CN112468010B - 一种基于桥臂电流的模块化多电平变流器模型预测控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及变流器预测控制领域，提供一种基于桥臂电流的模块化多电平变流器模型预测控制方法。现有模型预测控制通常以网侧电流、MMC内部环流、电容电压均衡为预测控制目标，需建立多个代价函数并合理选取权重系数，且输出电平数受限，环流抑制效果不佳。本发明以MMC桥臂电流为控制目标，包含了网侧电流、内部环流及直流电流多种成分，无需权重系数；且以单个桥臂为基本控制单元，增加输出电平组合数，增强对环流的抑制；给出了桥臂电流指令值的生成方法，其中直流侧流入各相桥臂的电流指令值通过桥臂瞬时功率的变化得出，可使子模块电容电压更好地稳定在额定值附近。本发明可改善传统模型预测控制的控制性能，计算量较小，实现简单。

Description

一种基于桥臂电流的模块化多电平变流器模型预测控制方法

技术领域

本发明涉及变流器预测控制领域，具体地，涉及一种基于桥臂电流的模块化多电平变流器模型预测控制方法。

背景技术

模块化多电平变流器(Modular Multilevel Converter,MMC)拓扑如图2所示，每个桥臂均由N个子模块串联而成，上、下桥臂构成一相。由于其模块化串联的结构，MMC具有对开关器件耐压要求低，输出波形质量高，可靠性高，易于扩展的优势，在高压直流输电系统、电机驱动、统一潮流控制器等中高压大容量场合得到广泛应用。但其子模块串联的结构使得MMC控制策略较为复杂，除去网侧电流控制，还需考虑MMC内部的环流抑制及子模块电容电压均衡控制。

模型预测控制(Model Predictive Control,MPC)适用于多输入多输出的非线性系统，相较于经典线性控制(PI双闭环控制)，可方便地实现多个控制目标，动态响应快速，且原理简明。缺点在于多个控制目标之间需要通过权重系数来协调，若权重系数选取不当将导致控制效果恶化；而且计算负担大，在每个周期内需要计算所有可能的子模块开关状态，并从中选取使得控制目标表现最优的开关组合。

现有MPC通过分别建立相应的代价函数，实现对MMC网侧电流与内部环流的控制，子模块电容电压均衡则采用排序算法来实现，并将每相投入子模块数目固定为N，输出电平数目限制为(N+1)，以此减小计算量，稳定直流侧电压。然而在子模块数目较多的MMC中，该种方法由于子模块开关组合数目受限，会使得输出电压质量降低，谐波含量增大，且环流抑制效果变差。

因此，提出一种兼顾多个控制目标，提高控制性能，输出电平数多同时不增加计算量的模型预测控制方法具有重要意义。

发明内容

本发明的目的是克服现有技术的上述缺陷，提出一种基于桥臂电流的模块化多电平变流器模型预测控制方法。该方法在模型预测的理念基础上，将MMC的桥臂电流作为控制对象，由于桥臂电流中包含网侧电流成分、环流成分与直流侧电流成分，多个控制目标可以共同实现，无需通过权重系数协调；同时将传统MPC以MMC一相为控制单元转变为以MMC单个桥臂为控制单元，在增加输出电平数，增强环流抑制效果的同时，保证计算量较小。

为此，本发明采用如下技术方案：

一种基于桥臂电流的模块化多电平变流器模型预测控制方法，包括以下步骤：

步骤1：建立模块化多电平变流器MMC桥臂电流的离散时域模型；

步骤2：在t时刻采样得到MMC直流侧电压、并网点电压与各桥臂电流，代入离散时域模型中得到桥臂电流在t+T_s时刻的预测值，T_s为采样周期；

步骤3：根据t时刻MMC向交流侧传输的功率指令值求得MMC交流侧电流指令值，并根据MMC交、直流侧瞬时功率平衡关系得出直流侧流入MMC各相桥臂的电流指令值，最终计算出t+T_s时刻各桥臂电流指令值；

步骤4：将t+T_s时刻各桥臂电流指令值与预测值之差的绝对值作为代价函数，针对MMC中的每个桥臂，计算出使得代价函数最小的投入子模块个数；

步骤5：根据电容电压排序算法确定每个桥臂中具体应投入的子模块，控制子模块的开通与关断；

步骤6：每隔一个采样周期T_s，重复以上步骤。

本发明的有益效果在于：

1.本发明将MMC桥臂电流作为控制对象进行模型预测控制，包含网侧电流、MMC内部环流及直流侧电流多个控制目标，无需建立多个代价函数，以免权重系数选取不合理影响控制效果；

2.传统MPC将一相作为一个控制单元，每相投入子模块之和固定为N，上、下桥臂投入子模块个数的组合方式有(N+1)种，输出电压有(N+1)个电平，共需计算(N+1)次；而本发明将单个桥臂作为一个控制单元，每个桥臂中投入子模块数可在0到N间变化，上、下桥臂投入子模块个数的组合方式则有(N+1)²种，输出电压有(2N+1)个电平，计算次数同样为(N+1)次，但输出波形质量更高，环流抑制效果更好；

3.本发明通过桥臂瞬时功率的变化求取直流侧电流指令值，可将子模块电容电压稳定在额定值附近，无需针对每个电容电压进行预测控制。

附图说明

图1为本发明提供的基于桥臂电流的MMC模型预测控制流程图；

图2为模块化多电平变流器拓扑结构图；

图3为具体实施案例中MMC有功功率P与无功功率Q的动态响应波形图；

图4为具体实施案例中MMC交流侧三相电流的动态响应波形图；

图5为具体实施案例中MMC的A相上桥臂子模块电容电压波形图；

图6为具体实施案例中MMC内部三相环流波形图。

具体实施方式

下面结合附图，对本发明的具体实施方式进行详细介绍。

一、模块化多电平变流器基本原理

图2为模块化多电平变流器拓扑结构，共有6个桥臂，每个桥臂均由N个子模块与1个桥臂电感L₀串联而成，上、下桥臂构成一相，R₀为代表桥臂内部损耗的等效虚拟电阻。子模块均为半桥结构，包括上、下两个开关管与反并联二极管，一个电容器。当上管导通，下管关断时，子模块投入，输出电平为电容电压U_c；当上管关断，下管导通时，子模块切除，输出电平为0；当两个开关管均关断，则子模块处于闭锁状态。运行时，通过改变上、下桥臂投入的子模块个数，来改变MMC输出电压与电流。

二、基于桥臂电流的MMC模型预测控制方法说明

如图1所示，本发明提供的基于桥臂电流的MMC模型预测控制具体实施步骤如下：

步骤1，建立MMC桥臂电流的离散时域模型。

首先建立桥臂电流表达式如下：

式中，L₀、R₀分别表示MMC桥臂电抗值与等效电阻值，i_pj与i_nj分别表示j相的上桥臂电流与下桥臂电流(j＝a,b,c)，u_pj与u_nj分别表示j相的上、下桥臂电压，U_dc表示MMC直流侧电压，u_sj表示MMC并网点电压。

利用差分公式对式(1)进行离散化，得出MMC桥臂电流的离散模型如下：

式中，i_pj(t+T_s)、i_nj(t+T_s)分别代表上、下桥臂电流在(t+T_s)时刻的预测值，i_pj(t)、i_nj(t)则表示桥臂电流在t时刻的采样值，U_dc(t+T_s)、u_sj(t+T_s)分别表示在(t+T_s)时刻直流侧电压值与MMC并网点电压值，由于采样周期较小，认为U_dc(t+T_s)＝U_dc(t)，u_sj(t+T_s)＝u_sj(t)；u_pj(t+T_s)、u_nj(t+T_s)表示(t+T_s)时刻的上、下桥臂电压值，与该桥臂投入的子模块数目n密切相关，u_pj＝n*U_c，其中U_c表示子模块电容电压值，在本实施例中，采用额定值U_c ^*代替U_c值。

步骤2，在t时刻采样得到MMC直流侧电压、并网点电压与各桥臂电流，并假定(t+T_s)时刻前二者不变，代入离散模型(2)中得到桥臂电流在(t+T_s)时刻的预测值，T_s为采样周期。

步骤3，根据功率指令值求得MMC交流侧电流指令值，并根据MMC桥臂瞬时功率变化得出直流侧流入MMC j相桥臂的电流指令值，最终计算出各桥臂电流指令值。

桥臂电流指令值表达式为：

式中，i_pj ^*和i_nj ^*分别表示j相的上桥臂电流指令值与下桥臂电流指令值，其由i_sj ^*、i_cirj ^*、i_dcj ^*计算得到；i_sj ^*表示j相交流侧电流指令值，i_cirj ^*表示MMC内部环流指令值，i_dcj ^*表示直流侧流入j相桥臂的电流指令值。

在本发明的一项具体实施中，网侧电流指令值可由功率指令值经PI控制环得出，再由dq坐标系变换到abc三相坐标系下；环流指令值设置为0；直流侧电流指令值可由交直流侧瞬时功率的平衡关系得出。

具体地，桥臂瞬时功率p_j的表达式如下：

式中，W_j表示j相桥臂子模块电容中存储的能量，p_{in_j}与p_{out_j}分别表示该桥臂输入与输出的瞬时功率，在以逆变为正方向时，p_{out_j}＝u_sji_sj/3；

则桥臂中从直流侧输入的瞬时功率为：

式中，k_p、k_i表示PI控制环节的控制参数，W_j ^*表示j相桥臂子模块电容存储能量的参考值，

U_c ^*表示子模块电容电压的额定值，

表示该桥臂中子模块电容电压的平均值，N表示半桥子模块的数量，C表示子模块电容的容值；

最终可得直流侧流入j相桥臂的电流指令值为：

步骤4，定义(t+T_s)时刻各桥臂电流指令值与预测值之差为代价函数：

MMC每个桥臂均由N个半桥子模块构成，投入时子模块输出电平为电容电压U_c，切除或闭锁时输出电平为0；针对每个桥臂都设置一个模型预测控制器，计算投入子模块为0～N时对应的代价函数值，比较得出使得各个代价函数最小的子模块个数n。

在本发明的一项具体实施中，6个桥臂控制器可同时进行计算，共需计算(N+1)次，上、下桥臂投入子模块个数的组合共有(N+1)²种，MMC输出电压为(2N+1)个电平。

步骤5，根据电容电压排序算法确定每个桥臂中具体应投入的子模块，控制子模块的开通与关断；电容电压排序算法即是根据桥臂电流方向，及子模块电容电压的大小进行排序，当桥臂电流对子模块电容充电时，按照电容电压自小到大的顺序确定所需投入的子模块，当子模块电容放电时，则按照电容电压自大到小的顺序进行投入，从而维持子模块电容电压的动态均衡。

步骤6，每隔一个采样周期T_s，重复以上步骤。

三、具体案例仿真结果

在本实施例中，设置网侧电压为10kV，直流侧电压为20kV，桥臂电感为20mH，桥臂电阻为1Ω，子模块电容电压为1kV，每个桥臂包括20个子模块，采样时间为200μs。

应用本发明所提方法，仿真所得功率动态响应波形如图3所示，在0.8s时系统已工作于稳态，有功功率指令值为4MW，无功功率指令值为2MVar；在1.0s时，有功功率阶跃变化为6MW，无功功率变化为0。相应的交流侧电流动态响应波形图如图4所示。可以看出，所提方法能够准确跟踪功率指令值，同时交流侧电流响应快，波形质量良好，具有较好的动态性能。

所提方法与传统模型预测控制的对比如图5及图6所示，设置有功功率指令值为9MW，无功功率指令值为0MVar。1.5s之前采用传统模型预测控制，1.5s之后采用所提方法。从图5所述的A相上桥臂子模块电容电压波形图可以看出，1.5s之前，传统模型预测控制得到的子模块电容电压在990V附近波动，波动范围为955V-1025V；1.5s切换为所提控制方法，稳定后子模块电容电压在额定值1000V附近波动，波动范围为970V-1030V。可见采用所提方法后，电容电压可以更好地稳定在额定值附近。图6为MMC内部三相环流波形图，1.5s秒之前，传统模型预测控制下的环流峰值将近20A，而1.5s之后，在所提方法的控制下，环流明显减小，峰值小于10A。可见所提方法具有更好的环流抑制效果。

总体而言，所提方法动态响应较快，在保持计算量较小的前提下，对网侧电流、内部环流、子模块电容电压均能实现较好的控制效果。

上述对实施例的描述是为便于本技术领域的普通技术人员能理解和应用本发明。熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对上述实施例做出各种修改，并把在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此，本发明不限于上述实施例，本领域技术人员根据本发明的揭示，对于本发明做出的改进和修改都应该在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种基于桥臂电流的模块化多电平变流器模型预测控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1：建立模块化多电平变流器MMC桥臂电流的离散时域模型；

步骤2：在t时刻采样得到MMC直流侧电压、并网点电压与各桥臂电流，代入离散时域模型中得到桥臂电流在t+T_s时刻的预测值，T_s为采样周期；

步骤3：根据t时刻MMC向交流侧传输的功率指令值求得MMC交流侧电流指令值，并根据MMC交、直流侧瞬时功率平衡关系得出直流侧流入MMC各相桥臂的电流指令值，最终计算出t+T_s时刻各桥臂电流指令值；

步骤4：将t+T_s时刻各桥臂电流指令值与预测值之差的绝对值作为代价函数，针对MMC中的每个桥臂，计算出使得代价函数最小的投入子模块个数；

步骤5：根据电容电压排序算法确定每个桥臂中具体应投入的子模块，控制子模块的开通与关断；

步骤6：每隔一个采样周期T_s，重复以上步骤。

2.根据权利要求1所述的基于桥臂电流的模块化多电平变流器模型预测控制方法，其特征在于，所述的步骤1具体为：

建立桥臂电流表达式如下：

式中，L₀、R₀分别表示MMC桥臂电抗值与等效电阻值，i_pj与i_nj分别表示j相的上桥臂电流与下桥臂电流，j＝a,b,c；u_pj与u_nj分别表示j相的上、下桥臂电压，U_dc表示MMC直流侧电压，u_sj表示MMC并网点电压；

利用差分公式对式(1)进行离散化，得出MMC桥臂电流的离散时域模型如下：

式中，i_pj(t+T_s)、i_nj(t+T_s)分别代表上、下桥臂电流在t+T_s时刻的预测值，i_pj(t)、i_nj(t)则表示桥臂电流在t时刻的采样值，U_dc(t+T_s)、u_sj(t+T_s)分别表示在t+T_s时刻直流侧电压值与MMC并网点电压值，由于采样周期较小，认为U_dc(t+T_s)＝U_dc(t)，u_sj(t+T_s)＝u_sj(t)；u_pj(t+T_s)、u_nj(t+T_s)表示(t+T_s)时刻的上、下桥臂电压值，u_pj＝n*U_c，其中U_c表示子模块电容电压值，n表示上桥臂投入的子模块数目。

3.根据权利要求1所述的基于桥臂电流的模块化多电平变流器模型预测控制方法，其特征在于，步骤3中所述的桥臂电流指令值的计算方法如下：

桥臂电流指令值的表达式为：

式中，i_pj ^*和i_nj ^*分别表示j相的上桥臂电流指令值与下桥臂电流指令值，其由i_sj ^*、i_cirj ^*、i_dcj ^*计算得到；i_sj ^*表示j相交流侧电流指令值，由功率指令值经PI控制环得出；i_cirj ^*表示MMC内部环流指令值；i_dcj ^*表示直流侧流入MMC j相桥臂的电流指令值，由交、直流侧瞬时功率的平衡关系得出。

4.根据权利要求3所述的基于桥臂电流的模块化多电平变流器模型预测控制方法，其特征在于，所述的

计算过程为：

根据桥臂瞬时功率p_j的表达式：

式中，W_j表示j相桥臂子模块电容中存储的能量，p_{in_j}与p_{out_j}分别表示该桥臂输入与输出的瞬时功率，在以逆变为正方向时，p_{out_j}＝u_sji_sj/3，u_sj表示MMC并网点电压，i_sj表示j相交流侧电流；

得到桥臂从直流侧输入的瞬时功率为：

式中，k_p、k_i表示PI控制环节的控制参数，W_j ^*表示j相桥臂子模块电容存储能量的参考值，

U_c ^*表示子模块电容电压的额定值，

表示该桥臂中子模块电容电压的平均值，N表示半桥子模块的数量，C表示子模块电容的容值；

最终计算得直流侧流入MMC j相桥臂的电流指令值

U_dc表示MMC直流侧电压。

5.根据权利要求1所述的基于桥臂电流的模块化多电平变流器模型预测控制方法，其特征在于，步骤4所述的代价函数为：

式中，J_pj和J_nj分别为j相的上桥臂和下桥臂对应的代价函数值，i_pj ^*和i_nj ^*分别表示j相的上桥臂电流指令值与下桥臂电流指令值，i_pj(t+T_s)、i_nj(t+T_s)分别代表上、下桥臂电流在t+T_s时刻的预测值；

针对每个代价函数，分别计算投入子模块为0～N时对应的代价函数值，N为每个桥臂中的子模块总数，比较得出使得各个代价函数值最小的子模块个数n。

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