TWI540849B - 支援多頻段操作的傳接器與方法 - Google Patents

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Description

支援多頻段操作的傳接器與方法
本發明係關於傳接器，特別是支援多個不同頻段的多頻段傳接器(multiband transceiver)及其相關方法。
近幾年來，行動網際網路與多媒體服務的使用呈現爆炸性的增長，用戶的需求包含了瀏覽網站、下載音樂、電影串流、視訊會議、社群網路與電視廣播等。因此，有許多先進的行動裝置被開發出來，包括智慧型手機、個人數位助理、平板電腦等，用於提供用戶多種功能與服務。這些行動裝置在支援第三代寬頻碼分多址通訊系統/高速封包存取系統(WCDMA/HSPA)，甚至是第四代長期演進通訊系統(LTE)的同時，還要能夠向下相容，支援較舊的第二代全球行動系統(GSM)與二代半的通用封包無線服務/增強速率演進(GPRS/EDGE)。舉一個最近的例子，蘋果公司的iPhone 5與iPhone 4S手機支援四個頻段850/900/1800/1900MHz的全球行動系統(GSM)、四個頻段850/900/1900/3100MHz的通用行動通訊/高速下載封包存取/高速上傳封包存取系統(UMTS/HSDPA/HSUPA)、以及兩個頻段800/1900MHz的碼分多址資料優化版本A(CDMA EV-DO Rev.A)系統，總共需要支援六個不同的頻段。更有甚者，第四代行動通訊標準當中，全球總共有超過四十個頻段可供通訊。
在支援多個頻段組合的同時，也需要考量到行動裝置的成本 與尺寸。現行手機廣泛地使用個別獨立的功率放大器。舉例來說，一支手機內可以包含一個支援四頻段的功率放大器模組，其用於第二代與二代半的行動系統，還可以包含一至五個支援單頻段的功率放大器模組，分別用於支援第三代與第四代的行動系統。雖然上述多模組的配置能夠享有良好的整體傳送性能，但必須付出尺寸與成本作為代價。
因此，集成的功率放大器被提出，用以減少射頻信號的路徑 與零組件成本以及降低電路板上的繞線複雜度。第一圖為使用集成功率放大器的智慧型手機之傳送器路徑之一示意圖。此既有技術包含了一傳接器10、一功率放大器模組12、多個絕緣器(isolator)18、一天線開關14、與一主天線16。如第一圖所示，用於支援多模多頻段(MMMB,multiple-mode,multiple-band)輸出的功率放大器模組12內部包含兩個功率放大器，其一用於較高頻段，另一個用於較低頻段。所謂的多模指的是多種通信標準，而多頻段指的是多個輸出信號的頻段。例如，由一高頻段功率放大器22HB所提供的高頻段輸出支援從1.71到1.98GHz的飽和高斯濾波最小頻移鍵控(GMSK,Gaussian filtered Minimum Shift Keying)模式與線性寬頻碼分多址通訊系統/高速封包存取系統(WCDMA/HSPA)之無線通訊。同時，由一低頻段功率放大器22LB所提供的低頻段輸出支援從824到915MHz的第二代全球行動系統(GSM)與二代半的演進式全球行動系統(EGSM)，以及第三代行動通信標準。一個置於功率放大器之後的開關20用於導通每一模式與每一操作頻段所需的信號。
透過射頻連接埠RFOLB或RFOHB，上述的傳接器10將處在不 同頻段的射頻信號饋送到功率放大器模組12。一般來說，在傳統的解決方案當中，會採用兩個預功率放大器(PPA,pre power amplifier)，而不只使用單一個預功率放大器。預功率放大器的數量將與支援的頻段或模式的數量成正比。第二圖示出了傳接器的一種解決方案，可用於提供兩個射頻信號路徑，以分別連接第一圖示出的高頻段功率放大器22HB與低頻段功率放大器22LB。該傳接器包含一預功率放大器30、一輸入開關電路32、變壓器34HB與34LB、一輸出開關電路38、與一對高頻段與低頻段的射頻連接埠RFOHB與RFOLB。根據頻段選擇的結果，輸入開關電路32將射頻信號從預功率放大器30分別導通到變壓器34HB與34LB其中之一的主要側線圈，變壓器34HB與34LB的次要側線圈又透過上述的輸出開關電路38分別連接到高頻段與低頻段的射頻連接埠RFOHB與RFOLB。這兩個變壓器34HB與34LB在磁耦合(magnetic coupling)方面互相獨立。第二圖示出的解決方案在設計頻段選擇與阻抗比時較為方便，因為對其中一個變壓器的優化並不影響另一個變壓器。然而，實作在積體電路晶片內的單晶變壓器(monolithic transformer)總是會占用傳接器部分內相當可觀的矽晶圓面積。如第二圖所示的兩個單晶變壓器將使用過量的面積和成本。
第三A圖與第三B圖示出了第二圖解決方案的兩例變型，每 一例僅使用單一變壓器以節省兩個變壓器所佔用的矽晶圓成本。在第三A圖當中，變壓器36A包含一個主要側線圈與兩個次要側線圈。輸出開關電路42根據頻段選擇的結果選擇並導通這兩個次要側線圈其中之一。第三B圖所示的變壓器36B包含兩個主要側線圈與一個次要側線圈。開關電路32與40根據高頻段與低頻段模式選擇，適當地導通射頻信號。
儘管第三A圖與第三B圖的範例均只有單一個變壓器，但無 可避免地是，此類設計將付出共鳴調整(resonant tuning)或負載線路阻抗優化方面的代價。設計方面的困難將在第四A圖與第四B圖中解釋。第四A圖示出了具有適當調校過的主要側線圈51與次要側線圈53的一變壓器50，主要側線圈51與次要側線圈53分別連接到一預功率放大器30與一負載電阻52。 該負載電阻52表示某一射頻連接埠之路徑的特徵阻抗RL。第四B圖所示為第四A圖範例的一等效電路。VG表示預功率放大器30的驅動輸出電壓，RG表示預功率放大器30的等效輸出阻抗，CP表示可調式電容55的電容值，rp表示主要側線圈51的輸入寄生串列電阻(parasitic series resistance)，km表示變壓器50的耦合係數，LP表示主要側線圈51的電感值，(1-km 2)x LP表示主要側線圈51的漏電電感值，km 2 x LP表示變壓器的互耦合電感值，n表示主要側與次要側線圈的匝數比(turn ratio)，以及RL/(n/km)2表示變壓器50自次要側轉移到主要側的有效負載阻抗。第四A圖的主要側線圈51與可調式電容55來自於一電感電容諧振震盪器(LC tank)，其共振頻率決定了一選擇頻段的中心頻率。 在第三A圖所示的解決方案中，LP值是一常數。當高頻段的頻率高於低頻段的頻率三倍時，可調式電容55的電容值CP必須是9倍可調，以便在高頻段與低頻段之間切換。為了要涵蓋這麼大的電容可調範圍，第三A圖當中的可調式電容31就必須要占用大的矽晶圓面積，亦即付出較高成本，使得第三A圖的解決方案不甚適當。據此，第三B圖所示出之兩個電容器的電容可調範圍可以顯著地減少。例如，要組成具有三倍頻率的電感電容諧振震盪器，第四B圖的主要側線圈的電感值LP需要變為9倍大，而其電容值CP則保持大致不變。請注意在第三B圖當中的次要側電感值LS在高頻段與低頻段操作中總 是保持不變。從第四B圖可以歸納出，當匝數比變為三倍時，負載線阻抗RL/(n/km)2隨之減少，越過負載線阻抗RL/(n/km)2的壓降VCOUPLE隨之改變。當壓降VCOUPLE相關於變壓器的總輸出功率時，第三B圖所示解決方案的功率增加效率(PAE,power added efficiency)就無法同時針對高頻段與低頻段的操作優化。
在一實施例中，本發明提供支援多個不同頻段的一多頻段傳 接器。該多頻段傳接器包含一變壓器、一輸入開關電路、與一輸出開關電路。該變壓器包含在一主要側的至少一主要側線圈，其形成複數個輸入埠、在一次要側的一次要側線圈、以及至少一輸出接點，該至少一輸出接點區分該次要側線圈為複數部分，該次要側線圈之全部以及該複數部分分別形成複數個輸出埠，其中該複數個輸入埠與該複數個輸出埠係直流電絕緣且磁耦合。該輸入開關電路用於導通一射頻信號源到該複數個輸入埠其中之一以傳輸信號。該輸出開關電路，用於連接該複數個輸出埠其中之一到射頻輸出負載。
在另一實施例中，本發明提供支援多頻段通訊的一方法，其 包含以下步驟：提供一變壓器，用以轉換一主要側及一次要側間之電壓，其中該變壓器包含在一主要側的複數個主要側線圈，形成複數個輸入埠與在一次要側的一次要側線圈以及複數個輸出接點，該次要側線圈之全部或一部選擇性地與該複數個輸出接點形成複數個輸出埠，其中該複數個輸入埠與該複數個輸出埠係直流電絕緣且磁耦合；在一第一頻段操作時，導通一射頻信號源到該複數個輸入埠其中之一第一輸入埠，以及導通一第一射 頻輸出負載到該複數個輸出埠其中之一第一輸出埠；以及在一第二頻段操作時，導通該射頻信號源到該複數個輸入埠其中之一第二輸入埠，以及導通一第二射頻輸出負載到該複數個輸出埠其中之一第二輸出埠；其中該第一頻段的頻率高於該第二頻段的頻率。
在另一實施例中，本發明提供支援多頻段通訊的一方法，其 包含以下步驟：透過一電容連接一第一輸入埠與一信號源以選擇一第一頻段信號來組成一第一電感電容諧振震盪器；將一第一射頻輸出負載自一第一輸出埠磁轉移到該第一輸入埠，以在一第一頻段操作中的該信號源之輸出處形成一中間負載阻抗；透過一電容連接一第二輸入埠與該信號源以選擇一第二頻段信號來組成一第二電感電容諧振震盪器；以及將一第二射頻輸出負載自一第二輸出埠磁轉移到該第二輸入埠，以在一第二頻段操作中的該信號源之輸出處形成另一中間負載阻抗；其中該第一與第二輸入埠以其該第一與第二輸出埠共享一磁核心，形成該第二輸出埠的一線圈包含形成該第一輸出埠的一線圈。
10‧‧‧傳接器
12‧‧‧功率放大器模組
14‧‧‧天線開關
16、161~16M‧‧‧主天線
18‧‧‧絕緣器
20‧‧‧開關
22‧‧‧功率放大器
22LB‧‧‧低頻段功率放大器
22HB‧‧‧高頻段功率放大器
30‧‧‧預功率放大器
31‧‧‧可調式電容
32‧‧‧輸入開關電路
34LB、34HB‧‧‧變壓器
36A、36B‧‧‧變壓器
38‧‧‧輸出開關電路
40‧‧‧輸出開關電路
50‧‧‧變壓器
51‧‧‧主要側線圈
52‧‧‧負載電阻
53‧‧‧次要側線圈
55‧‧‧可調式電容
60‧‧‧多頻段傳接器
61LB、61HB‧‧‧可調式電容器
62‧‧‧預功率放大器
64‧‧‧輸入開關電路
66‧‧‧三線圈組變壓器
68‧‧‧輸出開關電路
70L、70H‧‧‧主要側線圈
72L、72H、72ADD‧‧‧次要側線圈
74TP‧‧‧輸出接點
80LL、80HL‧‧‧射頻輸出負載
90‧‧‧三線圈組變壓器
91‧‧‧三線圈組變壓器
92‧‧‧三線圈組變壓器
100‧‧‧多頻段傳接器
102‧‧‧預功率放大器
104‧‧‧輸入開關電路
106‧‧‧多連接埠變壓器
108‧‧‧輸出開關電路
204‧‧‧輸入開關電路
206‧‧‧變壓器
208‧‧‧輸出開關電路
S‧‧‧開關
Tap‧‧‧接點
TI‧‧‧輸入連接埠
TO‧‧‧輸出連接埠
RFO‧‧‧射頻連接埠
第一圖示出使用集成功率放大器的智慧型手機之一方塊示意圖。
第二圖示出具有兩個射頻信號路徑之傳接器的一傳統解決方案。
第三A圖與第三B圖示出第二圖解決方案的兩例變型。
第四A圖示出具有適當調校過的主要側線圈與次要側線圈的一變壓器。
第四B圖示出第四A圖之一等效電路。
第五圖為根據本發明一實施例的一多頻段傳接器。
第六A圖示出當第五圖處於高頻段操作時，輸入開關電路64與輸出開關電路68的所有開關狀態。
第六B圖示出當第五圖處於低頻段操作時，輸入開關電路64與輸出開關電路68的所有開關狀態。
第七A圖示出包含寄生電容與電阻性質之真實輸出開關的第六A圖之電路。
第七B圖示出第七A圖之一等效電路。
第八A圖示出在次要側線圈有兩個接點的一三線圈組變壓器。
第八B圖示出根據本發明一實施例的具有兩個接點之一變壓器。
第八C圖示出在主要側與次要側線圈中具有多個接點的變壓器92。
第九圖示出根據本發明一實施例的另一多頻段傳接器。
第十A圖示出當第九圖之傳接器100處在第一頻段操作時的各連接埠之連接狀態。
第十B圖示出當第九圖之傳接器100處在第N頻段操作時的各連接埠之連接狀態。
第十一圖示出根據本發明一實施例的一射頻接收器。
第十二圖示出當第十一圖之射頻接收器200自天線16M接收射頻信號並使用低噪放大器LNAN放大信號時，各連接埠的連接與狀態。
第五圖為根據本發明一實施例的一多頻段傳接器60，其包含一預功率放大器62、可調電容61HB與61LB、一輸入開關電路64、一三線圈組變壓器(trifilar transformer)66、以及一輸出開關電路68。上述的預功率放大器62作為一射頻信號源。該三線圈組變壓器66有兩個主要側線圈70H與70L 與一個次要側線圈72L。所有在變壓器內的線圈都彼此磁耦合，且主要側是直流電絕緣於次要側。該主要側線圈70H與70L分別作為一高頻段輸入埠TIHB與一低頻段輸入埠TILB。該次要側線圈72L的兩個連接終端組成一低頻段輸出埠TOLB。該次要側線圈72L的一個連接終端與一輸出接點(output tap)74TP組成一高頻段輸出埠TOHB，其相應於該次要側線圈的某一段，標之為72H。 也就是說，輸出接點(output tap)74TP區分次要側線圈72L為兩部分，使次要側線圈72L的全部形成低頻段輸出埠TOLB，以及其中一部份形成高頻段輸出埠TOHB。高頻段輸入埠TIHB、低頻段輸入埠TILB、高頻段輸入埠TIHB與低頻段輸入埠TILB共享一磁核心。在高頻段操作中所傳送的載波頻率之射頻信號高於低頻段操作的頻率。
為了實現頻段選擇的目的，上述的輸入開關電路64被安排在三線圈組變壓器66與預功率放大器62之間，而輸出開關電路68被安排在三線圈組變壓器66之後。上述的輸出開關電路68具有開關SH1/SH2/SH與SL1/SL2/SL，用於連接或斷開在TOHB/TOLB與RFOHB/RFOLB之間的線路。TOHB/TOLB與RFOHB/RFOLB分別為三線圈組變壓器66的輸出埠，以及在高/低頻段操作時的射頻輸出負載(80HL與80LL)的射頻連接埠。
第六A圖示出當多頻段傳接器60於高頻段操作時，輸入開關電路64與輸出開關電路68的所有開關狀態。如第六A圖所示，高頻段輸入埠TIHB被輸入開關電路64選來連接預功率放大器62。同時，高頻段輸出埠TOHB被輸出開關電路68選來連接射頻連接埠RFOHB以驅動射頻輸出負載80HL。在本實施例中，射頻連接埠RFOHB係連接到一外部功率放大器。在低頻段輸入埠TILB與預功率放大器62之間的直流/交流耦合係透過輸入開關電路64來控 制，低頻段輸出埠TOLB與低頻段射頻連接埠RFOLB之間的直流/交流耦合係透過輸出開關電路68來控制。在高頻段操作時，如第六A圖所示，低頻段輸入埠TILB與低頻段輸出埠TOLB並未被選取，維持開路狀態。低頻段輸入埠TILB與預功率放大器62之間為開路，低頻段輸出埠TOLB與低頻段射頻連接埠RFOLB之間也為開路。在輸出開關電路68的內部，開關SH、SL1、與SL2設為開路，開關SL、SH1、與SH2設為通路。具有高頻段頻率之射頻信號沿著線路依序通過預功率放大器62、高頻段輸入埠TIHB、三線圈組變壓器66的主要側線圈70H與次要側線圈72H、高頻段輸出埠TOHB、以及射頻連接埠RFOHB，以連接射頻輸出負載80HL，進而輸出到一外部功率放大器以供信號放大與傳輸，據此完成相應的高頻段操作。
與第六A圖相類，第六B圖顯示當多頻段傳接器60於低頻段 操作時，輸入開關電路64與輸出開關電路68的所有開關狀態。如第六B圖所示，低頻段輸入埠TILB被輸入開關電路64選來連接預功率放大器62。同時，低頻段輸出埠TOLB被輸出開關電路68選來連接射頻連接埠RFOLB以驅動射頻輸出負載80LL。在低頻段操作中，高頻段輸入埠TIHB與高頻段輸出埠TOHB並未被選取，維持開路狀態。在輸出開關電路68的內部，開關SL、SH1、與SH2設為開路，開關SH、SL1、與SL2設為通路。具有低頻段頻率之射頻信號沿著線路依序通過預功率放大器62、低頻段輸入埠TILB、三線圈組變壓器66的主要側線圈70H與次要側線圈72L、低頻段輸出埠TOLB、以及射頻連接埠RFOLB，以連接射頻輸出負載80LL，進而輸出到一外部功率放大器以供信號放大與傳輸，據此完成相應的低頻段操作。
簡而言之，三線圈組變壓器66的每一個主要側線圈都只能適 用於某一頻段的操作。而低頻段操作會用到三線圈組變壓器66的次要側線圈72L的全部，高頻段操作只會用到三線圈組變壓器66的次要側線圈72L的其中一部份。
在低頻段操作中，借助輸入開關電路64與輸出開關電路68， 三線圈組變壓器66將射頻輸出負載80LL從低頻段輸出埠TOLB磁性轉換到低頻段輸入埠TILB，以便組成預功率放大器62的一中間負載阻抗(immediate load impedance)。在高頻段操作中，三線圈組變壓器66將射頻輸出負載80HL從高頻段輸出埠TOLB磁性轉換到高頻段輸入埠TIHB，以便組成預功率放大器62的另一中間負載阻抗。
本發明所提供的傳接器60很容易進行共振頻率調整與負載 線阻抗的優化。對高頻段操作而言，共振頻率是由可調式電容61HB與主要側線圈70H所決定，主要側線圈70H與可調式電容61HB組成一電感電容諧振震盪器(LC tank)，其共振頻率決定了該高頻段的中心頻率。而如第四B圖所示，負載線阻抗基本上是由匝線比nH與耦合係數kmH所決定。在此處的耦合係數kmH為主要側線圈70H與次要側線圈72H之間的耦合係數，而匝線比nH大約是，其中L70H與L72H分別為主要側線圈70H與次要側線圈72H的電感值，或者分別為高頻段輸入埠TIHB與高頻段輸出埠TOHB的電感值。同樣地，對低頻段操作而言，可調式電容61LB與主要側線圈70L所決定共振頻率，且匝線比nL與耦合係數kmL決定負載線阻抗。在此處的耦合係數kmL為主要側線圈70L與次要側線圈72L之間的耦合係數，而匝線比nL大約是，其中L70L與L72L分別為主要側線圈70L與次要側線圈72L的電感值，或者分別為低頻段輸入埠TILB與低頻段輸出埠TOLB的電感值。上述的 耦合係數kmH與kmL在小的漏磁通量(magnetic-flux leakage)時可以接近1。如果可調電容61HB具有和可調電容61LB相同的電容值時，透過令匝線比 等於可決定主要側線圈70L與70H，其中fH與fL分別為高頻段與 低頻段操作時所想要設定的共振頻率。因此，L70L要大於L70H。可以如第四B圖所示，根據在高頻段操作時的負載線阻抗與功率增加效率的需求，決定匝數比nH，即可決定次要側線圈72H。在設定完關於次要側線圈72H的參數之後，次要側線圈72L與次要側線圈72H之間的差異可以根據匝數比nL來決定，而匝數比nL則是根據在低頻段操作時的負載線阻抗與功率增加效率的需求所決定。如第五圖所示，可以串接一額外的線圈72ADD與次要側線圈72H來組成次要側線圈72L，而不會影響到相應於輸出埠TOHB的電感值L72H。換句話說，次要側線圈72H的設計可以和次要側線圈72L的設計脫勾。據此，高頻段操作與低頻段操作時的負載線阻抗可以獨立進行優化，使得高頻段操作與低頻段操作時的功率增加效率最佳化。在一實施例中，電感比L 72H /L 70H 大致等於L 72L /L 70L ，亦即匝數比nH實質上相等於nL。換言之，高頻段操作與低頻段操作時的負載線阻抗將大致相等。當然，本發明並不限定於此。在其他實施例中的L 72H /L 70H 是可以設定的，且可與L 72L /L 70L 不同。
第五圖所揭露的實施例當中只有單一個變壓器，卻可以支援不同頻段的操作。和其他使用多個變壓器來支援多頻段操作的設計相比，矽晶圓耗費之成本較低。此外，其電感值在高頻段操作時決定了負載線阻抗與功率增加效率的次要側線圈72H，可以在傳接器60於低頻段操作時重複使用，據此減少了變壓器66的整體尺寸。可以選擇主要側線圈70H與次要側 線圈72H的參數，以符合在高頻段操作時的需求，例如共振頻率調整、負載線阻抗、與功率增加效率等。同時可以優化主要側線圈70L與次要側線圈72L的參數，而不會減損在低頻段操作時的性能。總而言之，傳接器可以同時滿足高頻段與低頻段操作時的需求。
根據先前技術的描述，第四A圖與第四B圖所示的變壓器設 計是在假定開關電路為理想狀態下，亦即開關電路的每一個開關在開路時可以同時阻斷直流電信號和交流電信號。但在實際上，由於積體電路內的開關通常是由電晶體所構成，在關閉狀態(off state)下，由於電晶體終端之間的寄生電容效應只具有有限的阻抗值。由於阻抗和電容性相關，當操作頻率增加時，阻抗值將隨之減少。如第七A圖所示，當開關SL1和SL2處在關閉狀態時將成為兩個具有限阻抗值的電容CLL1和CLL2，導致三線圈組變壓器66與射頻連接埠RFOLB之間的絕緣變差。射頻輸出負載80LL不可避免地被三線圈組變壓器66部分轉移到高頻段輸入埠TIHB，高頻段操作時的負載線阻抗值將會偏離優化值。在本發明中，第六A圖的開關SL將用於解決由處於關閉狀態的開關SL1和SL2導致的寄生電容效應。第七A圖為第六A圖的一個實施例變型，其具有電容器CLL1、CLL2、CSL1、與CSL2來分別表示開關電路64與68內處於關閉狀態的各開關。並聯到射頻連接埠RFOHB與RFOLB的射頻輸出負載80HL與80LL分別表示相應於射頻連接埠RFOHB與RFOLB的射頻負載阻抗RHL與RLL。第七A圖中的電阻82IL用於表示第六A途中處於開啟狀態(on state)的開關SL之阻抗RSL。第七B圖所示為第七A圖的一等效電路，其與第四B圖相類，本領域的普通技術人員可以從先前的教示中明白其變化。和第四B圖的不同處在於，第四B圖只有一個負載電阻RL/(n/km)2，第七B圖還另有一電 路84L作為自次要側線圈72L磁轉換到主要側線圈72H的負載阻抗。電路84L內部為串聯之一電容與一電阻，以表示第七A圖中位於變壓器66的次要側之電容器CLL1與CLL2、電阻82LL、以及射頻輸出負載80LL的整體改變結果。據此，電路84L的阻抗包含了一電阻R84L與一電抗X84L，其與次要側之其他元件的關係示於第七B圖，其中nx_LH大致接近於，且kmLH為主要側線圈70H與次要側線圈72L之間的耦合係數。第七B圖出現的電阻R84L與電抗X84L將使得整體頻率響應複雜化，並有可能讓電感電容網路的共振頻率偏移。最小化電抗X84L可以減少頻率偏移，但無法完全消除偏移，其原因在於每個開關的設計必須在開啟狀態低電阻與關閉狀態高阻抗兩者之間作尺寸的取捨與妥協，而電晶體的寄生電容值恰和尺寸大小成正比。開關SL有助於在高頻段操作時減少射頻輸出負載80LL的效應，由於在此時刻，開關SL被開啟以便將射頻輸出負載80LL短路，其開關的阻抗遠低於射頻輸出負載80LL的阻抗(RSL<<RLL)。當來自於並聯之RSL與RLL的有效阻抗較小時，電阻R84L相對於電抗X84L而言就變得無關緊要了。這使得電路84L的阻抗值幾乎純粹為反應性(reactive)，可以輕易地透過可調電容61HB來進行調整或補償。總結來說，開關SL提供了一組旁通電路令三線圈組變壓器66絕緣於射頻輸出負載80LL，使得高頻段操作時的共振調整變得容易。以上的分析也可以適用於連接到第六B圖所示之射頻連接埠RFOHB的分流開關SH上，其也提供類似的優點。
儘管第五圖示出了具有單一輸出接點的三線圈組變壓器，但 本發明並不局限於此。本發明的實施例可以使用不同種類的變壓器。例如，第五圖的變壓器66可以被第八A圖所示具有兩個輸出接點Taps1與Taps2的三 線圈組變壓器90所取代。在次要側，兩個輸出接點Taps1與Taps2組成一高頻段輸出埠TOHB，整個次要側線圈的兩個終端組成了一低頻段輸出埠TOLB。
第八B圖所示的變壓器91在本發明的某些實施例中可以用 於替換第五圖所示的變壓器66。變壓器91具有兩個接點Tapp1與Taps1。在主要側方面，整個主要側線圈的兩個終端組成了低頻段輸入埠TILB，而整個主要側線圈的某一個終端與輸入接點Tapp1組成了高頻段輸入埠TIHB。在次要側方面，整個次要側線圈的兩個終端組成了低頻段輸出埠TOLB，而整個次要側線圈的某一個終端與輸出接點Taps1組成了高頻段輸出埠TOHB。
第八C圖所示的變壓器92具有多個輸入接點與輸入接點，可 用於在本發明之某些實施例中替換第五圖所示的變壓器66。在此範例當中，在主要側有兩個接點，另有兩個接點在次要側。在變壓器92主要側的兩個輸入接點TapP1與TapP2組成一高頻段輸入埠TIHB，而主要側線圈的兩個終端組成了一低頻段輸入埠TILB。在變壓器92次要側的兩個輸出接點組成一高頻段輸出埠TOHB，而次要側線圈的兩個終端組成一低頻段輸出埠TOLB。
本發明並不限於兩個頻段的操作，也可以擴充到多頻段的作業。比方說，第九圖示出了一多頻段傳接器100，其包含一預功率放大器102、一輸入開關電路104、一多連接埠變壓器106、與一輸出開關電路108。變壓器106的主要側線圈提供多個輸入埠，TI1到TIN。變壓器的整個次要側線圈的兩個終端形成輸出埠TO1，每一個輸出接點與次要側的某一終端個別形成其他的輸出埠，TO2到TON。輸出埠TI1到TIN的其中之一透過輸入開關電路104連接到預功率放大器102，而輸出埠TO1到TON的其中之一透過輸出開關電路108連接到射頻連接埠RFO1到RFON的其中之一。在其他的實施例 中，某一輸出埠可以由兩個接點組成，或是由一個接點與一個終端組成。
第十A圖示出當傳接器100在第一頻段操作時，第九圖所示 實施例各連接埠的連接與狀態。輸入埠TI1被選來連接到預功率放大器102，且輸出埠TO1被選來連接到射頻連接埠RFO1，其用於饋送射頻信號到一外部功率放大器。其他的輸入埠TI2到TIN與輸出埠TO2到TON全都未被選擇或是設為開路。射頻連接埠RFO2到RFON的兩個終端都互相連接通路，令它們對輸出埠TI1的輸出阻抗之影響為反應性的。第十B圖示出類似的實施例，亦即當傳接器100在第N頻段操作時，第九圖所示實施例各連接埠的連接與狀態。由於圖示已經簡明易懂，因此不對第十B圖多加解釋。
根據本發明各實施例的變壓器可以是在一個以上金屬層的 矽晶片上實作之金屬條所形成的單晶變壓器。在一實施例中，第五圖的變壓器66之主要側與次要側線圈在單一金屬層上纏繞以形成平面螺旋狀的微金屬條。在另一實施例中，變壓器66之主要側線圈為在單一金屬層上的螺旋狀導體，而變壓器66之次要側為另一金屬層上之螺旋狀導體。所有螺旋狀導體可以同心圓形式對齊排列或是間隔排列。
儘管本發明已經說明了各實施例中變壓器的操作方式、具備 的性能、以及其優點，但本發明的範圍並不限於此。比方說，本發明的一實施例為接收空氣傳播之射頻信號地一射頻接收器，其具有介於一三線圈組變壓器及一天線之間的一輸入開關電路。
在一實施例中，第十一圖示出根據本發明一實施例的一射頻 接收器200。天線161到16M為信號源，其可透過輸入開關電路204與輸入埠TI1到TIM相連或斷開。輸出開關電路208用於連接輸出埠TO1到TON的其中之 一到低噪放大器LNA1到LNAN的其中之一。儘管第十一圖所示的變壓器206和第九圖所示的多連接埠變壓器106相同，但可以使用本發明所揭示的任何一種變壓器來取代變壓器206。射頻接收器200針對低噪放大器提供單一或多重阻抗轉換的輸入匹配(input matching)，諸如增益匹配與噪訊匹配。第十二圖示出第十一圖之射頻接收器200自天線16M接收射頻信號並使用低噪放大器LNAN放大信號時，各連接埠的連接與狀態。
雖然以上述範例與優選的實施例來說明本發明，然而本發明 的範圍並不限定於此。反之，上述說明係用於涵蓋本領域普通技術人員可以理解的各式變型與相似的設計。因此，以下的權利要求範圍應該採取最寬的解釋以便涵蓋所有各式變型與相似的設計。
60‧‧‧多頻段傳接器
61LB、61HB‧‧‧可調式電容器
62‧‧‧預功率放大器
64‧‧‧輸入開關電路
66‧‧‧三線圈組變壓器
68‧‧‧輸出開關電路
70L、70H‧‧‧主要側線圈
72L、72H、72ADD‧‧‧次要側線圈
74TP‧‧‧輸出接點
80LL、80HL‧‧‧射頻輸出負載
S‧‧‧開關
TI‧‧‧輸入連接埠
TO‧‧‧輸出連接埠
RFO‧‧‧射頻連接埠

Claims (27)

  1. 支援多個不同頻段的一多頻段傳接器，包含：一變壓器，其包含在一主要側的至少一主要側線圈，其形成複數個輸入埠、在一次要側的一次要側線圈、以及至少一輸出接點，該至少一輸出接點區分該次要側線圈為複數部分，該次要側線圈之全部以及該複數部分分別形成複數個輸出埠，其中該複數個輸入埠與該複數個輸出埠係直流電絕緣且磁耦合；一輸入開關電路，用於導通一射頻信號源到該複數個輸入埠其中之一以傳輸信號，其中該射頻信號源為複數個天線之一；以及一輸出開關電路，用於連接該複數個輸出埠其中之一到複數個射頻輸出負載其中之一。
  2. 如申請專利範圍第1項的多頻段傳接器，更包含至少一可調式電容，其與該複數個輸入埠其中之一以組成一電感電容諧振震盪器，用以決定一共振頻率。
  3. 如申請專利範圍第1項的多頻段傳接器，其中該複數個輸入埠包含一高頻段輸入埠以及一低頻輸入埠，該複數個輸出埠包含一高頻段輸出埠以及一低頻段輸出埠，當該多頻段傳接器在一高頻段操作時，該輸出開關電路將該高頻段輸出埠連接到該複數個射頻輸出負載中之一高頻段射頻輸出負載，當該多頻段傳接器在一低頻段操作時，該輸出開關電路將該低高頻段輸出埠連接到該複數個射頻輸出負載中之一低頻段射頻輸出負載，形成該 高頻段輸出埠的該次要側線圈之一部分係不同於形成該低頻段輸出埠的該次要側線圈之一部分。
  4. 如申請專利範圍第3項的多頻段傳接器，其中當該多頻段傳接器在該高頻段操作時，該高頻段輸入埠連接到該射頻信號源，當該多頻段傳接器在該低頻段操作時，該低頻段輸入埠連接到該射頻信號源，形成該高頻段輸入埠的一主要側線圈係不同於形成該低頻段輸入埠的一主要側線圈。
  5. 如申請專利範圍第4項的多頻段傳接器，其中該複數主要側線圈中之一主要側線圈之全部或一部選擇性地與複數個輸入接點形成該複數個輸入埠，形成該低頻段輸入埠的該主要側線圈之一部分包含形成該高頻段輸入埠的該主要側線圈之一部分。
  6. 如申請專利範圍第3項的多頻段傳接器，其中形成該低頻段輸出埠的該次要側線圈之一部分包含該高頻段輸出埠的該次要側線圈之一部分。
  7. 如申請專利範圍第4項的多頻段傳接器，其中該高頻段輸入埠對該高頻段輸出埠的一匝數比實質上相同於該低頻段輸入埠對該低頻段輸出埠的一匝數比。
  8. 如申請專利範圍第4項的多頻段傳接器，其中該高頻段輸入埠對該高頻段輸出埠的一匝數比不同於該低頻段輸入埠對該低頻段輸出埠的一匝數比。
  9. 如申請專利範圍第1項的多頻段傳接器，其中該輸出開關電路將該複數個輸出埠的其中之一連接到該複數射頻輸出負載其中之一，將該複數個輸出埠的其他輸出埠自該複數射頻輸出負載的其他射頻輸出負載斷開，並將該其他射頻輸出負載短路。
  10. 如申請專利範圍第1項的多頻段傳接器，其中該複數個射頻輸出負載分別為複數個射頻埠的射頻負載阻抗，當該多頻段傳接器以一第一頻段操作時，該輸出開關電路連接一第一輸出埠到一第一射頻埠，斷開一第二輸出埠與一第二射頻埠的連接並將該第二射頻埠短路。
  11. 如申請專利範圍第10項的多頻段傳接器，其中該複數個射頻輸出負載分別為複數個射頻埠的射頻負載阻抗，該輸出開關電路包含相應地耦接到該複數個射頻埠的複數個分路開關，以及並聯該複數個射頻埠兩端的複數個分路開關；當該多頻段傳接器以該第一頻段操作時，該複數個分路開關中耦接到該第一射頻埠的一第一分路開關被開啟(on state)，該複數個分路開關中耦接到該第二射頻埠的一第二分路開關被關閉(off state)，以及該複數個分路開關中並聯對應於該第二射頻埠兩端的一第三分路開關被開啟。
  12. 如申請專利範圍第1項的多頻段傳接器，其中該複數個輸入埠的電感值係個別地根據其操作頻段規格而設計，相連的一輸入埠對一輸出埠的一匝數比係根據負載線阻抗、輸出功率、或功率增加效率所決定。
  13. 如申請專利範圍第1項的多頻段傳接器，其中該射頻信號源為一預功率放大器。
  14. 如申請專利範圍第1項的多頻段傳接器，其中該射頻輸出負載為一功率放大器的一輸入阻抗。
  15. 如申請專利範圍第1項的多頻段傳接器，其中該變壓器為一單晶變壓器。
  16. 如申請專利範圍第1項的多頻段傳接器，其中該複數個射頻輸出負載為複數個個低噪放大器的複數個輸入阻抗。
  17. 支援多頻段通訊的一方法，包含：提供一變壓器，用以轉換一主要側及一次要側間之電壓，其中該變壓器包含在該主要側的複數個主要側線圈，形成複數個輸入埠與在該次要側的一次要側線圈以及複數個輸出接點，該次要側線圈之全部或一部選擇性地與該複數個輸出接點形成複數個輸出埠，其中該複數個輸入埠與該複數個輸出埠係直流電絕緣且磁耦合；在一第一頻段操作時，導通一射頻信號源到該複數個輸入埠其中之一第一輸入埠，以及導通一第一射頻輸出負載到該複數個輸出埠其中之一第一 輸出埠；以及在一第二頻段操作時，導通該射頻信號源到該複數個輸入埠其中之一第二輸入埠，以及導通一第二射頻輸出負載到該複數個輸出埠其中之一第二輸出埠；其中該第一頻段的頻率高於該第二頻段的頻率。
  18. 如申請專利範圍第17項的方法，其中導通該射頻信號源到該第一輸入埠的步驟更包含將該第二輸出埠自該第二射頻輸出負載斷開以及將該第二射頻輸出負載短路。
  19. 如申請專利範圍第17項的方法，其中該第一射頻輸出負載與該第二射頻輸出負載分別是該第一射頻埠與該第二射頻埠的射頻負載阻抗，其中導通該射頻信號源到該第一輸入埠的步驟更包含將第二射頻埠短路。
  20. 如申請專利範圍第17項的方法，其中該第一輸入埠對該第一輸出埠的一匝數比實質上相同於該第二輸入埠對該第二輸出埠的一匝數比。
  21. 如申請專利範圍第17項的方法，其中該第一輸入埠對該第一輸出埠的一匝數比實質上不同於該第二輸入埠對該第二輸出埠的一匝數比。
  22. 如申請專利範圍第17項的方法，其中該第二輸入埠的一線圈包含該第一輸入埠的一線圈。
  23. 如申請專利範圍第17項的方法，其中該第二輸出埠的一線圈包含該第一輸出埠的一線圈。
  24. 支援多頻段通訊的一方法，包含：透過一電容連接一第一輸入埠與一信號源以選擇一第一頻段信號來組成一第一電感電容諧振震盪器；將一第一射頻輸出負載自一第一輸出埠磁轉移到該第一輸入埠，以在一第一頻段操作中的該信號源之輸出處形成一中間負載阻抗；透過一電容連接一第二輸入埠與該信號源以選擇一第二頻段信號來組成一第二電感電容諧振震盪器；以及將一第二射頻輸出負載自一第二輸出埠磁轉移到該第二輸入埠，以在一第二頻段操作中的該信號源之輸出處形成另一中間負載阻抗；其中該第一與第二輸入埠以其該第一與第二輸出埠共享一磁核心，形成該第二輸出埠的一線圈包含形成該第一輸出埠的一線圈。
  25. 如申請範圍第24項的方法，其中該第一頻段信號的中心頻率高於該第二頻段信號的中心頻率。
  26. 如申請範圍第24項的方法，其中將該第一射頻輸出負載自該第一輸出埠磁轉移到該第一輸入埠的步驟更包含：將該第二射頻輸出負載與一串聯且處於關閉狀態的開關自該第二輸出 埠磁轉移到該第一輸入埠；以及開啟並聯到該第二射頻輸出負載的另一開關以消除該第二射頻輸出負載的電阻效應，用於改善該第一電感電容諧振震盪器的一共振阻抗。
  27. 如申請範圍第24項的方法，其中將該第二射頻輸出負載自該第二輸出埠磁轉移到該第二輸入埠的步驟更包含：將該第一射頻輸出負載與一串聯且處於關閉狀態的開關自該第二輸出埠磁轉移到該第一輸入埠；以及開啟並聯到該第一射頻輸出負載的另一開關以消除該第一射頻輸出負載的電阻效應，用於改善該第二電感電容諧振震盪器的一共振阻抗。
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