CN116015316A - 一种射频电路和可调变压器 - Google Patents

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CN116015316A CN202211604670.5A CN202211604670A CN116015316A CN 116015316 A CN116015316 A CN 116015316A CN 202211604670 A CN202211604670 A CN 202211604670A CN 116015316 A CN116015316 A CN 116015316A
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Abstract

本申请提供一种射频电路和可调变压器，涉及电子技术领域，用于实现5G毫米波下不同频段的信号的接收或发送。所述射频电路包括：可调变压器，第一级放大器和第二级放大器，所述第一级放大器通过所述可调变压器与所述第二级放大器耦合，所述可调变压器的带宽可调，当所述可调变压器的带宽被调节时，使得所述射频电路的工作频段覆盖N258频段和N257频段、或者N258频段和N261频段。

Description

一种射频电路和可调变压器
技术领域
本申请涉及电子技术领域，尤其涉及一种射频电路和可调变压器。
背景技术
目前，第五代移动通信(5G)技术将频率大于24GHz以上频段(通常称为毫米波)应用于移动宽带通信。相比4G、3G等移动通信技术，由于5G增加了大量可用的高频段频谱，从而使得5G系统可以提供极致数据传输速度和容量，这将重塑移动体验。5G毫米波通信在28GHz附近定义了3个新无线(New Radio，NR)频段，即N257，N258和N261频段。
传统的射频收/发机中，针对不同的频段，需要使用独立的接收/发射链路来处理不同频段的射频(radio frequency，RF)信号。对于5G射频收/发机而言，由于需要覆盖不同的频段以支持不同的模式，而5G毫米波下定义的NR频段与4G通信系统中定义的低频(lowband，LB)、中频(middle band，MB)和高频(high band，HB)三个频段相比，每个频段的带宽都大于LB、MB和HB的带宽。在5G射频收/发机的设计中，如果继续使用单一的链路，如果考虑到芯片设计时片上器件参数的工艺变化、温度和电压(PVT)等变化，要覆盖比LB、MB和HB的带宽都大的频段会更加困难。因此，亟需一种用于5G毫米波下的多频段切换的方案。
发明内容
本申请提供一种射频电路和可调变压器，用于实现工作频段的切换。
为达到上述目的，本申请采用如下技术方案：
第一方面，提供一种射频电路，应用于5G毫米波的接收或发送，该射频电路包括：可调变压器，第一级放大器和第二级放大器，第一级放大器通过该可调变压器与第二级放大器耦合，该可调变压器的带宽可调，当该可调变压器的带宽被调节时，使得该射频电路的工作频段覆盖N258频段和N257频段、或者N258频段和N261频段。上述技术方案中，该射频电路通过调整可调变压器，能够使得该射频电路的工作频段覆盖N258频段和N257频段(即在N257频段与N258频段之间切换)、或者N258频段和N261频段(即在N258频段和N261频段之间切换)，从而实现了5G毫米波下的多频段切换。
在第一方面的一种可能的实现方式中，该可调变压器包括可调开关，该可调开关用于实现该可调变压器的调整。上述可能的实现方式中，提供了一种简单有效地通过可调开关实现该可调变压器的调整的方式。
在第一方面的一种可能的实现方式中，该可调变压器包括初级线圈、次级线圈和至少一个第一线圈，初级线圈和次级线圈磁耦合，第一线圈分别与初级线圈和次级线圈磁耦合，第一线圈的两端分别耦合于两个节点，这两个节点之间的阻抗可调。上述可能的实现方式中，通过调整第一线圈两端之间的阻抗来改变第一线圈与初级线圈和次级线圈之间的互感，从而实现该可调变压器的调整，且调整过程中能够保证该射频电路具有较好的性能。
在第一方面的一种可能的实现方式中，所述两个节点之间还设置有与第一线圈形成回路的Q值增强电路，该Q值增强电路用于增加该可调变压器的Q值。上述可能的实现方式中，能够通过Q值增强电路提高该可调变压器的品质因数，同时也能够减少该可调变压器中无源器件的损耗。
在第一方面的一种可能的实现方式中，该Q值增强电路包括：交叉耦合管，用于为第一线圈提供负阻补偿。上述可能的实现方式中，能够提高该可调变压器的品质因数。
在第一方面的一种可能的实现方式中，该Q值增强电路还包括：可变电流源，用于为交叉耦合管提供电流。上述可能的实现方式中，能够提高该可调变压器的品质因数。
在第一方面的一种可能的实现方式中，这两个节点之间还设置有与第一线圈形成回路的可调电阻或开关。上述可能的实现方式中，通过调整开关为不同的状态(比如，关断状态和闭合状态)、或者通过调整可调电阻的阻值，能够改变第一线圈与初级线圈和次级线圈之间的互感，从而实现该可调变压器的调整，且调整过程中能够保证该射频电路具有较好的性能。
在第一方面的一种可能的实现方式中，该开关为晶体管，该晶体管的栅极电压可调。上述可能的实现方式中，提供的通过一种晶体管实现开关的方式，能够简化该可调变压器的电路设计。
在第一方面的一种可能的实现方式中，在该可调变压器的版图结构中，初级线圈、次级线圈和至少一个第一线圈设置于至少一个布线层。上述可能的实现方式，能够提高该变压器的版图结构的多样性和灵活性。
在第一方面的一种可能的实现方式中，在该可调变压器的版图中，初级线圈、次级线圈和至少一个第一线圈设置于同一个布线层，且初级线圈和次级线圈分别位于至少一个第一线圈的外侧；可选的，初级线圈可以位于最外侧，或者次级线圈位于最外侧。上述可能的实现方式，能够减少初级线圈、次级线圈和至少一个第一线圈在该可调变压器的版图结构中的占用面积。
在第一方面的一种可能的实现方式中，在该可调变压器的版图中，至少一个第一线圈包括至少两个第一线圈，至少两个第一线圈位于同一个布线层，且两个第一线圈对称设置。上述可能的实现方式，能够提高至少两个第一线圈在该可调变压器的版图结构中的设计灵活性、以及减小占用面积。
在第一方面的一种可能的实现方式中，该可调变压器还包括调谐电容，该调谐电容的两端分别与初级线圈或次级线圈中的至少一个线圈的两端耦合。上述可能的实现方式，能够提高该可调变压器的完整性和稳定性。
在第一方面的一种可能的实现方式中，第一级放大器或第二级放大器中的至少一个放大器为差分放大器。上述可能的实现方式，能够进一步提高该射频电路的性能。
在第一方面的一种可能的实现方式中，该差分放大器包括共源的两个晶体管。上述可能的实现方式，提供了一种简单有效地差分放大器，从而简化了该射频电路的电路设计。
在第一方面的一种可能的实现方式中，该差分放大器还包括退化电感，该退化电感耦合在两个晶体管的共源端，该退化电感的中心抽头与接地端耦合。上述可能的实现方式，能够减小该差分放大器的输入端阻抗，从而便于阻抗匹配和宽带设计。
在第一方面的一种可能的实现方式中，该差分放大器还包括两个中和电容，其中一个中和电容耦合在两个晶体管中第一个晶体管的漏极和第二个晶体管的栅极，另一个中和电容耦合在第一个晶体管的栅极和第二个晶体管的漏极。上述可能的实现方式中，该中和电容用于抵消两个晶体管的寄生电容，从而改善电路稳定性，同时提升电路增益。
第二方面，提供一种可调变压器，该可调变压器包括初级线圈、次级线圈和至少一个第一线圈，初级线圈和次级线圈磁耦合，至少一个第一线圈分别与初级线圈和次级线圈磁耦合，至少一个第一线圈中每个第一线圈的两端分别耦合至两个节点，这两个节点之间的阻抗可调。上述可能的实现方式中，通过调整第一线圈两端之间的阻抗来改变第一线圈与初级线圈和次级线圈之间的互感，从而实现该可调变压器的调整，且调整过程中能够保证该可调变压器具有较好的性能。
在第二方面的一种可能的实现方式中，第一线圈的两端之间设置有Q值增强电路，该Q值增强电路用于增加该可调变压器的Q值。上述可能的实现方式中，能够通过Q值增强电路提高该可调变压器的品质因数，同时也能够减少该可调变压器中无源器件的损耗。
在第二方面的一种可能的实现方式中，该Q值增强电路包括：交叉耦合管，用于为第一线圈提供负阻补偿。上述可能的实现方式中，能够提高该可调变压器的品质因数。
在第二方面的一种可能的实现方式中，该Q值增强电路还包括：可变电流源，用于为交叉耦合管提供电流。上述可能的实现方式中，能够提高该可调变压器的品质因数。
在第二方面的一种可能的实现方式中，第一线圈的两端之间设置有可调电阻或开关。上述可能的实现方式中，通过调整开关为不同的状态(比如，关断状态和闭合状态)、或者通过调整可调电阻的阻值，能够改变第一线圈与初级线圈和次级线圈之间的互感，从而实现该可调变压器的调整，且调整过程中能够保证该射频电路具有较好的性能。
在第二方面的一种可能的实现方式中，该开关为晶体管，该晶体管的栅极电压可调。上述可能的实现方式中，提供的通过一种晶体管实现开关的方式，能够简化该可调变压器的电路设计。
在第二方面的一种可能的实现方式中，在该可调变压器的版图结构中，初级线圈、次级线圈和至少一个第一线圈设置于至少一个布线层。上述可能的实现方式，能够提高该可调变压器的版图结构的多样性和灵活性。
在第二方面的一种可能的实现方式中，在该可调变压器的版图中，初级线圈、次级线圈和至少一个第一线圈设置于同一个布线层，且初级线圈和次级线圈分别位于第一线圈的外侧；可选的，初级线圈可以位于最外侧，或者次级线圈位于最外侧。
在第二方面的一种可能的实现方式中，在该可调变压器的版图中，至少一个第一线圈包括至少两个第一线圈，至少两个第一线圈位于同一个布线层，且至少两个第一线圈对称设置。上述可能的实现方式，能够提高至少两个第一线圈在该可调变压器的版图结构中的设计灵活性、以及减小占用面积。
在第二方面的一种可能的实现方式中，该可调变压器还包括调谐电容，该调谐电容的两端分别与初级线圈或次级线圈在至少一个线圈的两端耦合。上述可能的实现方式，能够提高该可调变压器的完整性和稳定性。
在第二方面的一种可能的实现方式中，该可调变压器为输入变压器；其中，所述初级线圈的中心抽头与接地端耦合，所述次级线圈的中心抽头与偏置电压端耦合。上述可能的实现方式，能够进一步提高该输入变压器的性能。
在第二方面的一种可能的实现方式中，该可调变压器为输出变压器，所述初级线圈的中心抽头与电源端耦合，所述第一线圈的中心抽头与接地端耦合。上述可能的实现方式，能够进一步提高该输入变压器的性能。
在第二方面的一种可能的实现方式中，该可调变压器的初级线圈耦合至第一放大器，可调变压器的次级线圈耦合至第二放大器，通过调节两个节点之间的阻抗，以实现包括第一放大器、可调变压器和第二放大器的射频电路的工作频率的变化。
第三方面，提供一种射频前端电路，该射频前端电路包括第二方面或者第二方面的任一种可能的实现方式所提供的可调变压器，该可调变压器用于支持该射频前端电路实现5G毫米波下不同频段之间的切换。
在第三方面的一种可能的实现方式中，该射频前端电路为以下电路中的一种：射频放大器、滤波器、混频器、低噪声放大器、可变增益放大器、衰减器。
第四方面，提供一种通信设备，该通信设备包括上述第二方面或者第二方面的任一种可能的实现方式所提供的射频前端电路、以及耦合到该射频前端电路的混频电路。
可以理解地，上述提供的任一种可调变压器、射频前端电路或者通信设备均包括了上文所提供的射频电路中的可调变压器，因此，其所能达到的有益效果可参考上文所提供的射频电路中的有益效果，此处不再赘述。
附图说明
图1为本申请实施例提供的一种射频电路的结构示意图；
图2为本申请实施例提供的一种可调变压器的结构示意图一；
图3为本申请实施例提供的一种可调变压器的结构示意图二；
图4为本申请实施例提供的一种切换频段的示意图一；
图5为本申请实施例提供的一种可调变压器的结构示意图三；
图6为本申请实施例提供的一种可调变压器的结构示意图四；
图7为本申请实施例提供的一种可调变压器的结构示意图五；
图8为本申请实施例提供的一种可调变压器的结构示意图六；
图9为本申请实施例提供的一种差分放大器的结构示意图；
图10为本申请实施例提供的一种可调变压器的结构示意图七；
图11为本申请实施例提供的一种切换频段的示意图二。
具体实施方式
本申请中，“至少一个”是指一个或者多个，“多个”是指两个或两个以上。“和/或”，描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，A和/或B，可以表示：单独存在A，同时存在A和B，单独存在B的情况，其中A，B可以是单数或者复数。“以下至少一项(个)”或其类似表达，是指的这些项中的任意组合，包括单项(个)或复数项(个)的任意组合。例如，a，b或c中的至少一项(个)，可以表示：a，b，c，a-b，a-c，b-c或a-b-c，其中a、b和c可以是单个，也可以是多个。字符“/”一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。另外，在本申请的实施例中，“第一”、“第二”等字样并不对数量和执行次序进行限定。
需要说明的是，本申请中，“示例性的”或者“例如”等词用于表示作例子、例证或说明。本申请中被描述为“示例性的”或者“例如”的任何实施例或设计方案不应被解释为比其他实施例或设计方案更优选或更具优势。确切而言，使用“示例性的”或者“例如”等词旨在以具体方式呈现相关概念。
5G标准在毫米波下定义了4个频段，其中3个频段分别为N258频段、N257频段、和N261频段，N258频段需要支持的频率范围为(24.25GHz-27.5GHz)，N257需要支持的频率范围为(26.5GHz-29.5GHz)，N261频段需要支持的频率范围为(27.5GHz-28.35GHz)。5G射频收发机通常需要覆盖不同的频段以支持不同的模式，也就是说，5G射频收发机的工作频段要覆盖N258频段、N257频段、和N261频段，那么5G射频收发机的工作频段的范围至少为(24.25GHz-29.5GHz)。然而，这3个NR频段与长期演进(long term evolution，LTE)系统(也可以称为4G通信系统)中定义的低频(low band，LB)、中频(middle band，MB)和高频(highband，HB)三个频段相比，每个频段的带宽都大于LB、MB和HB的带宽，在5G射频收发机的设计中，如果继续使用4G射频收发机的架构(4G射频收发机具有固定的工作频段，可以同时覆盖LB、MB和HB)，那么5G射频收发机的固定工作频段需要覆盖到带宽为5.25GHz(即29.5GHz与24.25GHz的差值)的频段，即使在不留任何设计余量的情况下，(24.25GHz-29.5GHz)这个频段的相对带宽(FBW)也大于19.5％，这样在实际的电路实现中会存在很大的困难。另外，5G射频收发机还需要支持波束赋形(beam forming)特性，这将进一步增加系统的复杂度和设计成本。如果忽略系统设计的复杂度和设计成本，仅考虑基于4G射频收发机中的20％的频段占比，要实现5G毫米波下的不同频段的覆盖，也需要两套不同的射频收发机来实现。因此，4G射频收发机的架构已无法再应用于5G射频收发机中。
但是，经过分析，上述5G毫米波下的频段之间有重叠，如果能实现N258和N257频段的覆盖，则也能覆盖N261频段。因此，在毫米波的场景下，我们提出了一种应用于射频收发机的射频电路，通过该射频电路的调频功能来实现一个射频收发机对5G毫米波下的不同频段的覆盖。
图1为本申请实施例提供的一种射频电路的结构示意图，参见图1，该射频电路应用于5G毫米波的接收或发送，该射频电路包括：可调变压器T，第一级放大器A1和第二级放大器A2，第一级放大器A1通过可调变压器T与第二级放大器A2耦合，该可调变压器T的带宽可调，当该可调变压器T的带宽被调节时，使得该射频电路的工作频段覆盖N258频段和N257频段(即使得该射频电路的工作频段从N258频段切换至N257频段，或者从N257频段切换至N258频段)、或者N258频段和N261频段(即使得该射频电路的工作频段从N258频段切换至N261频段，或者从N261频段切换至N258频段)。
本申请实施例提供的射频电路中，通过调整可调变压器T的带宽，以改变射频电路的工作频段，能够实现5G毫米波下不同频段的覆盖，即能够通过一个射频电路实现不同频段下信号的接收或发送，从而在很大程度了系统成本，同时也降低了射频电路的设计复杂度。具体而言，N257频段的带宽为3GHz，N258频段的带宽为3.25GHz，N261频段的带宽为0.85GHz，因此，当系统将该射频电路的工作频段切换为N257频段时，可以将可调变压器T的带宽调整为3GHz，以适应N257频段。相应的，当系统将该射频电路的工作频段切换为N258频段时，可以将可调变压器的带宽调整为3.25GHz。当系统将该射频电路的工作频段切换为N261时，可以将可调变压器的带宽调整为0.85GHz。本领域技术人员应当知道，虽然5G标准定义了4个NR频段，但通常情况下，一个运营商的网络不会支持所有的NR频段，而只是支持其中的一部分频段。因此，本申请的技术方案中，可以根据该射频电路当前需要支持的NR频段，将可调变压器的带宽调整为相应的带宽，而不需要像4G的射频收发机一样，采用固定频段(24.25GHz-29.5GHz)同时覆盖N257，N28，N261频段。由于可调变压器T的最大带宽为3.25GHZ，相比固定频段(24.25GHz-29.5GHz)的带宽(5.25GHz)大为减小，在电路设计上更容易实现。
可选的，该可调变压器T可以包括可调开关，该可调开关可用于实现可调变压器T的调整。其中，该可调开关可以用于离散地调节可调变压器T，比如，该可调开关设置有专门的调节控制数字位，通过调节控制数字位来离散地调节可调变压器T。
在一种可能的实现方式中，如图2所示，为本申请实施例提供的一种可调变压器的结构示意图，该可调变压器T可以包括：初级线圈L1、次级线圈L2、与初级线圈L1两端连接的调谐电容C1，以及与次级线圈L2两端连接的调谐电容C2，调谐电容C1和调谐电容C2也可以称为切换电容，具体通过调节切换电容的电容值来实现该可调变压器的调整。图2中的k12表示初级线圈L1和次级线圈L2的磁耦合系数。
示例性的，如图2所示，该切换电容可以包括：电容C0、两个电容C3和晶体管M1，该晶体管也可以称为金属氧化半导体(metal oxide semiconductor，MOS)管，图2中以该晶体管M1为NMOS管为例进行说明。以该切换电容为调谐电容C1为例，电容C0的两端分别与初级线圈L1的两端连接，第一个电容C3的一端与初级线圈L1的一端连接，第一个电容C3的另一端与NMOS管的漏极(drain，d)连接，第二个电容C3的一端与初级线圈L1的另一端连接，第二个电容C3的另一端与NMOS管的源极(source，s)连接，NMOS管的栅极(gate，g)与电压端V1连接。
具体的，当电压端V1为低电平时，NMOS管处于截止状态，此时电容C0、两个电容C3和NMOS管在截止状态下形成的寄生电容一起构成了第一频段fRF1的调谐电容；当电压端V1为高电平时，NMOS管处于导通状态，此时两个电容C3和NMOS管形成一个新的更大的电容，这个电容和电容C0一起构成了第一频段fRF2的调谐电容。
但是，上述图2所示的可调变压器的性能不是很高，这主要是因为上述切换电容的Q值可能会因为M1的导通而降低，从而引起LC谐振腔的Q值降低，这样可调变压器的损耗会大大增加，同时切换电容Q值的变化也会导致电路的频率响应发生变化；此外，切换电容中的M1会随着信号的增强而引入非线性，导致应用该可调变压器的射频电路的线性区间减小。
在另一种可能的实现方式中，如图3所示，为本申请实施例提供的另一种可调变压器的结构示意图，图3所示的可调变压器与图2所示的可调变压器相比，其性能更好。如图3所示，该可调变压器T包括初级线圈L11、次级线圈L12、以及分别与初级线圈L11和次级线圈L12磁耦合的至少一个第一线圈，第一线圈的两端分别耦合至两个节点(图3中分别表示为a，b)，这两个节点之间的阻抗可调，具体通过调节这两个节点之间的阻抗来实现该可调变压器的带宽可调。图3中以至少一个第一线圈包括一个第一线圈L21为例进行说明。
示例性的，第一线圈L21的两端设置有与第一线圈L21形成回路的第一开关或第一可调电阻连接，图3中以第一线圈L21的两端与第一开关连接为例进行说明。该可调变压器还可以包括：与初级线圈L11的两端连接的初级调谐电容C11、与次级线圈L12的两端连接的次级调谐电容C12。
其中，当第一线圈L21的两端连接第一开关时，通过控制第一开关为断开状态，可以使第一线圈L21两个节点之间的阻抗为无穷大，进而能够关断第一线圈L21与初级线圈L11和次级线圈L12之间的互感；类似地，通过控制第一开关为闭合状态(也可以称为开启状态)，可以使第一线圈L21两个节点之间的阻抗可以为0，进而能够开启第一线圈L21与初级线圈L11和次级线圈L12之间的互感。当第一线圈的两端连接第一可调电阻时，通过控制第一可调电阻接入的阻值能够控制第一线圈L21与初级线圈L11和次级线圈L12之间的互感。在第一可调电阻接入的阻值接近0时，第一线圈L21与初级线圈L11和次级线圈L12之间的互感可以等效于上述第一开关为闭合状态时对应的互感；在第一可调电阻接入的阻值接近无穷大时，第一线圈L21与初级线圈L11和次级线圈L12之间的互感可以等效于上述第一开关为关断状态时对应的互感。
下面以第一线圈L21的两端连接第一开关为例对该可调变压器所处的频段进行举例说明。
其中，当第一开关用于关断第一线圈L21与初级线圈L11和次级线圈L12之间的互感时，该可调变压器处于第一频段；当第一开关用于开启第一线圈L21与初级线圈L11和次级线圈L12之间的互感时，该可调变压器处于第二频段。
具体的，当第一开关用于关断第一线圈L21与初级线圈L11和次级线圈L12之间的互感时，第一开关处于关断状态，此时第一线圈L21与初级线圈L11和次级线圈L12之间的耦合电流非常小，影响可以忽略不计，该变压器中的初级线圈L11和次级线圈L12与传统变压器一致，即初级线圈L11的自感、次级线圈L12的自感、以及初级线圈L11与次级线圈L12之间的互感和互感系数均未发生变化。当第一开关用于开启第一线圈L21与初级线圈L11和次级线圈L12之间的互感时，第一开关处于闭合状态，此时第一线圈L21与初级线圈L11和次级线圈L12之间的耦合电流较大，从而会引起初级线圈L11的自感、次级线圈L12的自感、以及初级线圈L11与次级线圈L12之间的互感和互感系数发生变化。
示例性的，假设该可调变压器中初级线圈L11与次级线圈L12之间的互感系数为k12、互感为M，第一线圈L21与初级线圈L11之间的互感系数为k13，第一线圈L21与次级线圈L12之间的互感系数为k23，当第一开关处于闭合状态时，则初级线圈L11变化后的自感L’11、次级线圈L12变化后的自感L’12、初级线圈L11与次级线圈L12之间变化后的互感系数为k’12和互感M’可以通过如下公式(1)得到，式中，k12＜1，k13＜1，k23＜1。
Figure BDA0003997000180000071
由于决定变压器频率响应特性的参数就是初级线圈L11和次级线圈L12的自感和互感系数，当第一开关在不同状态之间切换时，即可实现该可调变压器的不同频段之间的切换，进而可实现应用该可调变压器的射频电路的不同频段之间的切换。具体的，当第一开关由关断状态切换为闭合状态时，可将该可调变压器的频段由第一频段切换为第二频段；当第一开关由闭合状态切换为关断状态时，可将该可调变压器的频段由第二频段切换为第一频段。示例性的，第一频段和第二频段可以如图4所示，图4中fRF1表示第一频段、fRF2表示第二频段。
在一种可行的实施例中，如图5所示，第一开关可以包括晶体管，当该晶体管截止时，第一开关处于关断状态，当该晶体管导通时第一开关处于开启状态，该晶体管的导通或截止可以通过数字逻辑电压控制、或者通过模拟连续电压控制，图5中以该晶体管为NMOS管为例进行说明。
具体的，当该晶体管管截止时，该晶体管即为一个很大的阻抗，此时第一线圈L21与初级线圈L11和次级线圈L12之间的耦合电流非常小，影响可以忽略不计，此时不会导致初级线圈L11的自感、次级线圈L12的自感、以及初级线圈L11与次级线圈L12之间的互感和互感系数发生变化，从而使得该带宽可控的变压器处于第一频段；当该晶体管导通时，该晶体管即为很小的阻抗，此时第一线圈L21与初级线圈L11和次级线圈L12之间的耦合电流较大，此时会导致初级线圈L11的自感、次级线圈L12的自感、以及初级线圈L11与次级线圈L12之间的互感和互感系数发生变化，从而使得该带宽可控的变压器处于第二频段。
进一步的，当至少一个第一线圈包括两个或者两个以上的线圈时，为便于描述，将至少一个第一线圈中的另一个线圈称为第二线圈L22，如图6所示，该可调变压器还可以包括第二线圈L22。其中，第二线圈L22的两端之间可以设置有与第二线圈L22形成回路的第二开关或第二可调电阻，第二线圈L22分别与初级线圈L11和次级线圈L12之间磁耦合，图6中以第二线圈L22的的两端连接第二开关为例进行说明。第二开关或第二可调电阻对于第二线圈L22与初级线圈L11和次级线圈L12之间的互感的控制与上述第一开关或第一可调电阻对于第一线圈L21与初级线圈L11和次级线圈L12之间的互感的控制类似。
下面以第二线圈L22的两端连接第二开关为例进行说明。其中，当第二开关用于关断第二线圈L22与初级线圈L11和次级线圈L12之间的互感时，第二开关处于关断状态(此时，第二线圈L22的两端之间的阻抗可以为无穷大)；当第二开关用于开启第二线圈L22与初级线圈L11和次级线圈L12之间的互感时，第二开关处于闭合状态(此时，第二线圈L22的两端之间的阻抗可以为0)。具体的，当第一开关处于关断状态、第二开关处于闭合状态时，该可调变压器处于第三频段，即初级线圈L11的自感、次级线圈L12的自感、以及初级线圈L11与次级线圈L12之间的互感和互感系数会因为第二线圈L22的介入而产生改变；当第一开关处于闭合状态、第二开关处于闭合状态时，该带宽可控的变压器处于第四频段，即初级线圈L11的自感、次级线圈L12的自感、以及初级线圈L11与次级线圈L12之间的互感和互感系数会由于第一线圈L21和第二线圈L22的介入而产生改变。
需要说明的是，第二开关和第二线圈L22对该变压器的影响与上述第一开关和第一线圈L21对该变压器的影响类似，具体参见上述相关描述，本申请实施例对此不再赘述。另外，第二开关的具体结构与上述第一开关的结构也类似，具体参见第一开关的相关描述，本申请实施例同样对此不再赘述。
需要说明的是，上述仅以该可调变压器中包括第一线圈L21和第一开关、第二线圈L22和第二开关为例进行说明，在实际应用中，还可以包括与第一线圈L21类似的多个线圈、以及与每个线圈对应的开关，比如，该多个线圈的数量可以是3、4或者5等。其中，每个线圈和对应的开关对于该可调变压器的影响均与第一线圈L21和第一开关对于该可调变压器的影响类似，本申请实施例在此不再赘述。
进一步的，当至少一个第一线圈的数量为多个时，为便于表述，可以分别用第一线圈L12、第二线圈L22、以及第三线圈L23等类似的标识进行表示。其中，在该可调变压器的版图结构中，初级线圈L11、次级线圈L12和至少一个第一线圈设置于至少一个布线层，比如，以至少一个第一线圈包括第一线圈L21、第二线圈L22和第三线圈L23为例，具体分布可以如图7中的(a)或图8中的(a)所示。
可选的，初级线圈L11、次级线圈L12和至少一个第一线圈可以均设置于一个布线层，或者分散设置于两个或多个布线层中。在该可调变压器的版图结构中，当初级线圈L11、次级线圈L12、第一线圈L21和至少一个第一线圈设置于同一布线层时，至少一个第一线圈可以位于初级线圈L11与次级线圈L12的外侧，此时初级线圈可以位于最内侧、或者次级线圈位于最内侧。或者，至少一个第一线圈位于初级线圈L11与次级线圈L12的内侧，此时初级线圈L11可以位于最外侧、或者次级线圈L12位于最外侧。
其中，当至少一个第一线圈同时包括第一线圈L21和第二线圈L22、且第一线圈L21和第二线圈L22设置于同一布线层时，第二线圈L22可以位于第一线圈L21的外侧，第二线圈L22也可以位于第一线圈L21的内侧；或者，第一线圈L21与第二线圈L22对称。
示例性的，以至少一个第一线圈包括L21、L22和L23三个线圈，且L21、L22和L23均位于初级线圈L11与次级线圈L12的内侧为例进行说明。图7中的(a)为L21、L22和L23三个线圈的分布示意图，图7中的(b)为该可调变压器的结构示意图，图7中的(c)为该可调变压器的多个频段的频谱响应曲线。其中，图7中的S21表示与L21对应的开关，S22表示与L22对应的开关，S23表示与L23对应的开关，F0表示所有开关均处于关断状态时该可调变压器所处的频段，F21表示仅S21处于闭合状态时该可调变压器所处的频段，F22表示仅S22处于闭合状态时该可调变压器所处的频段，F23表示仅S23处于闭合状态时该可调变压器所处的频段。
示例性的，如图8所示，以该可调变压器包括L21、L22、L23和L24四个线圈，且L21、L22、L23和L24均位于初级线圈L11与次级线圈L12的内侧为例进行说明。图8中的(a)为L21、L22、L23和L24四个线圈的分布示意图，图8中的(b)为该可调变压器的结构示意图，图8中的(c)为该可调变压器的多个频段的频谱响应曲线。其中，图8中的S21表示与L21对应的开关，S22表示与L22对应的开关，S23表示与L23对应的开关，S24表示与L24对应的开关，F0表示所有开关均处于关断状态时该可调变压器所处的频段，F21表示仅S21处于闭合状态时该可调变压器所处的频段，F22表示仅S22处于闭合状态时该可调变压器所处的频段，F23表示仅S23处于闭合状态时该可调变压器所处的频段，F24表示仅S24处于闭合状态时该可调变压器所处的频段。
上述图7和图8所示的该可调变压器包括的多个线圈的分布虽然不同，但是对该可调变压器的频段的影响是类似的。
进一步的，在图1所示的射频电路中，第一级放大器A1或第二级放大器A2中的至少一个放大器可以为差分放大器，该差分放大器可以包括共源的两个晶体管。
可选的，如图9所示，为本申请实施例提供的一种差分放大器的结构示意图，参见图9，该差分放大器可以包括：退化电感(图9中表示为L1a和L1b的串联)，两个中和电容C1C，两个晶体管(图9中表示为M1a和M1b)；其中，退化电感中心抽头(即L1a和L1b的连接点处)与接地端耦合，两个中和电容C1C中的一个中和电容C1C耦合在第一个晶体管M1a的漏极和第二个晶体管M1b的栅极，另一个中和电容C1C耦合在第一个晶体管M1a的栅极和第二个晶体管M1b的漏极。
其中，在图9中，该差分放大器的输入端还可以与输入变压器连接，该差分放大器的输出端还可以与输出变压器连接。
具体的，该输入变压器可以包括初级线圈和次级线圈(图9中表示为T1)，以及与初级线圈耦合的调谐电容Cin。输出变压器T2可以为上文中所提供的射频电路中的可调变压器，图9中以该输出变压器包括初级线圈、次级线圈以及与初极线圈和次级线圈磁耦合的第一线圈(图9中表示为T2)，第一线圈的两端连接有一个可调电阻RSW；该输出变压器还可以包括与次级线圈的两端耦合的调谐电容(图9中表示为C1L和C2L的串联)，该调谐电容的两端与负载电阻RL连接。
另外，输入变压器中初级线圈的中心抽头与接地端连接，输入变压器中次级线圈的中心抽头与偏置电压VB1连接；输出变压器中初级线圈的中心抽头与电源端VDD连接，第一线圈的中心抽头与接地端耦合。
需要说明的是，上述图9中仅在输出变压器应用了本申请实施例提供的可调变压器，类似地，输入变压器也同样可以应用，应用在输出变压器上可直接实现不同频段的切换，应用在输入变压器上也可实现不同频段的切换，本申请实施例仅以输出变压器为例进行说明。
本申请实施例提供的差分放大器，能够通过退化电感L1a和L1b减小输入端的阻抗实部，从而便于阻抗匹配和宽带化设计，中和电容C1C可用来抵消交叉耦合管M1a和M1b的寄生电容，从而改善电路稳定性，并提升电路增益(gain)。
在另一种可行的实施例中，图1中的可调变压器还可以包括与第一线圈L21的两端连接的Q值增强电路，该Q值增强电路与第一线圈L21形成回路，该Q值增强电路用于增加该可调变压器的Q值。其中，该Q值增强电路可以采用现有技术中的Q值增强电路，也可以采用本申请所所提供的Q值增强电路，本申请实施例对此不作具体限定。在本申请提供的Q值增强电路中，该Q值增强电路可以包括用于为第一线圈L21提供负阻补偿的交叉耦合管；还可以包括用于为该交叉耦合管提供电流的可变电流源。
示例性的，参见图10，Q值增强电路具体可以包括：第一MOS管M1、第二MOS管M2和可变电流源IB，第一MOS管M1的漏极和第二MOS管M2的栅极均与第一线圈L21的一端耦合，第一MOS管M1的栅极和第二MOS管M2的漏极均与第一线圈L21的另一端耦合，第一MOS管M1的源极和第二MOS管M2的源极均与可变电流源IB的流入端耦合，可变电流源IB的流出端与接地端耦合。
其中，在片上集成的无源器件中，由于互联线的阻值较高，加上衬底损耗，特别是电感、变压器的Q值都不会很高(通常小于20)，为了提升片上无源电感、变压器的Q值，减少无源器件的损耗，本申请实施例可以采用图10所示的可变电流源IB来提高Q值。具体的，图10中M1和M2是交叉对管，M1的漏极信号和M2的漏极信号是差分信号，在交流工作条件下，M1和M2的阻抗的等效实部是一个负的电阻，即通过M1和M2引入了负阻，这样可以弥补第一线圈L21自身的损耗，从而提升Q值。上述M1和M2引入的负阻值为-1/gm，gm是M1和M2的跨导和，而该跨导和可以被可变电流源IB的电流控制，该电流决定了跨导和gm的大小。
需要说明的是，上述图10中仅以MOS管为NMOS管为例进行说明，在实际应用时，该MOS管还可以为PMOS管或者具有相同功能的其他元器件等，本申请实施例对此不作具体限定。
基于上文的描述，本申请实施例还提供一种可调变压器，该可调变压器可以包括：初级线圈、次级线圈和至少一个第一线圈；其中，初级线圈和次级线圈磁耦合，至少一个第一线圈分别与初级线圈和次级线圈磁耦合，第一线圈中每个第一线圈的两端分别耦合于两个节点，这两个节点之间的阻抗可调。
在一种可能的实施例中，这两个节点之间还设置有与第一线圈形成回路的Q值增强电路，该Q值增强电路用于增加该可调变压器的Q值。可选的，该Q值增强电路包括：交叉耦合管，用于为第一线圈提供负阻补偿。进一步的，该Q值增强电路还包括：可变电流源，用于为交叉耦合管提供电流。
在另一种可能的实施例中，这两个节点之间还设置有与第一线圈形成回路的可调电阻或开关。可选的，该开关为晶体管，该晶体管的栅极电压可调。其中，在该可调变压器的版图结构中，初级线圈、次级线圈和至少一个第一线圈设置于至少一个布线层。或者，在该可调变压器的版图中，初级线圈、次级线圈和至少一个第一线圈设置于同一个布线层，且初级线圈和次级线圈分别位于至少一个第一线圈的外侧；可选的，初级线圈可以位于最外侧，或者次级线圈位于最外侧。
进一步地，至少一个第一线圈包括至少两个第一线圈，在该可调变压器的版图中，至少两个第一线圈设置于同一个布线层，且至少两个第一线圈对称设置。
此外，该可调变压器还包括调谐电容，该调谐电容的两端分别与初级线圈或次级线圈中的至少一个线圈的两端磁耦合。
可选的，该可调变压器为输入变压器；其中，所述初级线圈的中心抽头与接地端耦合，所述次级线圈的中心抽头与偏置电压端耦合。上述可能的实现方式，能够进一步提高该输入变压器的性能。或者，该可调变压器为输出变压器，所述初级线圈的中心抽头与电源端耦合，所述第一线圈的中心抽头与接地端耦合。
需要说明的是，该可调变压器的具体结构和相关描述可以参见上文中所提供的射频电路中的可调变压器的阐述，比如，具体可以参见图3-图8、以及图10相关的描述，本申请实施例在此不再赘述。
在本申请实施例中，该可调变压器通过增加包括一个或者多个可调线圈，来改变变压器中初级线圈和次级线圈的自感、耦合系数等参数，来实现频段切换的目的，且本申请实施例提供的方案不会额外增加线圈面积，同时也可以克服目前切换电容遇到的Q值降低等一系列问题，因此在射频和微波等电路中具有较高的实用价值。
在本申请的另一实施例中，还提供一种射频前端电路，该射频前端电路可以包括上文中图3-图8、以及图10中任一图示所提供的可调变压器，该可调变压器用于调节5G毫米波下该射频前端电路的带宽。
可选的，射频前端电路可以为以下电路中的任一种：射频放大器、滤波器、混频器、低噪声放大器、可变增益放大器、以及衰减器等。
进一步的，该可调变压器还可以应用于发射系统或者接收系统中，比如该发射系统可以为超外差发射系统，超外差发射系统可以是指无线电频率和本地振荡频率之间有一个固定的频率差，也叫中频((intermediate frequency，IF)，在中频部分进行放大、滤波，能够进行正常的数据或者语音的收发。目前的超外差主要是针对直接变频系统而言的，直接变频系统中本振频率和射频频率是同一个中心频率。
示例性的，在一些超外差发射系统中，如图11所示，中频部分频率是固定的fIF，载波频率fLO随着射频频率fRF变化而变化(比如，fLO1随着fRF1变化而变化、fLO2随着fRF2变化而变化)。若系统带宽设计不随着变化，那么从低频段切换到高频段(比如，从24.25-27.5GHz切换至16.5-29.5GHz)时，高频段的载波频率fLO2就会落入整个链路增益区间，如图11中的实线部分，这样载波泄露问题较为严重，无法通过射频方法进行滤除。通过本申请实施例提供的方案，可以在从低频段切换到高频段时，切换链路频率响应特性，改为较为窄带的虚线部分，这样在高频段工作的区间中，对相应的载波频率fLO2就有较强的抑制作用，从而不需要片上滤波器或者片外滤波器就可以达到抑制载波泄露的问题。类似地，对于一些接收系统的应用场景，在切换频段过程中，当输入干扰信号位于低频段的接受区间时，也可以通过切换链路频率响应的方法进行滤除。
需要说明的是，本申请实施例和附图仅仅是一种示例，任一实施例或附图中的每个MOS管可以为一个单独的满足所需要启动增益或者所需要导通电流的MOS管，也可以为通过多个MOS管并联组合成的需要满足所需要启动增益或者所需要导通电流的MOS管组合，也即该多个MOS管中每个MOS管对应的启动增益之和大于等于所需要启动增益；本申请实施例中的每个电容可以为满足所需电容值的一个电容，也可以是由多个电容通过并联或者串联组成的满足所需电容值的电容组合，也即该多个电容串联或并联后对应的电容值等于所需要的电容值；本申请实施例中的每个电感可以为满足所需要电感值的一个电感，也可以是由多个电感通过串联或者并联方式组成的满足所需要电感值的电感组合；本申请实施例中的每个电阻可以为满足所需电阻值的一个电阻，也可以是由多个电阻通过并联或者串联组成的满足所需电阻值的电阻组合，也即，该多个电阻串联或并联后对应的电阻值等于所需要的电阻值。
最后应说明的是：以上所述，仅为本申请的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何在本申请揭露的技术范围内的变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (28)

1.一种射频电路，其特征在于，所述射频电路包括：可调变压器，第一级放大器和第二级放大器，所述第一级放大器通过所述可调变压器与所述第二级放大器耦合，所述可调变压器的带宽可调，使得所述射频电路的工作频段覆盖N258频段和N257频段、或者N258频段和N261频段。
2.根据权利要求1所述的射频电路，其特征在于，所述可调变压器包括可调开关，所述可调开关用于实现所述可调变压器的调整。
3.根据权利要求1所述的射频电路，其特征在于，所述可调变压器包括初级线圈、次级线圈和至少一个第一线圈，所述初级线圈和所述次级线圈磁耦合，所述至少一个第一线圈分别与所述初级线圈和所述次级线圈磁耦合，所述第一线圈的两端分别耦合至两个节点，所述两个节点之间的阻抗可调。
4.根据权利要求3所述的射频电路，其特征在于，所述两个节点之间还设置有与所述第一线圈形成回路的Q值增强电路，所述Q值增强电路用于增加所述可调变压器的Q值。
5.根据权利要求4所述的射频电路，其特征在于，所述Q值增强电路包括：交叉耦合管，用于为所述第一线圈提供负阻补偿。
6.根据权利要求5所述的射频电路，其特征在于，所述Q值增强电路还包括：可变电流源，用于为所述交叉耦合管提供电流。
7.根据权利要求3所述的射频电路，其特征在于，所述两个节点之间还设置有与所述第一线圈形成回路的可调电阻或开关。
8.根据权利要求7所述的射频电路，其特征在于，所述开关为晶体管，所述晶体管的栅极电压可调。
9.根据权利要求3-8任一项所述的射频电路，其特征在于，在所述可调变压器的版图中，所述初级线圈、所述次级线圈和所述至少一个第一线圈设置于同一个布线层，且所述初级线圈和所述次级线圈分别位于所述至少一个第一线圈的外侧。
10.根据权利要求3-9任一项所述的射频电路，其特征在于，所述至少一个第一线圈包括至少两个第一线圈，在所述可调变压器的版图中，所述至少两个第一线圈位于同一个布线层，且所述至少两个第一线圈对称设置。
11.根据权利要求3-10任一项所述的射频电路，其特征在于，所述可调变压器还包括调谐电容，所述调谐电容的两端分别与所述初级线圈或所述次级线圈中的至少一个线圈的两端连接。
12.根据权利要求3-11任一项所述的射频电路，其特征在于，所述第一级放大器或所述第二级放大器中的至少一个为差分放大器。
13.根据权利要求12所述的射频电路，其特征在于，所述差分放大器包括共源的两个晶体管。
14.根据权利要求13所述的射频电路，其特征在于，所述差分放大器还包括退化电感，所述退化电感耦合在所述两个晶体管的共源端，所述退化电感的中心抽头与接地端耦合。
15.根据权利要求13或14所述的射频电路，其特征在于，所述差分放大器还包括两个中和电容，其中一个中和电容耦合在所述两个晶体管中第一个晶体管的漏极和第二个晶体管的栅极，另一个中和电容耦合在所述第一个晶体管的栅极和所述第二个晶体管的漏极。
16.一种可调变压器，其特征在于，包括：初级线圈、次级线圈和至少一个第一线圈；其中，所述初级线圈和所述次级线圈磁耦合，所述至少一个第一线圈分别与所述初级线圈和所述次级线圈磁耦合，所述第一线圈的两端分别耦合于两个节点，所述两个节点之间的阻抗可调。
17.根据权利要求16所述的可调变压器，其特征在于，所述两个节点之间还设置有与所述第一线圈形成回路的Q值增强电路，所述Q值增强电路用于增强所述可调变压器的Q值。
18.根据权利要求17所述的可调变压器，其特征在于，所述Q值增强电路包括：交叉耦合管，用于为所述第一线圈提供负阻补偿。
19.根据权利要求18所述的可调变压器，其特征在于，所述Q值增强电路还包括：可变电流源，用于为所述交叉耦合管提供电流。
20.根据权利要求16所述的可调变压器，其特征在于，所述两个节点之间还设置有与所述第一线圈形成回路的可调电阻或开关。
21.根据权利要求20所述的可调变压器，其特征在于，所述开关为晶体管，所述晶体管的栅极电压可调。
22.根据权利要求16-21任一项所述的可调变压器，其特征在于，在所述可调变压器的版图中，所述初级线圈、所述次级线圈和所述至少一个第一线圈设置于同一个布线层，且所述初级线圈和所述次级线圈分别位于所述至少一个第一线圈的外侧。
23.根据权利要求16-22任一项所述的可调变压器，其特征在于，所述至少一个第一线圈包括至少两个第一线圈，在所述可调变压器的版图中，所述至少两个第一线圈位于同一个布线层，且所述至少两个第一线圈对称设置。
24.根据权利要求16-23任一项所述的可调变压器，其特征在于，所述可调变压器还包括调谐电容，所述调谐电容的两端分别与所述初级线圈或所述次级线圈中至少一个线圈的两端耦合。
25.根据权利要求16-24任一项所述的可调变压器，其特征在于，所述可调变压器为输入变压器；其中，所述初级线圈的中心抽头与接地端耦合，所述次级线圈的中心抽头与偏置电压端耦合。
26.根据权利要求16-25任一项所述的可调变压器，其特征在于，所述可调变压器为输出变压器，所述初级线圈的中心抽头与电源端耦合，所述第一线圈的中心抽头与接地端耦合。
27.根据权利要求16-26任一项所述的可调变压器，其特征在于，所述可调变压器应用于以下电路中的一种：射频放大器、滤波器、混频器、低噪声放大器、可变增益放大器、衰减器。
28.根据权利要求16-26任一项所述的可调变压器，其特征在于，所述可调变压器的初级线圈耦合至第一放大器，所述可调变压器的次级线圈耦合至第二放大器，所述可调变压器用于调整所述第一放大器和所述第二放大器工作频段。
CN202211604670.5A 2019-03-29 2019-03-29 一种射频电路和可调变压器 Pending CN116015316A (zh)

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