CN104300992B - 支持多频段操作的传接器与方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提供支持多个不同频段的一多频段传接器。该多频段传接器包含一变压器、一输入开关电路、与一输出开关电路。该变压器包含在一主要侧的至少一主要侧线圈，其形成多个输入端口、在一次要侧的一次要侧线圈、以及至少一输出接点，该至少一输出接点区分该次要侧线圈为多个部分，该次要侧线圈的全部以及该多个部分分别形成多个输出端口，其中该多个输入端口与该多个输出端口系直流电绝缘且磁耦合。该输入开关电路用于导通一射频信号源到该多个输入端口其中之一以传输信号。该输出开关电路，用于连接该多个输出端口其中之一到多个射频输出负载其中之一。
Description
技术领域
本发明系关于传接器，特别是支持多个不同频段的多频段传接器(multibandtransceiver)及其相关方法。
背景技术
近几年来，行动因特网与多媒体服务的使用呈现爆炸性的增长，用户的需求包含了浏览网站、下载音乐、电影串流、视频会议、社群网络与电视广播等。因此，有许多先进的行动装置被开发出来，包括智能型手机、个人数字助理、平板计算机等，用于提供用户多种功能与服务。这些行动装置在支持第三代宽带码分多址通讯系统/高速封包存取系统(WCDMA/HSPA)，甚至是第四代长期演进通讯系统(LTE)的同时，还要能够向下兼容，支持较旧的第二代全球行动系统(GSM)与二代半的通用封包无线服务/增强速率演进(GPRS/EDGE)。举一个最近的例子，苹果公司的iPhone5与iPhone4S手机支持四个频段850/900/1800/1900MHz的全球行动系统(GSM)、四个频段850/900/1900/3100MHz的通用行动通讯/高速下载封包存取/高速上传封包存取系统(UMTS/HSDPA/HSUPA)、以及两个频段800/1900MHz的码分多址数据优化版本A(CDMA EV-DO Rev.A)系统，总共需要支持六个不同的频段。更有甚者，第四代行动通讯标准当中，全球总共有超过四十个频段可供通讯。
在支持多个频段组合的同时，也需要考虑到行动装置的成本与尺寸。现行手机广泛地使用个别独立的功率放大器。举例来说，一支手机内可以包含一个支持四频段的功率放大器模块，其用于第二代与二代半的行动系统，还可以包含一至五个支持单频段的功率放大器模块，分别用于支持第三代与第四代的行动系统。虽然上述多模块的配置能够享有良好的整体传送性能，但必须付出尺寸与成本作为代价。
因此，集成的功率放大器被提出，用以减少射频信号的路径与零组件成本以及降低电路板上的绕线复杂度。图1为使用集成功率放大器的智能型手机的传送器路径的一示意图。此既有技术包含了一传接器10、一功率放大器模块12、多个绝缘器(isolator)18、一天线开关14、与一主天线16。如图1所示，用于支援多模多频段(MMMB,multiple-mode,multiple-band)输出的功率放大器模块12内部包含两个功率放大器，其一用于较高频段，另一个用于较低频段。所谓的多模指的是多种通信标准，而多频段指的是多个输出信号的频段。例如，由一高频段功率放大器22HB所提供的高频段输出支持从1.71到1.98GHz的饱和高斯滤波最小频移键控(GMSK,Gaussian filtered Minimum Shift Keying)模式与线性宽带码分多址通讯系统/高速封包存取系统(WCDMA/HSPA)的无线通信。同时，由一低频段功率放大器22LB所提供的低频段输出支持从824到915MHz的第二代全球行动系统(GSM)与二代半的演进式全球行动系统(EGSM)，以及第三代行动通信标准。一个置于功率放大器之后的开关20用于导通每一模式与每一操作频段所需的信号。
透过射频连接端口RFOLB或RFOHB，上述的传接器10将处在不同频段的射频信号馈送到功率放大器模块12。一般来说，在传统的解决方案当中，会采用两个预功率放大器(PPA,pre power amplifier)，而不只使用单一个预功率放大器。预功率放大器的数量将与支持的频段或模式的数量成正比。图2示出了传接器的一种解决方案，可用于提供两个射频信号路径，以分别连接图1示出的高频段功率放大器22HB与低频段功率放大器22LB。该传接器包含一预功率放大器30、一输入开关电路32、变压器34HB与34LB、一输出开关电路38、与一对高频段与低频段的射频连接端口RFOHB与RFOLB。根据频段选择的结果，输入开关电路32将射频信号从预功率放大器30分别导通到变压器34HB与34LB其中之一的主要侧线圈，变压器34HB与34LB的次要侧线圈又透过上述的输出开关电路38分别连接到高频段与低频段的射频连接端口RFOHB与RFOLB。这两个变压器34HB与34LB在磁耦合(magnetic coupling)方面互相独立。图2示出的解决方案在设计频段选择与阻抗比时较为方便，因为对其中一个变压器的优化并不影响另一个变压器。然而，实作在集成电路芯片内的单晶变压器(monolithictransformer)总是会占用传接器部分内相当可观的硅晶圆面积。如图2所示的两个单晶变压器将使用过量的面积和成本。
图3A与图3B示出了图2解决方案的两例变型，每一例仅使用单一变压器以节省两个变压器所占用的硅晶圆成本。在图3A当中，变压器36A包含一个主要侧线圈与两个次要侧线圈。输出开关电路42根据频段选择的结果选择并导通这两个次要侧线圈其中之一。图3B所示的变压器36B包含两个主要侧线圈与一个次要侧线圈。开关电路32与40根据高频段与低频段模式选择，适当地导通射频信号。
尽管图3A与图3B的范例均只有单一个变压器，但无可避免地是，此类设计将付出共鸣调整(resonant tuning)或负载线路阻抗优化方面的代价。设计方面的困难将在图4A与图4B中解释。图4A示出了具有适当调校过的主要侧线圈51与次要侧线圈53的一变压器50，主要侧线圈51与次要侧线圈53分别连接到一预功率放大器30与一负载电阻52。该负载电阻52表示某一射频连接端口的路径的特征阻抗RL。图4B所示为图4A范例的一等效电路。VG表示预功率放大器30的驱动输出电压，RG表示预功率放大器30的等效输出阻抗，CP表示可调式电容55的电容值，rp表示主要侧线圈51的输入寄生串行电阻(parasitic seriesresistance)，km表示变压器50的耦合系数，LP表示主要侧线圈51的电感值，(1-km---2)x LP表示主要侧线圈51的漏电电感值，km---2x LP表示变压器的互耦合电感值，n表示主要侧与次要侧线圈的匝数比(turn ratio)，以及RL/(n/km)2表示变压器50自次要侧转移到主要侧的有效负载阻抗。图4A的主要侧线圈51与可调式电容55来自于一电感电容谐振震荡器(LCtank)，其共振频率决定了一选择频段的中心频率。在图3A所示的解决方案中，LP值是一常数。当高频段的频率高于低频段的频率三倍时，可调式电容55的电容值CP必须是9倍可调，以便在高频段与低频段之间切换。为了要涵盖这么大的电容可调范围，图3A当中的可调式电容31就必须要占用大的硅晶圆面积，亦即付出较高成本，使得图3A的解决方案不甚适当。据此，图3B所示出的两个电容器的电容可调范围可以显着地减少。例如，要组成具有三倍频率的电感电容谐振震荡器，图4B的主要侧线圈的电感值LP需要变为9倍大，而其电容值CP则保持大致不变。请注意在图3B当中的次要侧电感值LS在高频段与低频段操作中总是保持不变。从图4B可以归纳出，当匝数比变为三倍时，负载线阻抗RL/(n/km)2随之减少，越过负载线阻抗RL/(n/km)2的压降VCOUPLE随之改变。当压降VCOUPLE相关于变压器的总输出功率时，图3B所示解决方案的功率增加效率(PAE,power added efficiency)就无法同时针对高频段与低频段的操作优化。
发明内容
在一实施例中，本发明提供支持多个不同频段的一多频段传接器。该多频段传接器包含一变压器、一输入开关电路、与一输出开关电路。该变压器包含在一主要侧的至少一主要侧线圈，其形成多个输入端口、在一次要侧的一次要侧线圈、以及至少一输出接点，该至少一输出接点区分该次要侧线圈为多个部分，该次要侧线圈的全部以及该多个部分分别形成多个输出端口，其中该多个输入端口与该多个输出端口系直流电绝缘且磁耦合。该输入开关电路用于导通一射频信号源到该多个输入端口其中之一以传输信号。该输出开关电路，用于连接该多个输出端口其中之一到射频输出负载。
在另一实施例中，本发明提供支持多频段通讯的一方法，其包含以下步骤：提供一变压器，用以转换一主要侧及一次要侧间的电压，其中该变压器包含在一主要侧的多个主要侧线圈，形成多个输入端口与在一次要侧的一次要侧线圈以及多个输出接点，该次要侧线圈的全部或一部选择性地与该多个输出接点形成多个输出端口，其中该多个输入端口与该多个输出端口系直流电绝缘且磁耦合；在一第一频段操作时，导通一射频信号源到该多个输入端口其中的一第一输入端口，以及导通一第一射频输出负载到该多个输出端口其中的一第一输出端口；以及在一第二频段操作时，导通该射频信号源到该多个输入端口其中的一第二输入端口，以及导通一第二射频输出负载到该多个输出端口其中的一第二输出端口；其中该第一频段的频率高于该第二频段的频率。
在另一实施例中，本发明提供支持多频段通讯的一方法，其包含以下步骤：透过一电容连接一第一输入端口与一信号源以选择一第一频段信号来组成一第一电感电容谐振震荡器；将一第一射频输出负载自一第一输出端口磁转移到该第一输入端口，以在一第一频段操作中的该信号源的输出处形成一中间负载阻抗；透过一电容连接一第二输入端口与该信号源以选择一第二频段信号来组成一第二电感电容谐振震荡器；以及将一第二射频输出负载自一第二输出端口磁转移到该第二输入端口，以在一第二频段操作中的该信号源的输出处形成另一中间负载阻抗；其中该第一与第二输入端口以其该第一与第二输出端口共享一磁核心，形成该第二输出端口的一线圈包含形成该第一输出端口的一线圈。
附图说明
图1示出使用集成功率放大器的智能型手机的一方块示意图。
图2标出具有两个射频信号路径的传接器的一传统解决方案。
图3A与图3B示出图2解决方案的两例变型。
图4A示出具有适当调校过的主要侧线圈与次要侧线圈的一变压器。
图4B示出图4A的一等效电路。
图5为根据本发明一实施例的一多频段传接器。
图6A示出当图5处于高频段操作时，输入开关电路64与输出开关电路68的所有开关状态。
图6B示出当图5处于低频段操作时，输入开关电路64与输出开关电路68的所有开关状态。
图7A示出包含寄生电容与电阻性质的真实输出开关的图6A的电路。
图7B示出图7A的一等效电路。
图8A示出在次要侧线圈有两个接点的一三线圈组变压器。
图8B示出根据本发明一实施例的具有两个接点的一变压器。
图8C示出在主要侧与次要侧线圈中具有多个接点的变压器92。
图9示出根据本发明一实施例的另一多频段传接器。
图10A示出当图9的传接器100处在第一频段操作时的各连接端口的连接状态。
图10B示出当图9的传接器100处在第N频段操作时的各连接端口的连接状态。
图11示出根据本发明一实施例的一射频接收器。
图12示出当图11的射频接收器200自天线16M接收射频信号并使用低噪放大器LNAN放大信号时，各连接端口的连接与状态。
符号说明
10 传接器
12 功率放大器模块
14 天线开关
16、161～16M 主天线
18 绝缘器
20 开关
22 功率放大器
22LB 低频段功率放大器
22HB 高频段功率放大器
30 预功率放大器
31 可调式电容
32 输入开关电路
34LB、34HB 变压器
36A、36B 变压器
38 输出开关电路
40 输出开关电路
50 变压器
51 主要侧线圈
52 负载电阻
53 次要侧线圈
55 可调式电容
60 多频段传接器
61LB、61HB 可调式电容器
62 预功率放大器
64 输入开关电路
66 三线圈组变压器
68 输出开关电路
70L、70H 主要侧线圈
72L、72H、72ADD 次要侧线圈
74TP 输出接点
80LL、80HL 射频输出负载
90 三线圈组变压器
91 三线圈组变压器
92 三线圈组变压器
100 多频段传接器
102 预功率放大器
104 输入开关电路
106 多连接端口变压器
108 输出开关电路
204 输入开关电路
206 变压器
208 输出开关电路
S 开关
Tap 接点
TI 输入连接端口
TO 输出连接端口
RFO 射频连接端口
具体实施方式
图5为根据本发明一实施例的一多频段传接器60，其包含一预功率放大器62、可调电容61HB与61LB、一输入开关电路64、一三线圈组变压器(trifilar transformer)66、以及一输出开关电路68。上述的预功率放大器62作为一射频信号源。该三线圈组变压器66有两个主要侧线圈70H与70L与一个次要侧线圈72L。所有在变压器内的线圈都彼此磁耦合，且主要侧是直流电绝缘于次要侧。该主要侧线圈70H与70L分别作为一高频段输入端口TIHB与一低频段输入端口TILB。该次要侧线圈72L的两个连接终端组成一低频段输出端口TOLB。该次要侧线圈72L的一个连接终端与一输出接点(output tap)74TP组成一高频段输出端口TOHB，其相应于该次要侧线圈的某一段，标之为72H。也就是说，输出接点(output tap)74TP区分次要侧线圈72L为两部分，使次要侧线圈72L的全部形成低频段输出端口TOLB，以及其中一部份形成高频段输出端口TOHB。高频段输入端口TIHB、低频段输入端口TILB、高频段输入端口TIHB与低频段输入端口TILB共享一磁核心。在高频段操作中所传送的载波频率的射频信号高于低频段操作的频率。
为了实现频段选择的目的，上述的输入开关电路64被安排在三线圈组变压器66与预功率放大器62之间，而输出开关电路68被安排在三线圈组变压器66之后。上述的输出开关电路68具有开关SH1/SH2/SH与SL1/SL2/SL，用于连接或断开在TOHB/TOLB与RFOHB/RFOLB之间的线路。TOHB/TOLB与RFOHB/RFOLB分别为三线圈组变压器66的输出端口，以及在高/低频段操作时的射频输出负载(80HL与80LL)的射频连接端口。
图6A示出当多频段传接器60于高频段操作时，输入开关电路64与输出开关电路68的所有开关状态。如图6A所示，高频段输入端口TIHB被输入开关电路64选来连接预功率放大器62。同时，高频段输出端口TOHB被输出开关电路68选来连接射频连接端口RFOHB以驱动射频输出负载80HL。在本实施例中，射频连接端口RFOHB系连接到一外部功率放大器。在低频段输入端口TILB与预功率放大器62之间的直流/交流耦合系透过输入开关电路64来控制，低频段输出端口TOLB与低频段射频连接端口RFOLB之间的直流/交流耦合系透过输出开关电路68来控制。在高频段操作时，如图6A所示，低频段输入端口TILB与低频段输出端口TOLB并未被选取，维持开路状态。低频段输入端口TILB与预功率放大器62之间为开路，低频段输出端口TOLB与低频段射频连接端口RFOLB之间也为开路。在输出开关电路68的内部，开关SH、SL1、与SL2设为开路，开关SL、SH1、与SH2设为通路。具有高频段频率的射频信号沿着线路依序通过预功率放大器62、高频段输入端口TIHB、三线圈组变压器66的主要侧线圈70H与次要侧线圈72H、高频段输出端口TOHB、以及射频连接端口RFOHB，以连接射频输出负载80HL，进而输出到一外部功率放大器以供信号放大与传输，据此完成相应的高频段操作。
与图6A相类，图6B显示当多频段传接器60于低频段操作时，输入开关电路64与输出开关电路68的所有开关状态。如图6B所示，低频段输入端口TILB被输入开关电路64选来连接预功率放大器62。同时，低频段输出端口TOLB被输出开关电路68选来连接射频连接端口RFOLB以驱动射频输出负载80LL。在低频段操作中，高频段输入端口TIHB与高频段输出端口TOHB并未被选取，维持开路状态。在输出开关电路68的内部，开关SL、SH1、与SH2设为开路，开关SH、SL1、与SL2设为通路。具有低频段频率的射频信号沿着线路依序通过预功率放大器62、低频段输入端口TILB、三线圈组变压器66的主要侧线圈70H与次要侧线圈72L、低频段输出端口TOLB、以及射频连接端口RFOLB，以连接射频输出负载80LL，进而输出到一外部功率放大器以供信号放大与传输，据此完成相应的低频段操作。
简而言之，三线圈组变压器66的每一个主要侧线圈都只能适用于某一频段的操作。而低频段操作会用到三线圈组变压器66的次要侧线圈72L的全部，高频段操作只会用到三线圈组变压器66的次要侧线圈72L的其中一部份。
在低频段操作中，借助输入开关电路64与输出开关电路68，三线圈组变压器66将射频输出负载80LL从低频段输出端口TOLB磁性转换到低频段输入端口TILB，以便组成预功率放大器62的一中间负载阻抗(immediate load impedance)。在高频段操作中，三线圈组变压器66将射频输出负载80HL从高频段输出端口TOLB磁性转换到高频段输入端口TIHB，以便组成预功率放大器62的另一中间负载阻抗。
本发明所提供的传接器60很容易进行共振频率调整与负载线阻抗的优化。对高频段操作而言，共振频率是由可调式电容61HB与主要侧线圈70H所决定，主要侧线圈70H与可调式电容61HB组成一电感电容谐振震荡器(LC tank)，其共振频率决定了该高频段的中心频率。而如图4B所示，负载线阻抗基本上是由匝线比nH与耦合系数kmH所决定。在此处的耦合系数kmH为主要侧线圈70H与次要侧线圈72H之间的耦合系数，而匝线比nH大约是其中L70H与L72H分别为主要侧线圈70H与次要侧线圈72H的电感值，或者分别为高频段输入端口TIHB与高频段输出端口TOHB的电感值。同样地，对低频段操作而言，可调式电容61LB与主要侧线圈70L所决定共振频率，且匝线比nL与耦合系数kmL决定负载线阻抗。在此处的耦合系数kmL为主要侧线圈70L与次要侧线圈72L之间的耦合系数，而匝线比nL大约是其中L70L与L72L分别为主要侧线圈70L与次要侧线圈72L的电感值，或者分别为低频段输入端口TILB与低频段输出端口TOLB的电感值。上述的耦合系数kmH与kmL在小的漏磁通量(magnetic-flux leakage)时可以接近1。如果可调电容61HB具有和可调电容61LB相同的电容值时，透过令匝线比等于可决定主要侧线圈70L与70H，其中fH与fL分别为高频段与低频段操作时所想要设定的共振频率。因此，L70L要大于L70H。可以如图4B所示，根据在高频段操作时的负载线阻抗与功率增加效率的需求，决定匝数比nH，即可决定次要侧线圈72H。在设定完关于次要侧线圈72H的参数之后，次要侧线圈72L与次要侧线圈72H之间的差异可以根据匝数比nL来决定，而匝数比nL则是根据在低频段操作时的负载线阻抗与功率增加效率的需求所决定。如图5所示，可以串接一额外的线圈72ADD与次要侧线圈72H来组成次要侧线圈72L，而不会影响到相应于输出端口TOHB的电感值L72H。换句话说，次要侧线圈72H的设计可以和次要侧线圈72L的设计脱勾。据此，高频段操作与低频段操作时的负载线阻抗可以独立进行优化，使得高频段操作与低频段操作时的功率增加效率优化。在一实施例中，电感比L72H/L70H大致等于L72L/L70L，亦即匝数比nH实质上相等于nL。换言之，高频段操作与低频段操作时的负载线阻抗将大致相等。当然，本发明并不限定于此。在其他实施例中的L72H/L70H是可以设定的，且可与L72L/L70L不同。
图5所揭露的实施例当中只有单一个变压器，却可以支持不同频段的操作。和其他使用多个变压器来支持多频段操作的设计相比，硅晶圆耗费的成本较低。此外，其电感值在高频段操作时决定了负载线阻抗与功率增加效率的次要侧线圈72H，可以在传接器60于低频段操作时重复使用，据此减少了变压器66的整体尺寸。可以选择主要侧线圈70H与次要侧线圈72H的参数，以符合在高频段操作时的需求，例如共振频率调整、负载线阻抗、与功率增加效率等。同时可以优化主要侧线圈70L与次要侧线圈72L的参数，而不会减损在低频段操作时的性能。总而言之，传接器可以同时满足高频段与低频段操作时的需求。
根据先前技术的描述，图4A与图4B所示的变压器设计是在假定开关电路为理想状态下，亦即开关电路的每一个开关在开路时可以同时阻断直流电信号和交流电信号。但在实际上，由于集成电路内的开关通常是由晶体管所构成，在关闭状态(off state)下，由于晶体管终端之间的寄生电容效应只具有有限的阻抗值。由于阻抗和电容性相关，当操作频率增加时，阻抗值将随之减少。如图7A所示，当开关SL1和SL2处在关闭状态时将成为两个具有限阻抗值的电容CLL1和CLL2，导致三线圈组变压器66与射频连接端口RFOLB之间的绝缘变差。射频输出负载80LL不可避免地被三线圈组变压器66部分转移到高频段输入端口TIHB，高频段操作时的负载线阻抗值将会偏离优化值。在本发明中，图6A的开关SL将用于解决由处于关闭状态的开关SL1和SL2导致的寄生电容效应。图7A为图6A的一个实施例变型，其具有电容器CLL1、CLL2、CSL1、与CSL2来分别表示开关电路64与68内处于关闭状态的各开关。并联到射频连接端口RFOHB与RFOLB的射频输出负载80HL与80LL分别表示相应于射频连接端口RFOHB与RFOLB的射频负载阻抗RHL与RLL。图7A中的电阻82IL用于表示图6A中处于开启状态(on state)的开关SL的阻抗RSL。图7B所示为图7A的一等效电路，其与图4B相类，本领域的普通技术人员可以从先前的教示中明白其变化。和图4B的不同处在于，图4B只有一个负载电阻RL/(n/km)2，图7B还另有一电路84L作为自次要侧线圈72L磁转换到主要侧线圈72H的负载阻抗。电路84L内部为串联的一电容与一电阻，以表示图7A中位于变压器66的次要侧的电容器CLL1与CLL2、电阻82LL、以及射频输出负载80LL的整体改变结果。据此，电路84L的阻抗包含了一电阻R84L与一电抗X84L，其与次要侧的其他组件的关系示于图7B，其中nx_LH大致接近于且kmLH为主要侧线圈70H与次要侧线圈72L之间的耦合系数。图7B出现的电阻R84L与电抗X84L将使得整体频率响应复杂化，并有可能让电感电容网络的共振频率偏移。最小化电抗X84L可以减少频率偏移，但无法完全消除偏移，其原因在于每个开关的设计必须在开启状态低电阻与关闭状态高阻抗两者之间作尺寸的取舍与妥协，而晶体管的寄生电容值恰和尺寸大小成正比。开关SL有助于在高频段操作时减少射频输出负载80LL的效应，由于在此时刻，开关SL被开启以便将射频输出负载80LL短路，其开关的阻抗远低于射频输出负载80LL的阻抗(RSL<<RLL)。当来自于并联的RSL与RLL的有效阻抗较小时，电阻R84L相对于电抗X84L而言就变得无关紧要了。这使得电路84L的阻抗值几乎纯粹为反应性(reactive)，可以轻易地透过可调电容61HB来进行调整或补偿。总结来说，开关SL提供了一组旁通电路令三线圈组变压器66绝缘于射频输出负载80LL，使得高频段操作时的共振调整变得容易。以上的分析也可以适用于连接到图6B所示的射频连接端口RFOHB的分流开关SH上，其也提供类似的优点。
尽管图5示出了具有单一输出接点的三线圈组变压器，但本发明并不局限于此。本发明的实施例可以使用不同种类的变压器。例如，图5的变压器66可以被图8A所示具有两个输出接点Taps1与Taps2的三线圈组变压器90所取代。在次要侧，两个输出接点Taps1与Taps2组成一高频段输出端口TOHB，整个次要侧线圈的两个终端组成了一低频段输出端口TOLB。
图8B所示的变压器91在本发明的某些实施例中可以用于替换图5所示的变压器66。变压器91具有两个接点Tapp1与Taps1。在主要侧方面，整个主要侧线圈的两个终端组成了低频段输入端口TILB，而整个主要侧线圈的某一个终端与输入接点Tapp1组成了高频段输入端口TIHB。在次要侧方面，整个次要侧线圈的两个终端组成了低频段输出端口TOLB，而整个次要侧线圈的某一个终端与输出接点Taps1组成了高频段输出端口TOHB。
图8C所示的变压器92具有多个输入接点与输入接点，可用于在本发明的某些实施例中替换图5所示的变压器66。在此范例当中，在主要侧有两个接点，另有两个接点在次要侧。在变压器92主要侧的两个输入接点TapP1与TapP2组成一高频段输入端口TIHB，而主要侧线圈的两个终端组成了一低频段输入端口TILB。在变压器92次要侧的两个输出接点组成一高频段输出端口TOHB，而次要侧线圈的两个终端组成一低频段输出端口TOLB。
本发明并不限于两个频段的操作，也可以扩充到多频段的作业。比方说，图9示出了一多频段传接器100，其包含一预功率放大器102、一输入开关电路104、一多连接端口变压器106、与一输出开关电路108。变压器106的主要侧线圈提供多个输入端口，TI1到TIN。变压器的整个次要侧线圈的两个终端形成输出端口TO1，每一个输出接点与次要侧的某一终端个别形成其他的输出端口，TO2到TON。输出端口TI1到TIN的其中之一透过输入开关电路104连接到预功率放大器102，而输出端口TO1到TON的其中之一透过输出开关电路108连接到射频连接端口RFO1到RFON的其中之一。在其他的实施例中，某一输出端口可以由两个接点组成，或是由一个接点与一个终端组成。
图10A示出当传接器100在第一频段操作时，图9所示实施例各连接端口的连接与状态。输入端口TI1被选来连接到预功率放大器102，且输出端口TO1被选来连接到射频连接端口RFO1，其用于馈送射频信号到一外部功率放大器。其他的输入端口TI2到TIN与输出端口TO2到TON全都未被选择或是设为开路。射频连接端口RFO2到RFON的两个终端都互相连接通路，令它们对输出端口TI1的输出阻抗的影响为反应性的。图10B示出类似的实施例，亦即当传接器100在第N频段操作时，图9所示实施例各连接端口的连接与状态。由于图示已经简明易懂，因此不对图10B多加解释。
根据本发明各实施例的变压器可以是在一个以上金属层的硅芯片上实作的金属条所形成的单晶变压器。在一实施例中，图5的变压器66的主要侧与次要侧线圈在单一金属层上缠绕以形成平面螺旋状的微金属条。在另一实施例中，变压器66的主要侧线圈为在单一金属层上的螺旋状导体，而变压器66的次要侧为另一金属层上的螺旋状导体。所有螺旋状导体可以同心圆形式对齐排列或是间隔排列。
尽管本发明已经说明了各实施例中变压器的操作方式、具备的性能、以及其优点，但本发明的范围并不限于此。比方说，本发明的一实施例为接收空气传播的射频信号地一射频接收器，其具有介于一三线圈组变压器及一天线之间的一输入开关电路。
在一实施例中，图11示出根据本发明一实施例的一射频接收器200。天线161到16M为信号源，其可透过输入开关电路204与输入端口TI1到TIM相连或断开。输出开关电路208用于连接输出端口TO1到TON的其中之一到低噪放大器LNA1到LNAN的其中之一。尽管图11所示的变压器206和图9所示的多连接端口变压器106相同，但可以使用本发明所揭示的任何一种变压器来取代变压器206。射频接收器200针对低噪放大器提供单一或多重阻抗转换的输入匹配(input matching)，诸如增益匹配与噪讯匹配。图12示出图11的射频接收器200自天线16M接收射频信号并使用低噪放大器LNAN放大信号时，各连接端口的连接与状态。
虽然以上述范例与优选的实施例来说明本发明，然而本发明的范围并不限定于此。反之，上述说明系用于涵盖本领域普通技术人员可以理解的各式变型与相似的设计。因此，以下的权利要求范围应该采取最宽的解释以便涵盖所有各式变型与相似的设计。
Claims (22)
1.支持多个不同频段的多频段传接器，包含：
变压器，其包含在主要侧的至少一主要侧线圈，其形成多个输入端口、在次要侧的次要侧线圈、以及至少一输出接点，该至少一输出接点区分该次要侧线圈为多个部分，该次要侧线圈的全部以及该多个部分分别形成多个输出端口，其中该多个输入端口与该多个输出端口系直流电绝缘且磁耦合；
输入开关电路，用于导通射频信号源到该多个输入端口其中之一以传输信号，该射频信号源为多个天线之一；以及
输出开关电路，用于连接该多个输出端口其中之一到多个射频输出负载其中之一，
该多个输入端口包含高频段输入端口以及低频输入端口，该多个输出端口包含高频段输出端口以及低频输出端口，当该多频段传接器在高频段操作时，该输出开关电路将该高频段输出端口连接到该多个射频输出负载中的高频段射频输出负载，当该多频段传接器在低频段操作时，该输出开关电路将该低频段输出端口连接到该多个射频输出负载中的低频段射频输出负载，形成该高频段输出端口的该次要侧线圈的一部分是不同于形成该低频段输出端口的该次要侧线圈的一部分，
该多个射频输出负载分别为多个射频端口的射频负载阻抗，当该多频段传接器以第一频段操作时，该输出开关电路连接第一输出端口到第一射频端口，断开第二输出端口与第二射频端口的连接并将该第二射频端口短路，
该输出开关电路包含相应地耦接到该多个射频端口的多个分路开关，以及并联该多个射频端口两端的多个分路开关；当该多频段传接器以该第一频段操作时，该多个分路开关中耦接到该第一射频端口的第一分路开关被闭合，该多个分路开关中耦接到该第二射频端口的第二分路开关被断开，以及该多个分路开关中并联对应于该第二射频端口两端的第三分路开关被闭合。
2.如权利要求1所述的多频段传接器，其特征在于，更包含至少一可调式电容，其与该多个输入端口其中之一以组成电感电容谐振震荡器，用以决定共振频率。
3.如权利要求1所述的多频段传接器，其特征在于，当该多频段传接器在该高频段操作时，该高频段输入端口连接到该射频信号源，当该多频段传接器在该低频段操作时，该低频段输入端口连接到该射频信号源，形成该高频段输入端口的主要侧线圈系不同于形成该低频段输入端口的主要侧线圈。
4.如权利要求3所述的多频段传接器，其特征在于，该多个主要侧线圈中的一主要侧线圈的全部或一部选择性地与多个输入接点形成该多个输入端口，形成该低频段输入端口的该主要侧线圈的一部分包含形成该高频段输入端口的该主要侧线圈的一部分。
5.如权利要求1所述的多频段传接器，其特征在于，形成该低频段输出端口的该次要侧线圈的一部分包含该高频段输出端口的该次要侧线圈的一部分。
6.如权利要求3所述的多频段传接器，其特征在于，该高频段输入端口对该高频段输出端口的匝数比实质上相同于该低频段输入端口对该低频段输出端口的匝数比。
7.如权利要求3所述的多频段传接器，其特征在于，该高频段输入端口对该高频段输出端口的匝数比不同于该低频段输入端口对该低频段输出端口的匝数比。
8.如权利要求1所述的多频段传接器，其特征在于，该输出开关电路将该多个输出端口的其中之一连接到该多个射频输出负载其中之一，将该多个输出端口的其他输出端口自该多个射频输出负载的其他射频输出负载断开，并将该其他射频输出负载短路。
9.如权利要求1所述的多频段传接器，其特征在于，该多个输入端口的电感值系个别地根据其操作频段规格而设计，相连的输入端口对输出端口的匝数比系根据负载线阻抗、输出功率、或功率增加效率所决定。
10.如权利要求1所述的多频段传接器，其特征在于，该射频信号源为预功率放大器。
11.如权利要求1所述的多频段传接器，其特征在于，该射频输出负载为功率放大器的输入阻抗。
12.如权利要求1所述的多频段传接器，其特征在于，该变压器为单晶变压器。
13.如权利要求1所述的多频段传接器，其特征在于，该多个射频输出负载为多个低噪放大器的多个输入阻抗。
14.支持多频段通讯的方法，包含：
提供变压器，用以转换主要侧及次要侧间的电压，其中该变压器包含在该主要侧的多个主要侧线圈，形成多个输入端口与在该次要侧的次要侧线圈以及多个输出接点，该次要侧线圈的全部或一部选择性地与该多个输出接点形成多个输出端口，其中该多个输入端口与该多个输出端口系直流电绝缘且磁耦合，该多个输入端口包含高频段输入端口以及低频输入端口，该多个输出端口包含高频段输出端口以及低频输出端口，形成该高频段输出端口的该次要侧线圈的一部分是不同于形成该低频段输出端口的该次要侧线圈的一部分；
在第一频段操作时，导通射频信号源到该多个输入端口其中的第一输入端口，以及经由输出开关电路导通第一射频输出负载到该多个输出端口其中的第一输出端口，该射频信号源为多个天线之一；以及
在第二频段操作时，导通该射频信号源到该多个输入端口其中的第二输入端口，以及经由输出开关电路导通第二射频输出负载到该多个输出端口其中的第二输出端口；
其中该第一频段的频率高于该第二频段的频率，其中该第一输出端口为该高频段输出端口，该第一射频输出负载为高频段射频输出负载，该第二输出端口为该低频段输出端口，该第二射频输出负载为低频段射频输出负载，
该第一射频输出负载与该第二射频输出负载分别是第一射频端口与第二射频端口的射频负载阻抗，其中导通该射频信号源到该第一输入端口的步骤更包含闭合并联到第二射频端口两端的开关以使第二射频端口短路，以及经由输出开关电路断开第二射频输出负载到该多个输出端口其中的第二输出端口，导通该射频信号源到该多个输入端口其中的第二输入端口的步骤更包含闭合并联到第一射频端口两端的开关以使第一射频端口短路，以及经由输出开关电路断开第一射频输出负载到该多个输出端口其中的第一输出端口。
15.如权利要求14所述的方法，其特征在于，导通该射频信号源到该第一输入端口的步骤更包含将该第二输出端口自该第二射频输出负载断开以及将该第二射频输出负载短路。
16.如权利要求14所述的方法，其特征在于，该第一输入端口对该第一输出端口的匝数比实质上相同于该第二输入端口对该第二输出端口的匝数比。
17.如权利要求14所述的方法，其特征在于，该第一输入端口对该第一输出端口的匝数比实质上不同于该第二输入端口对该第二输出端口的匝数比。
18.如权利要求14所述的方法，其特征在于，该第二输入端口的线圈包含该第一输入端口的线圈。
19.如权利要求14所述的方法，其特征在于，该第二输出端口的线圈包含该第一输出端口的线圈。
20.支持多频段通讯的方法，包含：
透过电容连接第一输入端口与信号源以选择第一频段信号来组成第一电感电容谐振震荡器，该信号源为多个天线之一；
经由输出开关电路将第一射频输出负载连接到第一输出端口以将第一射频输出负载自第一输出端口磁转移到该第一输入端口，以在第一频段操作中的该信号源的输出处形成中间负载阻抗；
透过电容连接第二输入端口与该信号源以选择第二频段信号来组成第二电感电容谐振震荡器；以及
经由输出开关电路将第二射频输出负载连接到第二输出端口以将第二射频输出负载自第二输出端口磁转移到该第二输入端口，以在第二频段操作中的该信号源的输出处形成另一中间负载阻抗；
其中该第一与第二输入端口以及该第一与第二输出端口共享一磁核心，形成该第二输出端口的线圈包含形成该第一输出端口的线圈，
将该第一射频输出负载自该第一输出端口磁转移到该第一输入端口的步骤更包含：
将该第二射频输出负载和与其串联且处于断开状态的开关自该第二输出端口磁转移到该第一输入端口；以及
闭合并联到该第二射频输出负载的开关以消除该第二射频输出负载的电阻效应，用于改善该第一电感电容谐振震荡器的共振阻抗。
21.如权利要求20所述的方法，其特征在于，该第一频段信号的中心频率高于该第二频段信号的中心频率。
22.如权利要求20所述的方法，其特征在于，将该第二射频输出负载自该第二输出端口磁转移到该第二输入端口的步骤更包含：
将该第一射频输出负载和与其串联且处于断开状态的开关自该第一输出端口磁转移到该第二输入端口；以及
闭合并联到该第一射频输出负载的开关以消除该第一射频输出负载的电阻效应，用于改善该第二电感电容谐振震荡器的共振阻抗。
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