CN104702275A - 一种低相噪微波频率源电路和设备及方法 - Google Patents

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    • H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/08—Details of the phase-locked loop
    • H03L7/099—Details of the phase-locked loop concerning mainly the controlled oscillator of the loop

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  • Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)

Abstract

本发明涉及通信领域，具体指一种低相噪微波频率源电路和设备及方法；包括取样鉴相器、钳位电路模块、环路滤波器以及压控振荡器；其中所述取样鉴相器与所述环路滤波器相连；所述环路滤波器的另一端头与所述钳位电路模块的一端头相连，所述钳位电路模块的另一端与所述压控振荡器相连；所述压控振荡器与所述取样鉴相器相连；过增加钳位电路模块，在取样锁相方案中应用宽带廉价的压控振荡器取代昂贵的介质压控振荡器，设备成本大大降低；并可以通过对钳位电压的设置，无需更换关键器件即可达到不同频率电路的通用，兼容性更好。本发明电路方法具有取样锁相的相噪指标高的优势，又具有数字锁相输出频率可调的特点。

Description

一种低相噪微波频率源电路和设备及方法
技术领域
本发明涉及通信领域，特别涉及一种低相噪微波频率源电路和设备及方法。
背景技术
随着电子设备的发展，电子系统对频率源提出了愈来愈高的要求，通过锁相技术得到高质量的微波频率综合发生器的微波锁相频率源技术也得到很大发展。
锁相环(PLL)如图1所示：包括鉴相器(PD)、环路滤波器(LF)、压控振荡器(VCO)，鉴相器(PD)把参考输入信号(XTAL)的相位与压控振荡器(VCO)信号的相位进行比较，由鉴相器(PD)将这两个输入信号的相位误差转换为误差电压，该电压由环路滤波器滤波后作为压控振荡器(VCO)的控制电压，控制电压改变压控振荡器(VCO)的输出频率，当闭环系统稳定后，压控振荡器(VCO)的输出频率即达到所需要的频率，完成输出频率与参考频率的锁定。当输出频率高于参考频率时，一般还需要在反馈支路增加分频器(N)，使得输入到PD的两路信号频率大致相等。同样，参考信号也可以使用一个分频器(R)，来获得较小的鉴相频率。
在微波频率综合器的所有技术指标中，相位噪声(Phase noise)和跳频时间是核心的两项指标。其中相位噪声(Phase noise)是指系统在各种噪声的作用下引起的系统输出信号相位的随机变化。它是衡量频率标准源(高稳晶振、原子频标等)频稳质量的重要指标，随着频标源性能的不断改善，相应噪声量值需要越来越小。在实际应用中，一般重点考虑输出频率的载波近端相位噪声，通过对锁相环(PLL)架构的数学推导，可以得到整个系统的输出近端相位噪声公式为：
PNtotal＝PNREF+PN1Hz+10*log(fcomp)+20*log(N)
其中，PNREF为参考频率的相位噪声，PN1Hz为鉴相器(PD)的等效噪声基底，当采用数字鉴相器时，PN1Hz是评估鉴相器相噪特性好坏的重要参数，fcomp为鉴相频率，fcomp＝fout/N，N为反馈分频比。因此，要得到输出频率有较高相噪的指标(即是较小的PNtotal)，就需要减小N，减小fcomp，减小PN1Hz；但减小N和fcomp是相矛盾的；不但根据上述公式的推导式可以得出，仍然是以减小N来获得较好的相噪特性。
现有技术中，一般的数字锁相环采用数字鉴相器，数字分频器和宽带(或者窄带)VCO来实现。然而由于数字器件的PN1Hz本底噪声限制(数字器件一般都具有本底噪声，且该本底噪声大小根据器件的具体情况而定，在精确度要求的使用场合，该本底噪声不能忽略，会对系统误差和信号噪声比产生较大影响)，不能获得很好的输出相噪特性。
另一种锁相环就是将数字鉴相器用模拟的取样鉴相器替代，成为取样锁相环。取样锁相(模拟锁相)的突出优点是输出相位噪声更低，它直接在压控振荡器(VCO)所处频段高频鉴相，不对参考信号进行预分频处理，而且在反馈支路也没有N分配器，同时取样鉴相器本身有很好的PN1Hz噪底，从而可以实现低相噪的本振源(即锁相介质振荡器)。但由于没有N分频器，当压控振荡器(VCO)频率带宽较宽时，存在可能锁定到参考频率的任意谐波频率的可能，出现错锁问题。
为了解决错锁，一般采用介质压控振荡器(CRO)来代替压控振荡器(VCO)，介质压控振荡器(CRO)具有Q值高，调谐带宽窄的特点，可以避免取样锁相可能发生的错锁。但是介质压控振荡器(CRO)相比压控振荡器(VCO)，成本要高很多，而且不能进行宽带频率输出。
目前，现有技术方案是采用双环结构来解决错锁问题，但是现有的双环结构中仍然需要一个辅助的数字环路来进行预置电压的牵引，达到防止模拟锁相的错锁，连接电路较多，使用方案复杂。
总之，现有技术的问题就是：1)如果只采用数字锁相，就不能获得高的相噪指标；2)只采用取样锁相，成本较高，也不能在一定范围内进行频率调节，产品会呈现多样性和不通用；3)如果采用数字锁相和模拟锁相两者相结合的方法，则电路复杂，调试难度增加。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术中所存在的上述不足，提供一种低相噪微波频率源电路和设备及方法，过增加钳位电路模块，在取样锁相方案中应用宽带且廉价的压控振荡器取代昂贵的介质压控振荡器，设备成本大大降低；并可以通过对钳位电压的设置，达到不同频率电路的通用性，无需更换关键器件即可完成，兼容性更好。本发明电路设备具有取样锁相的相噪指标高，又具有数字锁相输出频率可调的优势。
为了实现上述发明目的，本发明提供如下发明技术方案：一种低相噪微波频率源电路：包括：取样鉴相器、钳位电路模块、环路滤波器以及压控振荡器；其中所述取样鉴相器与所述环路滤波器相连；所述环路滤波器的另一端头与所述钳位电路模块的一端头相连，所述钳位电路模块的另一端与所述压控振荡器相连；所述压控振荡器与所述取样鉴相器相连。
工作时，所述取样鉴相器将由参考源所发出信号的相位信息和所述压控振荡器信号的相位信息进行比较，并将这两个信号的相位误差转换为误差电压，该电压由环路滤波器滤波后作为压控振荡器(VCO)的控制电压，所述压控振荡器根据控制电压改变其输出频率，当闭环系统稳定后，所述压控振荡器的输出频率即达到所需要的频率，完成输出频率与参考频率的锁定；本发明所述钳位电路模块将所述压控振荡器的控制电压值控制在正确锁定所需要的范围内，避免错锁情况的发生。采用取样鉴相器相比于现有技术中的数字鉴相器，具有本底噪声小，不对参考信号进行预分频处理，而且在反馈支路也没有N分配器，所以电路具有更好的信噪特性。
其中所述钳位电路模块包括：第一数模转换器模块、第二数模转换器模块、第一二极管模块、第二二极管模块；其中所述第一数模转换器模块与所述第一二极管模块的一端相连；所述第一二极管模块的另一端头与所述压控振荡器的输入端头相连；所述第二数模转换器模块与所述第二二极管模块一端相连；所述第二二极管模块的另一端与所述压控振荡器的输入端头相连。本发明钳位电路模块中，通过控制所述第一数模转换模块和第二数模转换模块的输出电压的大小来控制所述第一二极管或第二二极管的导通情况，从而使得所述压控振荡器的输入端头的控制电压V0保持在正确锁定所需要的范围。
具体的，当所述第一二极管模块导通时，所述压控振荡器的输入端头的控制电压V0由所述第一数模转换模块的输出电压V1来决定；当所述第二二极管模块导通时，所述压控振荡器的输入端头的控制电压V0由所述第二数模转换模块的输出电压V2来决定；通过控制V1和V2的电压大小就可以确定V0的扫描范围，避免因V0扫描范围过大将压控振荡器的输出频率锁到参考频率的其它倍频频率上，而造成的错锁情况。
作为一种优选，所述第一二极管模块，包括：第一二极管和第一电阻；所述第二二极管模块，包括：第二二极管和第二电阻。在二极管模块中增加电阻，可以起到分压的保护的作用，提高电路运行的稳定性。
作为一种优选，所述第一数模转换器模块与所述第一二极管一端相连；所述第二二极管的另一端与所述第一电阻相连，所述第一电阻的另一端头与所述压控振荡器的输入端头相连；所述第二数模转换器模块与所述第二二极管一端相连；所述第二二极管的另一端与所述第二电阻相连，所述第二电阻的另一端头与所述压控振荡器的输入端头相连。
作为一种优选，所述第一二极管的正向端与所述第一数模转换模块相连；所述第二二极管的正向端与所述第二数模转换模块相连。
在这种结构下，假设所述第一数模转换模块的输出电压V1小于所述第二数模转换模块的输出电压V2(即V1＜V2)时，所述第一二极管此时处于反向偏压状态，所述第二二极管处于正向偏压状态而导通，此时所述压控振荡器的输入端头的控制电压V0由第二数模转换模块的输出电压V2来决定；反之如果V1＞V2时，所述第二二极管在此时处于反向偏压状态，所述第一二极管处于正向偏压状态而导通，此时所述压控振荡器的输入端头的控制电压V0由第一数模转换模块的输出电压V1来决定；这样通过简单的电路实现了将所述压控振荡器的输入端头的控制电压V0的电压值锁定在V1～V2的区间内。
工作中，V1值是根据VT的扫描值来确定，所述第二数模转换器模块的输出电压V2为防止所述压控振荡器出现错锁而设置的门限电压；所以只需要控制V1和V2的取值大小就可以确定V0的扫描区间，使得这两者的压差在一个合适的范围，就能够使得即得到正确的VCO输出，又可以避免电路错锁到参考频率的其它倍频频率上。这样不需要使用价值昂贵的介质压控振荡器(CRO)，也可以使锁相环稳定可靠的工作，达到了降低设备成本的目的。
进一步的，所述第一数模转换器模块的控制端口D11～D15和所述第二数模转换器的控制端口D21～D25的设置值，通过控制模块来进行设置，所述控制模块中的处理芯片(比如说，FPGA或者MCU等控制芯片)根据需要跳转的频率计算出需要设置的值，并转化为2进制代码，通过并口发送控制代码来实现对数模转换器的设置。
工作过程如下：当本发明电路的环路没有锁定时，所述环路滤波器的输出电压VT是一个扫描电压，通过设置所述第一数模转换器模块的并行控制端口：D11～D15的值，可以实现所述第一数模控制模块的输出电压V1跟随所述环路滤波器的输出电压VT的变化而变化，且V1与VT呈线性放大或者缩小关系：即V1＝A*VT，A＝0～∞(A为第一数模转换器模块的控制系数，通过其控制端口D11～D15来设置)。所述第二数模转换器模块的输出电压V2，通过所述第二数模转换器模块输入电压值的和设置所述第二数模转换器模块的并行控制端口：D21～D25的值来设置；其中所述第二数模转换器模块的输入电压根据所述压控振荡器正确锁相时所需要的锁相电压来设定。
进一步的，所述第一数模转换器模块和所述第二数模转换器模块均与VCC电源相连，所述VCC电源为所述第一数模转换器模块和所述第二数模转换器模块提供能源。
进一步的，提一种基于上述电路的低相噪微波频率源锁相环的控制方法：通过控制所述第一数模转换器模块和所述第二数模转换器模块输出端的输出电压来缩小压控振荡器控制电压V0的电压范围，进而控制所述压控振荡器的扫描范围；避免错锁的发生。
进一步的，通过对所述第一数模转换模块和所述第二数模转换模块的输出电压置数(控制系数)来达到调节所述压控振荡器所输出的不同频率时的控制电压，使得本发明电路可以应用于不同频率的电路，通用性和兼容性更好。
进一步的，通过配合改变参考源频率和压控振荡器的钳位电压V1、V2(所述V1、V2的功能实现了将压控振荡器的控制电压，限制在V1、V2的范围内)，则可以使压控振荡器的输出频率在一个连续可调的范围内，相比于使用介质压控振荡器的设备本发明设备可以输出更宽的频率范围。
进一步的，提供一种低相噪微波频率源设备；所述低相噪微波频率源设备包括上述电路，具有取样锁相的相噪指标高，又具有数字锁相输出频率可调的优势，成本底，兼容性好。
与现有技术相比，本发明的有益效果：本发明提供一种低相噪微波频率源电路和设备及方法；本发明的有益效果在于：本发明通过增加钳位电路，可以在取样锁相方案中应用宽带廉价的压控振荡器VCO取代昂贵的介质压控振荡器CRO，并可以通过对钳位电压的设置，将压控振荡器VCO的控制电压扫描范围缩小到一个合理的区间范围了避免了错锁情况的发生，同时通过调节所述压控振荡器VCO的控制电压范围，可以在一定范围内实现连续可调的频率输出，达到不同频率的电路可以通用，无需更换关键器件即可完成，使得设备的兼容性更好。本发明电路即具有取样锁相的相噪指标高的优势，又具有数字锁相输出频率可调的特点。由于不采用昂贵的介质压控振荡器CRO器件，显著降低了设备的成本。
附图说明：
图1为现有技术中锁相环电路结构。
图2为本发明一种低相噪微波频率源电路模块结构示意图。
图3为本发明一种低相噪微波频率源电路结构示意图。
图4为本发明一种低相噪微波频率源优化电路结构示意图。
具体实施方式
下面结合试验例及具体实施方式对本发明作进一步的详细描述。但不应将此理解为本发明上述主题的范围仪限于以下的实施例，凡基于本发明内容所实现的技术均属于本发明的范围。
本发明提供一种低相噪微波频率源电路和设备及方法，过增加钳位电路模块，在取样锁相方案中应用宽带且廉价的压控振荡器取代昂贵的介质压控振荡器，设备成本大大降低；并可以通过对钳位电压的设置，达到不同频率电路的通用性，无需更换关键器件即可完成，兼容性更好。本发明电路设备具有取样锁相的相噪指标高，又具有数字锁相输出频率可调的优势。
为了实现上述发明目的，本发明提供如下发明技术方案：如图2所示：一种低相噪微波频率源电路：包括：取样鉴相器、钳位电路模块、环路滤波器以及压控振荡器；其中所述取样鉴相器与所述环路滤波器相连；所述环路滤波器的另一端头与所述钳位电路模块的一端头相连，所述钳位电路模块的另一端与所述压控振荡器相连；所述压控振荡器与所述取样鉴相器相连。
工作时，所述取样鉴相器将由参考源所发出信号的相位信息和所述压控振荡器信号的相位信息进行比较，并将这两个信号的相位误差转换为误差电压，该电压由环路滤波器滤波后作为压控振荡器的控制电压，所述压控振荡器根据控制电压改变其输出频率，当闭环系统稳定后，所述压控振荡器的输出频率即达到所需要的频率，完成输出频率与参考频率的锁定；本发明所述钳位电路模块将所述压控振荡器的控制电压值控制在正确锁定所需要的范围内，避免错锁情况的发生。采用取样鉴相器相比于现有技术中的数字鉴相器，具有本底噪声小，不对参考信号进行预分频处理，而且在反馈支路也没有N分配器，所以电路具有更好的信噪特性。
其中所述钳位电路模块包括：如图3所示，第一数模转换器模块、第二数模转换器模块、第一二极管模块、第二二极管模块；其中所述第一数模转换器模块与所述第一二极管模块的一端相连；所述第一二极管模块的另一端头与所述压控振荡器的输入端头相连；所述第二数模转换器模块与所述第二二极管模块一端相连；所述第二二极管模块的另一端与所述压控振荡器的输入端头相连。本发明钳位电路模块中，通过控制所述第一数模转换模块和第二数模转换模块的输出电压的大小来控制所述第一二极管或第二二极管的导通情况，从而使得所述压控振荡器的输入端头的控制电压V0保持在正确锁定所需要的范围。
具体的，当所述第一二极管模块导通时，所述压控振荡器的输入端头的控制电压V0由所述第一数模转换模块的输出电压V1来决定；当所述第二二极管模块导通时，所述压控振荡器的输入端头的控制电压V0由所述第二数模转换模块的输出电压V2来决定；通过控制V1和V2的电压大小就可以确定V0的扫描范围，避免因V0扫描范围过大将压控振荡器的输出频率锁到参考频率的其它倍频频率上，而造成的错锁情况。
作为一种优选，如图4所示：所述第一二极管模块，包括：第一二极管和第一电阻R1；所述第二二极管模块，包括：第二二极管和第二电阻R2。在二极管模块中增加电阻，可以起到分压的保护的作用，提高电路运行的稳定性。
作为一种优选，所述第一数模转换器模块与所述第一二极管一端相连；所述第二二极管的另一端与所述第一电阻R1相连，所述第一电阻R1的另一端头与所述压控振荡器的输入端头相连；所述第二数模转换器模块与所述第二二极管一端相连；所述第二二极管的另一端与所述第二电阻R2相连，所述第二电阻R2的另一端头与所述压控振荡器的输入端头相连。
作为一种优选，所述第一二极管的正向端与所述第一数模转换模块相连；所述第二二极管的正向端与所述第二数模转换模块相连。
在这种结构下，假设所述第一数模转换模块的输出电压V1小于所述第二数模转换模块的输出电压V2(即V1＜V2)时，所述第一二极管此时处于反向偏压状态，所述第二二极管处于正向偏压状态而导通，此时所述压控振荡器的输入端头的控制电压V0由第二数模转换模块的输出电压V2来决定；反之如果V1＞V2时，所述第二二极管在此时处于反向偏压状态，所述第一二极管处于正向偏压状态而导通，此时所述压控振荡器的输入端头的控制电压V0由第一数模转换模块的输出电压V1来决定；这样通过简单的电路实现了将所述压控振荡器的输入端头的控制电压V0的电压值锁定在V1～V2的区间内。
工作中，V1值是根据VT的扫描值来确定，所述第二数模转换器模块的输出电压V2为防止所述压控振荡器出现错锁，而设置的门限电压；所以只需要控制V1和V2的取值大小就可以确定V0的扫描区间，使得这两者的压差在一个合适的范围，就能够使得即得到正确的VCO输出，又可以避免电路错锁到参考频率的其它倍频频率上。这样不需要使用价值昂贵的介质压控振荡器，也可以使锁相环稳定可靠的工作，达到了降低设备成本的目的。
工作过程如下：当本发明电路的环路没有锁定时，所述环路滤波器的输出电压VT是一个扫描电压，通过设置所述第一数模转换器模块的并行控制端口：D11～D15的值，可以实现所述第一数模控制模块的输出电压V1跟随所述环路滤波器的输出电压VT的变化而变化，且V1与VT呈线性放大或者缩小关系：即V1＝A*VT，A＝0～∞(A为第一数模转换器模块的控制系数，通过其控制端口D11～D15来设置)。所述第二数模转换器模块的输出电压V2，通过所述第二数模转换器模块输入电压值的和设置所述第二数模转换器模块的并行控制端口：D21～D25的值来设置；其中所述第二数模转换器模块的输入电压根据所述压控振荡器正确锁相时所需要的锁相电压来设定。
进一步的，通过控制所述第一数模转换器模块和所述第二数模转换器模块输出端的输出电压来缩小压控振荡器控制电压V0的电压范围，进而控制所述压控振荡器的扫描范围；避免错锁的发生。
进一步的，通过对所述第一数模转换模块和所述第二数模转换模块的输出电压置数来达到调节所述压控振荡器所输出的不同频率时的控制电压，使得本发明电路可以应用于不同频率的电路，通用性和兼容性更好。
进一步的，通过配合改变参考源频率和压控振荡器的钳位电压V1、V2，则可以使压控振荡器的输出频率在一个连续可调的范围内，相比于使用介质压控振荡器的设备本发明设备可以输出更宽的频率范围。
进一步的，所述第一数模转换器模块和所述第二数模转换器模块均与VCC电源相连，所述VCC电源为所述第一数模转换器模块和所述第二数模转换器模块提供能源。
实施例1：
通过实施例1来分析上述电路的工作过程：如图4所示的电路：电路未锁定时，假设VT扫描时，电压为0～12V，则所述第一数模转化模块的输出电压V1＝0～A*12V电压变化，如果控制A＝0.5，则V1＝0～6V。此时将所述第一数模转化模块的输出电压通过控制，设置为V2＝5V，二极管模块的压降为0.3V。存在种情况：1、当V1＝0～V2时，由于所述第一二极管处于反偏状态而开路，V0＝(V2-0.3)V；2、当V1＝V2～6V时，此时所述第二二极管处于反偏状态而开路，V0＝(V1-0.3)V。综合这两种情况，V0＝(5-0.3)～(6-0.3)V＝4.7～5.7V，即由于二极管的钳位作用，使得V0在4.7V和5.7V之间扫描。
所以，实际加在VCO的控制电压就在4.7V和5.7V直接扫描，而不再是0～12V的宽压变化范同，缩小了VCO的输出扫描频率，如果在这段扫描电压范围内有N(N为整数)倍REF参考电压的频率，则电路的输出频率就是N*REF，完成频率锁定。因此，控制V1和V2电压，使得这两者的压差在一个合适的范围，就能够使得即得到正确的VCO输出，又可以避免电路错锁到参考频率的其它倍频频率上。
本实施例的其余结构和工作原理与具体实施方式相同，在此不再赘述。

Claims (10)

1.一种低相噪微波频率源电路，其特征是：钳位电路模块位于环路滤波器和压控振荡器之间。
2.如权利要求1所述的低相噪微波频率源电路，其特征是：所述钳位电路模块将所述压控振荡器的控制电压值控制在正确锁定所需要的范围内，避免错锁情况的发生。
3.如权利要求1或2所述的低相噪微波频率源电路，其特征是：所述钳位电路模块包括第一二极管模块、第二二极管模块、第一数模转换模块以及第二数模转换模块，其中第一二极管模块导通时，所述压控振荡器的输入端头的控制电压V0由所述第一数模转换模块的输出电压V1来决定；当所述第二二极管模块导通时，所述压控振荡器的输入端头的控制电压V0由所述第二数模转换模块的输出电压V2来决定；通过控制V1和V2的电压大小就可以确定V0的扫描范围。
4.如权利要求3所述的低相噪微波频率源电路，其特征是：所述第一二极管模块，包括，第一电阻；所述第二二极管模块，包括第二电阻。
5.如权利要求4所述的低相噪微波频率源电路，其特征是：所述第一数模转换器模块与所述第一二极管一端相连；所述第二二极管的另一端与所述第一电阻相连，所述第一电阻的另一端头与所述压控振荡器的输入端头相连；所述第二数模转换器模块与所述第二二极管一端相连；所述第二二极管的另一端与所述第二电阻相连，所述第二电阻的另一端头与所述压控振荡器的输入端头相连。
6.如权利要求5所述的低相噪微波频率源电路，其特征是：所述第一二极管的正向端与所述第一数模转换模块相连；所述第二二极管的正向端与所述第二数模转换模块相连。
7.一种低相噪微波频率源锁相环的控制方法：其特征在于：基于如权利要求2至6之一所述的低相噪微波频率源电路，通过控制所述第一数模转换器模块的输出电压V1和所述第二数模转换器模块输出端的输出电压V2，来调节所述压控振荡器所输出的不同频率时的控制电压。
8.如权利要求7所述的控制方法，其特征是：通过控制所述第一数模转换器模块的输出电压V1和所述第二数模转换器模块输出端的输出电压V2来缩小压控振荡器控制电压的扫描范围，进而使的压控振荡器的输出频率锁定到正确的频率范围内。
9.如权利要求7所述的控制方法，其特征是：改变参考源频率和压控振荡器的钳位电压V1、V2，使压控振荡器的输出频率在一个连续可调的范围内。
10.一种低相噪微波频率源设备，其特征是，包括如权利要求1至权利要求6之一所述的电路。
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