(t+T_s)表示t+T_s时刻子模块电容电压的预测值，下标i表示子模块的编号，下标j＝a,b,c表示对应相序，i_kj(t)表示t时刻子模块所在桥臂的电流测量值，当下标k为p时i_kj(t)表示子模块所在上桥臂的电流测量值，当下标k为n时i_kj(t)表示子模块所在下桥臂的电流测量值，C为子模块的电容值；

步骤13：计算MMC的桥臂中各个子模块的代价方程值J₃，计算式如下：

步骤14：比较桥臂中各个子模块的代价方程值J₃，从上桥臂中按照J₃值从小到大的顺序选取N_pj个子模块投入，从下桥臂中按照J₃值从小到大的顺序选取N_nj个子模块投入；对被选择投入的子模块，给出上开关管导通、下开关管关断的触发指令；对桥臂中的其余子模块，给出上开关管关断、下开关管导通的触发指令；

步骤15：每隔T_s时间，重复步骤1到步骤14。

优选地，步骤2中采取的校正计算式为：

其中K₁、K₂为校正系数，K₁＝R′T_s/L′，K₂＝ωT_s，R′为MMC系统等效电阻，L′为MMC系统等效电感，ω为电网电压的角频率。

优选地，步骤3中采取的坐标变换形式为：

其中t表示当前所处时刻，T_s表示采样时间间隔，θ＝ωt表示交流侧A相电压的相位角。

优选地，步骤9中t+T_s时刻直流侧电流参考值的计算式为：直流侧功率参考值的计算式为：

与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：

1、本发明提出一种MMC模型预测控制方法，采用分层控制策略实现MMC的相电流控制、环流抑制和子模块均压控制，显著降低了模型预测控制在MMC控制中的计算量；

2、本发明采取了相电流校正误差补偿策略，消除了相电流控制中存在的稳态误差，提升了稳态控制精度；

3、本发明通过计算不同开关组合的代价函数来选取最优的开关组合，实现相电流控制、桥臂环流抑制及子模块均压控制，与现有技术相比，避免了复杂的参数整定，简化了系统的控制结构易于数字实现，更适应于MMC灵活可拓展的特性。

附图说明

通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：

图1是作为本实施例所应用对象的三相MMC系统结构图；

图2是图1所示三相MMC系统的单相等效电路图；

图3是本实施例中有功功率P和无功功率Q的动态响应仿真波形图；

图4是本实施例中MMC系统交流侧三相电流的动态响应仿真波形图；

图5是本实施例中MMC系统A相桥臂所有子模块电容电压的动态响应仿真波形图；

图6是MMC系统A相桥臂内部环流的动态响应仿真波形图。

具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进。这些都属于本发明的保护范围。

具体地，本实施例采用模块化多电平变流器模型预测控制方法包括如下步骤：

步骤1：根据MMC向交流侧传输的有功功率和无功功率的指令值P^*和Q^*，计算dq坐标系下d轴电流参考值计算q轴电流参考值其中v_sd为交流侧d轴电压；

本实施例中，t＝0时，给定P^*＝8MW，Q^*＝0，t＝0.5s时，P^*不变，Q^*＝2MVar，v_sd的值为8165V；

步骤2：对步骤1计算得到的dq轴参考电流进行校正，得到校正后的dq轴参考电流i_dref、i_qref，其计算式为：

其中K₁，K₂为校正系数；

本实施例中，等效电阻R′和等效电感L′分别为L′＝L+L_b/2＝17.5mH，R表示输电线路电阻，L表示输电线路电感，电网电压角频率为ω＝100πrad/s，计算得到K₁＝0.001，K₂＝π/200；

步骤3：对i_qref进行坐标变换，得到三相电流参考值其变换形式为：

其中t表示当前所处时刻，T_s表示采样时间间隔；

本实施例中采样时间为T_s＝50μs；

步骤4：计算各个v_j(t+T_s)的值下相电流预测值，其计算式为：

其中j＝a,b,c表示对应相序，i_j(t)为对应相电流的测量值，其中v_j(t+T_s)的范围可表示为N为每个桥臂包含的子模块数量，V_dc为直流母线电压；

本实施例中，每个桥臂包含的子模块数量为N＝10，直流母线电压为V_dc＝20kV；

步骤5：根据步骤4计算得到的相电流预测值，计算各个v_j(t+T_s)的值对应的代价方程值，其计算式为：

步骤6：比较各个v_j(t+T_s)的值对应的代价方程值J₁，选取J₁的值最小的相电压v_j(t+T_s)作为该相t+T_s时刻的相电压输出值，记为

步骤7：计算t+T_s时刻上桥臂的电压参考值：计算t+T_s时刻下桥臂的电压参考值：

步骤8：计算不同补偿电平V_diff下的桥臂内部电流预测方程，其计算式如下：

其中V_diff的范围为：R_b为桥臂的电阻值，L_b为桥臂的电感值；

本实施例中桥臂电阻值为R_b＝0.1Ω，桥臂电感值为L_b＝15mH；

步骤9：根据步骤8计算得到的桥臂内部电流预测值，计算各个补偿电平V_diff对应的代价方程值，其计算式为：

其中为直流侧电流参考值；

步骤10：比较各个补偿电平V_diff对应的代价方程值J₂，选取J₂值最小的补偿电平V_diff作为t+T_s时刻的补偿电平，记为

步骤11：计算上桥臂需要投入的子模块数量，其计算式为：

计算下桥臂需要投入的子模块数量，其计算式为：

步骤12：计算桥臂中各个子模块电容电压的预测值，其计算式为：

其中V_cji(t)表示子模块电容电压的测量值，i表示子模块的编号，i_kj(t)表示子模块所在桥臂的电流测量值，当k＝p时表示上桥臂，当k＝n时表示下桥臂；

步骤13：计算桥臂中各个子模块的代价方程值，其计算式如下：

步骤14：比较桥臂中各个子模块的代价方程值，从上桥臂中按照J₃值从小到大的顺序选取N_pj个子模块投入，从下桥臂中按照J₃值从小到大的顺序选取N_nj个子模块投入。对被选择投入的子模块，给出上开关管导通、下开关管关断的触发指令；对其余子模块，给出上开关管关断、下开关管导通的触发指令。

步骤15：每隔T_s时间，重复步骤1到步骤14。

以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变形或修改，这并不影响本发明的实质内容。

Claims

1.一种模块化多电平变流器模型预测控制方法，其特征在于，其包括以下步骤：

步骤1：根据模块化多电平变流器向交流侧传输的有功功率指令值P^*、无功功率指令值Q^*，计算dq坐标系下d轴电流参考值计算q轴电流参考值其中v_sd为交流侧d轴电压；

i_{j} (t + T_{s}) = \frac{L^{'} i_{j} (t) + T_{s} (v_{j} (t + T_{s}) - v_{s j} (t))}{L^{'} + R^{'} T_{s}},

其中下标j＝a,b,c表示对应相序，即对a,b,c三相均采取相同的操作步骤，L′表示模块化多电平变流器等效电感，R′表示模块化多电平变流器等效电阻，T_s表示采样时间间隔，t表示当前时刻，v_sj(t)表示t时刻交流侧相电压测量值，i_j(t)为j所对应相序的相电流的测量值，v_j(t+T_s)表示t+T_s时刻模块化多电平变流器的j所对应相序输出相电压的可能值，其中v_j(t+T_s)的范围表示为N为模块化多电平变流器中每个桥臂包含的子模块数量，V_dc为直流母线电压；

J_{1} = | i_{j}^{*} (t + T_{s}) - i_{j} (t + T_{s}) |,

步骤7：计算t+T_s时刻模块化多电平变流器中上桥臂的电压参考值计算t+T_s时刻模块化多电平变流器中下桥臂的电压参考值

步骤8：计算不同补偿电平V_diff下的模块化多电平变流器中桥臂内部电流预测值i_diffj(t+T_s)，计算式如下：

i_{d i f f j} (t + T_{s}) = \frac{1}{L_{b} + R_{b} T_{s}} {L_{b} i_{d i f f j} (t) + T_{s} [V_{d c} - (v_{p j}^{*} (t + T_{s}) + V_{d i f f j} + v_{n j}^{*} (t + T_{s}) + V_{d i f f})]},

其中V_diff的范围为：R_b为模块化多电平变流器中桥臂的电阻值，L_b为模块化多电平变流器中桥臂的电感值；i_diffj(t+T_s)表示t+T_s时刻模块化多电平变流器中桥臂内部电流预测值，i_diffj(t)表示t时刻模块化多电平变流器中桥臂内部电流测量值；

J_{2} = | i_{d i f f j} (t + T_{s}) - \frac{i_{d c}^{*} (t + T_{s})}{3} |,

其中为t+T_s时刻直流侧电流参考值；

步骤11：计算模块化多电平变流器中上桥臂需要投入的子模块数量N_pj，计算式为：

N_{p j} = \frac{v_{p j}^{*} (t + T_{s}) + V_{d i f f j}^{*}}{V_{d c} / N};

计算模块化多电平变流器中下桥臂需要投入的子模块数量N_nj，计算式为：

N_{n j} = \frac{v_{n j}^{*} (t + T_{s}) + V_{d i f f j}^{*}}{V_{d c} / N};

步骤12：计算模块化多电平变流器的桥臂中各个子模块电容电压的预测值V_cji(t+T_s)，计算式为：

V_{c j i} (t + T_{s}) = V_{c j i} (t) + \frac{T_{s}}{C} i_{k j} (t);

步骤13：计算模块化多电平变流器的桥臂中各个子模块的代价方程值J₃，计算式如下：

J_{3} = | V_{c j i} (t + T_{s}) - \frac{V_{d c}}{N} |;

步骤15：每隔T_s时间，重复步骤1到步骤14。

2.根据权利要求1所述的模块化多电平变流器模型预测控制方法，其特征在于，步骤2中采取的校正计算式为：

i_{d r e f} = \frac{(1 - K_{1}) i_{d}^{*} - K_{2} i_{q}^{*}}{{(1 - K_{1})}^{2} + K_{2}^{2}},

i_{q r e f} = \frac{(1 - K_{1}) i_{q}^{*} - K_{2} i_{d}^{*}}{{(1 - K_{1})}^{2} + K_{2}^{2}},

其中K₁、K₂为校正系数，K₁＝R′T_s/L′，K₂＝ωT_s，R′为模块化多电平变流器等效电阻，L′为模块化多电平变流器等效电感，ω为电网电压的角频率。

3.根据权利要求2所述的模块化多电平变流器模型预测控制方法，其特征在于，步骤3中采取的坐标变换形式为：

[\begin{matrix} i_{a}^{*} (t + T_{s}) \\ i_{b}^{*} (t + T_{s}) \\ i_{c}^{*} (t + T_{s}) \end{matrix}] = [\begin{matrix} \sin θ & \cos θ \\ \sin (θ - \frac{2}{3} π) & \cos (θ - \frac{2}{3} π) \\ \sin (θ + \frac{2}{3} π) & \cos (θ + \frac{2}{3} π) \end{matrix}] \cdot [\begin{matrix} i_{d r e f} \\ i_{d r e f} \end{matrix}],

4.根据权利要求1所述的模块化多电平变流器模型预测控制方法，其特征在于，步骤9中t+T_s时刻直流侧电流参考值的计算式为：直流侧功率参考值的计算式为：