CN117978109A - 一种双频跨导提升技术、放大器、电子设备及控制方法 - Google Patents

一种双频跨导提升技术、放大器、电子设备及控制方法 Download PDF

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车文荃
吴俊宇
徐涛涛
秦培
李涌春
薛泉
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Abstract

本发明公开了一种双频跨导提升技术、放大器、电子设备及控制方法，属于电子通信技术领域。双频跨导提升技术包括：双频输入匹配网络和输入差分放大器；双频输入匹配网络为多线圈变压器，多线圈变压器包括至少三个电感，多线圈变压器中的任意两个电感磁耦合；输入差分放大器，包括电路结构对称的第一侧和第二侧，第一侧包括低频输入电路和高频输入电路，低频输入电路中的晶体管和高频输入电路中的晶体管的栅极和/或源极分别连接于双频输入匹配网络的不同端口；双频输入匹配网络和输入差分放大器级联，使得低频电路中的晶体管和高频电路中的晶体管都能实现栅源负反馈，从而实现双频的跨导提升。本发明可以同时实现低频和高频的增益提高和噪声改善。

Description

一种双频跨导提升技术、放大器、电子设备及控制方法
技术领域
本发明涉及电子通信技术领域，尤其涉及一种双频跨导提升技术、放大器、电子设备及控制方法。
背景技术
第五代移动通信技术(5G)具有高数据速率和低延迟链路的显著优点，近年来一直是研究热点。3GPP将5G新空口(New Radio，NR)的频率范围定义为FR1(Sub-6 GHz)和FR2(毫米波)。目前Sub-6G的频谱资源日益拥挤，为了满足5G对于大带宽高速率的要求，毫米波频段被正式列入了5G移动通信频段。根据3GPP协议规定，5G毫米波频段n257覆盖26.5-29.5GHz，n260频段覆盖37-40GHz。为了兼容多个毫米波频段通信需求，可重构双频接收机受到了广泛关注。
低噪声放大器(Low Noise Amplifier，LNA)作为接收机的第一级，可以在引入噪声尽量少的前提下，将天线接收的微弱信号进行放大，其性能的好坏会影响到整个接收链路的信噪比、灵敏度等性能。可重构双频接收机要求LNA也具有可重构双频的放大能力。由于单端电路的电感设计自由度高，目前毫米波双频LNA的设计中，单端LNA居多，差分LNA比较少见。但差分LNA具有抑制共模噪声和电源噪声，以及对键合线电感不敏感的优点，很适合应用于毫米波通信系统中。
在毫米波电路中，为了实现可重构双频的LNA，目前主流的技术是通过可变电容或可变电感实现阻抗匹配的频率切换。第一现有文献采用可变电容来满足两个频段匹配网络的阻抗匹配要求，从而实现双频的增益放大；第二现有文献通过改变电感与地的耦合来实现电感感值的双频可变，相较于可变电容，可变电感的调谐范围更大、Q值更低，有利于提高LNA的增益和噪声等性能；第三现有文献通过改变变压器的耦合来实现电感感值和耦合系数的双频可重构，相较于可变电感Q值又进一步提高。但是现有的可重构双频LNA仍存有以下缺点：1)目前宽带LNA通常是扩展增益带宽，难以实现宽带的低噪声。现有的可重构双频LNA绝大多数采用的是宽带输入匹配，存在的问题是：双频的噪声系数，是宽带的噪声系数经过增益的陷波实现的，和宽带的噪声系数差别不大甚至变差，与宽带的LNA相比没有性能上的优势。2)由于毫米波MOS管的寄生效应严重，开关插损大，导致了可变电容和可变电感的Q值很低，对增益和噪声系数有较大的恶化。
发明内容
为至少一定程度上解决现有技术中存在的技术问题之一，本发明的目的在于提供一种双频跨导提升技术、放大器、电子设备及控制方法。
本发明所采用的第一技术方案是：
一种双频跨导提升技术，包括双频输入匹配网络和输入差分放大器；
所述双频输入匹配网络为多线圈变压器，所述多线圈变压器包括至少三个电感，所述多线圈变压器中的任意两个电感磁耦合；
所述输入差分放大器，包括电路结构对称的第一侧和第二侧，所述第一侧包括低频输入电路和高频输入电路，所述低频输入电路中的晶体管和所述高频输入电路中的晶体管的栅极和/或源极分别连接于所述双频输入匹配网络的不同端口；
所述双频输入匹配网络和所述输入差分放大器级联，使得所述低频电路中的晶体管和所述高频电路中的晶体管都能实现栅源负反馈，从而实现双频的跨导提升。
进一步地，所述多线圈变压器包括电感Lg1、电感Lg2和电感Li；
所述电感Lg1的中心抽头接偏置电压VLg1，所述电感Lg2的中心抽头接偏置电压VHg1；所述电感Li的一端用于输入交流信号，另一端接地。
进一步地，所述低频输入电路中的晶体管，包括低频晶体管ML11，用于放大低频信号；所述高频输入电路中的晶体管，包括高频晶体管MH11，用于放大高频信号；
所述低频晶体管ML11栅极与所述高频晶体管MH11源极连接，再连接于电感Lg1的一端；所述高频晶体管MH11栅极串联补偿电感L11，再与所述低频晶体管ML11源极连接，再连接于电感Lg2的一端；所述低频晶体管ML11漏极和/或所述高频晶体管MH11漏极作为所述输入差分放大器的输出端。
进一步地，所述多线圈变压器包括电感Lg1、电感Lg2、电感Ls1和电感Li；
所述电感Lg1的中心抽头接偏置电压VLg1，所述电感Lg2的中心抽头接偏置电压VHg1，所述电感Ls1的中心抽头接地；所述电感Li的一端用于输入交流信号，另一端接地。
进一步地，所述低频晶体管ML11栅极连接于电感Lg1的一端；所述高频晶体管MH11栅极与所述低频晶体管ML11源极连接，再连接于电感Lg2的一端，所述高频晶体管MH11源极连接于电感Ls1的一端；所述低频晶体管ML11漏极和/或所述高频晶体管MH11漏极作为所述输入差分放大器的输出端。
本发明所采用的第二技术方案是：
一种可重构双频低噪声放大器，包括：
所述双频输入匹配网络、所述输入差分放大器、级间去耦匹配网络和输出差分放大器；
所述双频输入匹配网络和所述输入差分放大器应用了如上所述双频跨导提升技术；
所述级间去耦匹配网络包括低频变压器和/或高频变压器，连接在所述输入差分放大器和所述输出差分放大器之间，用于实现两个放大器之间的匹配；所述低频变压器和所述高频变压器之间去磁耦合。
进一步地，所述级间去耦匹配网络包括电感Ld1、电感Lg3、电感Ld2、电感Lg4四个电感；
所述电感Ld1、电感Lg3相互耦合，构成低频变压器T2；所述电感Ld2、电感Lg4相互耦合，构成高频变压器T3；
所述电感Ld1的一端连接所述第一侧中所述低频晶体管ML11漏极，中心抽头接偏置电压VddL；所述电感Ld2的一端连接所述第一侧中所述高频晶体管MH11漏极，中心抽头接偏置电压VddH；
所述电感Lg3的一端连接所述第三侧中所述低频输出电路的输入端，中心抽头接偏置电压VLg2；所述电感Lg4的一端连接所述第三侧中所述高频输出电路的输入端，中心抽头接偏置电压VHg2。
进一步地，所述低频输出电路和所述高频输出电路均为共源共栅结构，且所述低频输出电路和所述高频输出电路共用输出部分；
所述低频输出电路包括低频晶体管ML21，所述高频输出电路包括高频晶体管MH21，所述输出部分包括晶体管MC11和补偿电感L21；
所述低频晶体管ML21栅极连接于电感Lg3的一端，源级接地；所述高频晶体管MH21栅极连接于电感Lg4的一端，源级接地；
所述低频晶体管ML21和高频晶体管MH21漏极连接，再串联所述补偿电感L21后连接于晶体管MC11源级；所述晶体管MC11漏极作为所述输出差分放大器的输出端。
进一步地，所述低频输出电路和所述高频输出电路均为共源结构；
所述低频输出电路包括低频晶体管ML21，所述高频输出电路包括高频晶体管MH21；
所述低频晶体管ML21栅极连接于电感Lg3的一端，源级接地；所述高频晶体管MH21栅极连接于电感Lg4的一端，源级接地；
所述低频晶体管ML21和高频晶体管MH21漏极连接，作为所述输出差分放大器的输出端。
进一步地，所述低频输出电路和所述高频输出电路均为共源结构；
所述低频输出电路包括低频晶体管ML21，所述高频输出电路包括高频晶体管MH21；
所述低频晶体管ML21栅极连接于电感Lg3的一端，源级接地，漏极作为所述输出差分放大器第一输出端；
所述高频晶体管MH21栅极连接于电感Lg4的一端，源级接地，漏极作为所述输出差分放大器第二输出端。
进一步地，所述低频变压器T2在版图实现为普通单圈变压器，所述高频变压器T3在版图实现为8字形变压器，所述低频变压器T2和所述高频变压器T3之间的磁耦合系数接近于零。
进一步地，所述级间去耦匹配网络包括电感Ld1、电感Lg3两个电感；
所述电感Ld1、电感Lg3相互耦合，构成低频变压器T2；
所述低频晶体管ML11漏极和高频晶体管MH11漏极连接，再连接于电感Ld1的一端；电感Ld1的中心抽头接偏置电压VddL；
所述电感Lg3的一端连接所述第三侧中所述低频输出电路的输入端。
进一步地，所述低频输出电路为共源共栅结构，所述低频输出电路包括低频晶体管ML21、晶体管MC11和补偿电感L21；
所述低频晶体管ML21栅极连接于电感Lg3的一端，源级接地；所述低频晶体管ML21漏极串联所述补偿电感L21后连接于晶体管MC11源级；所述晶体管MC11漏极作为所述输出差分放大器的输出端。
进一步地，所述第三侧还包括反馈电路，所述反馈电路包括电阻Rb11和电容Cb11，所述电阻Rb11和所述电容Cb11串联，再连接于所述低频晶体管ML21栅极和晶体管MC11漏极之间。
进一步地，所述可重构双频低噪声放大器还包括输出匹配网络，所述输出匹配网络连接在所述输出差分放大器的输出端，用于实现输出匹配。
进一步地，所述输出匹配网络包括可变电容Cv、晶体管MN11、晶体管MN12、晶体管MN和由电感Ld3、电感Ld4、电感Lo构成的三线圈变压器T4；所述三线圈变压器T4中的任意两个电感磁耦合；
所述晶体管MN11和晶体管MN12的漏极和栅极交叉连接，源级连接在一起并连接于所述晶体管MN的漏极；
所述晶体管MN栅极连接偏置电压Vg，源极接地；
所述可变电容Cv并联在所述晶体管MN11和晶体管MN12的漏极之间，通过控制偏置电压来改变容值；
所述电感Ld3的两端分别连接所述输出差分放大器的两个输出端，中心抽头接偏置电压Vdd；所述电感Ld4与所述可变电容Cv并联；所述电感Lo的一端作为所述可重构双频低噪声放大器的输出端，所述电感Lo的另一端接地。
进一步地，所述输出匹配网络包括电感Ld3、电感Lo，所述电感Ld3、电感Lo相互耦合；
所述电感Ld3的两端分别连接所述输出差分放大器的两个输出端，中心抽头接偏置电压Vdd；所述电感Lo的一端作为所述可重构双频低噪声放大器的输出端，所述电感Lo的另一端接地。
进一步地，所述输出匹配网络包括电感Ld3、电感Ld4、电感Lo，三个电感中的任意两个电感磁耦合，构成的三线圈变压器T4；
所述电感Ld3的两端分别连接所述输出差分放大器的两个第一输出端，所述电感Ld4的两端分别连接所述输出差分放大器的两个第二输出端；所述电感Lo的一端作为所述可重构双频低噪声放大器的输出端，所述电感Lo的另一端接地。
本发明所采用的第三技术方案是：
一种针对于如上所述的可重构双频低噪声放大器的控制方法，包括以下步骤：
控制所述偏置电压VLg1、VLg2、VddL偏置在预设的非零电压，以及控制所述偏置电压VHg1、VHg2、VddH偏置为零，以使可重构双频低噪声放大器工作在低频模式下；
控制所述偏置电压VHg1、VHg2、VddH偏置在预设的非零电压，以及控制所述偏置电压VLg1、VLg2、VddL偏置为零，以使可重构双频低噪声放大器工作在高频模式下。
进一步地，在低频模式下，所述低频晶体管ML11、低频晶体管ML12、低频晶体管ML21和低频晶体管ML22导通，所述高频晶体管MH11、高频晶体管MH12、高频晶体管MH21和高频晶体管MH22关断；在高频模式下，所述高频晶体管MH11、高频晶体管MH12、高频晶体管MH21和高频晶体管MH22导通，所述低频晶体管ML11、低频晶体管ML12、低频晶体管ML21和低频晶体管ML22关断。在两种模式下，所述晶体管MC11、晶体管MC12、晶体管MN11、晶体管MN12和晶体管MN均导通。
本发明所采用的第四技术方案是：
一种电子设备，包括如上所述的一种双频跨导提升技术或如上所述的一种可重构双频低噪声放大器，或者用于执行如上所述的控制方法。
本发明的有益效果是：本发明提出了一种双频跨导提升技术，通过将低频输入电路和高频输入电路中晶体管分别连接于双频输入匹配网络的不同端口，来复用多线圈变压器的双频输入匹配网络，结合变压器共面去耦技术，可以同时实现低频(如28G)和高频(如39G)的增益提高和噪声改善，同时不占用额外的芯片面积。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或者现有技术中的技术方案，下面对本发明实施例或者现有技术中的相关技术方案附图作以下介绍，应当理解的是，下面介绍中的附图仅仅为了方便清晰表述本发明的技术方案中的部分实施例，对于本领域的技术人员而言，在无需付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获取到其他附图。
图1是本发明实施例1的可重构双频低噪声放大器原理框架图；
图2是本发明实施例1的可重构双频低噪声放大器的电路图；
图3是本发明实施例1中变压器共面去耦结构示意图；
图4是本发明实施例1中变压器共面去耦结构电感线圈之间的耦合系数仿真结果图；
图5是本发明实施例1中低频模式的S参数仿真结果图；
图6是本发明实施例1中高频模式的S参数仿真结果图；
图7是本发明实施例1中噪声系数仿真结果图；
图8是本发明实施例1中线性度性能:IP1dB仿真结果图；
图9是本发明实施例2的可重构双频低噪声放大器的电路图；
图10是本发明实施例3的可重构双频低噪声放大器的电路图；
图11是本发明实施例4的可重构双频低噪声放大器的电路图；
图12是本发明实施例5的可重构双频低噪声放大器的电路图；
图13是本发明实施例6的可重构双频低噪声放大器的电路图。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。对于以下实施例中的步骤编号，其仅为了便于阐述说明而设置，对步骤之间的顺序不做任何限定，实施例中的各步骤的执行顺序均可根据本领域技术人员的理解来进行适应性调整。
在本发明的描述中，需要理解的是，涉及到方位描述，例如上、下、前、后、左、右等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。
在本发明的描述中，若干的含义是一个或者多个，多个的含义是两个以上，大于、小于、超过等理解为不包括本数，以上、以下、以内等理解为包括本数。如果有描述到第一、第二只是用于区分技术特征为目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量或者隐含指明所指示的技术特征的先后关系。
此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”是指两个或两个以上。“和/或”，描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，A和/或B，可以表示：单独存在A，同时存在A和B，单独存在B这三种情况。字符“/”一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。
本发明的描述中，除非另有明确的限定，设置、安装、连接等词语应做广义理解，所属技术领域技术人员可以结合技术方案的具体内容合理确定上述词语在本发明中的具体含义。
为解决现有的技术问题，本发明采用的一个技术方案是：一种基于双频跨导提升技术的可重构双频低噪声放大器、控制方法及电子设备，覆盖n257和n260两个毫米波通信频段。在输入级中，采用两套独立晶体管，并将二者的栅源极交叉连接，复用二者的双频输入匹配网络，使得同时在28GHz和39GHz两个频段实现阻抗匹配和跨导提升。在级间去耦匹配网络中，采用8字电感变压器和单圈变压器共面的方式，实现两套级间匹配网络，而不是通过开关切换负载，从而避免了开关插损导致的噪声恶化，进一步改善噪声系数和频率选择性，且没有增加额外的芯片面积。此外，在输出级中，通过可变频率LC负阻陷波器进一步提高频率选择性。综合以上的技术，最终改善LNA在两个频段的噪声系数和增益等性能。
实施例1
如图1所示，本实施例提供一种基于双频跨导提升技术的可重构双频低噪声放大器，包括：
连接于射频输入端的输入级，包括双频输入匹配网络和输入差分放大器；
连接于输入级和输出级之间的级间去耦匹配网络；
连接于射频输出端的输出级，包括输出差分放大器和可重构输出匹配网络。
以下结合附图对该可重构双频低噪声放大器的电路结构及工作方式进行详细解释说明。标号说明：由于放大器的电路结构主要采用差分的对称结构，即包括电路结构相同的两侧电路，因此包括对称相同的元器件(元器件的连接关系也相同)，采用下标中的最后一个数字来分辨这种元器件，如低频晶体管ML11和低频晶体管ML12，这两个晶体管为对称的晶体管，分别处于电路的两侧。
(1)电路结构说明
如图2所示，图2是可重构双频低噪声放大器的电路图，具体电路结构包括：
第一部分是输入级，包括双频输入匹配网络(IMN)和输入差分放大器。
输入信号从射频输入端RFin经过并联的寄生电容Cpad和串联的隔直匹配电容Ci后，进入IMN。在IMN中，电感Li一端与隔直匹配电容Ci连接，另一端接地；电感Lg1一端与低频晶体管ML11栅极连接，另一端与低频晶体管ML12栅极连接，中间抽头接偏置电压VLg1；电感Lg2一端与低频晶体管ML11源极连接，另一端与低频晶体管ML12源极连接，中间抽头接偏置电压VHg1。将电感Li和电感Lg1形成反向耦合，耦合系数为k1；电感Li和电感Lg2形成反向耦合，耦合系数为k2；电感Lg1和电感Lg2形成反向耦合，耦合系数为k3。电感Li、电感Lg1和电感Lg2构成一个跨导提升的三线圈变压器T1。
信号经过IMN后进入输入差分放大器，在输入差分放大器中，将低频晶体管ML11栅极与高频晶体管MH11源极连接，再连接于电感Lg1的一端；低频晶体管ML12栅极与高频晶体管MH12源极连接，再连接于电感Lg1的另一端；高频晶体管MH11栅极串联补偿电感L11后与低频晶体管ML11源极连接再连接于电感Lg2的一端；高频晶体管MH12栅极串联补偿电感L12后与低频晶体管ML12源极连接，再连接于电感Lg2的另一端。在晶体管ML11、ML12、MH11和MH12的衬底分别串联电阻Rb1、Rb2、Rb3和Rb4再接地。在低频晶体管ML11和ML12的漏极间并联低频电容CLd，高频晶体管MH11和MH12的漏极间并联高频电容CHd。
第二部分是级间去耦匹配网络(DMN)。
信号经过输入差分放大器后输入到DMN，在DMN中，电感Ld1一端与低频晶体管ML11漏极连接，另一端与低频晶体管ML12漏极连接，中间抽头接电源VddL；电感Ld2一端与高频晶体管MH11漏极连接，另一端与高频晶体管MH12漏极连接，中间抽头接电源VddH；电感Lg3一端与低频晶体管ML21栅极连接，另一端与低频晶体管ML22栅极连接，中间抽头接偏置电压VLg2；电感Lg4一端与高频晶体管MH21栅极连接，另一端与高频晶体管MH22栅极连接，中间抽头接偏置电压VHg2。将电感Ld1和电感Lg3形成反向耦合，耦合系数为k4；电感Ld2和电感Lg4形成反向耦合，耦合系数为k5。电感Ld1和电感Lg3构成变压器T2，电感Ld2和电感Lg4构成8字形变压器T3，变压器T2和变压器T3之间耦合系数接近零。
DMN的版图实现为变压器共面去耦结构，如图3所示，接口顺序依次为①②③④⑤⑥⑦⑧，对应的连接方式为：①②电感Ld1；③④电感Ld2；⑤⑥电感Lg3；⑦⑧电感Lg4。变压器T2是普通单圈变压器，变压器T3由两个8字形电感形成一个8字形变压器，变压器T2和T3的输入输出均朝向同一个方向。将变压器T2和变压器T3在同一位置空间进行共面堆叠设计，占用同一个面积，即共面设计。整体构成了一个变压器共面去耦结构。
第三部分是输出级，包括输出差分放大器和可重构输出匹配网络(OMN)。
信号经过DMN后进入输出差分放大器，将低频晶体管ML21和低频晶体管ML22栅极分别连接于电感Lg3的两端，源级接地；高频晶体管MH21和高频晶体管MH22栅极分别连接于电感Lg4的两端，源级接地。低频晶体管ML21和高频晶体管MH21漏极连接，再串联补偿电感L21后连接于晶体管MC11源级；低频晶体管ML22和高频晶体管MH22漏极连接，再串联补偿电感L22后连接于晶体管MC12源级。晶体管MC11和晶体管MC12漏极分别连接于电感Ld3的两端。将中和电容Cc11并联在低频晶体管ML21栅极和低频晶体管ML22漏极之间，中和电容Cc12并联在低频晶体管ML22栅极和低频晶体管ML21漏极之间；中和电容Cc21并联在高频晶体管MH21栅极和高频晶体管MH22漏极之间，中和电容Cc22并联在高频晶体管MH22栅极和高频晶体管MH21漏极之间。将交叉耦合电容Cc31并联在晶体管MC11源极和晶体管MC12栅极之间，交叉耦合电容Cc32并联在晶体管MC12源极和晶体管MC11栅极之间。电阻Rb11和电容Cb11串联，再并联于低频晶体管ML21栅极和晶体管MC11漏极之间；电阻Rb12和电容Cb12串联，再并联于低频晶体管ML22栅极和晶体管MC12漏极之间。电容Cd并联在晶体管MC11和晶体管MC12的漏极之间。晶体管MC11和晶体管MC12栅极分别串联电阻Rb5和电阻Rb5后，连接于电源Vdd。
信号经过输出差分放大器后输入到OMN，在OMN中，电感Ld3一端与晶体管MC11漏极连接，另一端与晶体管MC12漏极连接，中间抽头接电源Vdd；电感Ld4一端与晶体管MN11漏极连接，另一端与晶体管MN12漏极连接，中间抽头接电源Vdd；电感Lo一端经过输出串联电容Co后输出到RFout，另一端接地。将电感Ld3和电感Lo形成反向耦合，耦合系数为k6；电感Ld3和电感Ld4形成反向耦合，耦合系数为k7；电感Ld4和电感Lo形成正向耦合，耦合系数为k8。电感Lo、电感Ld3和电感Ld4构成一个三线圈变压器T4。晶体管MN11栅极与晶体管MN12漏极连接，晶体管MN12栅极与晶体管MN11漏极连接，在晶体管MN11漏极和晶体管MN12漏极间并联可变电容Cv。晶体管MN11源极与晶体管MN12源极连接在一起并连接于晶体管MN漏极，晶体管MN栅极接偏置电压Vg，源极接地。
(2)电路工作原理说明
本实施例的一种基于双频跨导提升技术的可重构双频低噪声放大器如下：
双频跨导提升技术由双频输入匹配网络和输入差分放大器级联组成。双频输入匹配网络(IMN)由电感Li、电感Lg1和电感Lg2构成一个跨导提升的三线圈变压器T1，通过栅极和源极的负反馈耦合，实现了输入级差分放大器的跨导提升，从而提高了电路增益和改善了噪声系数。为了实现双频的跨导提升，先将低频晶体管ML11和ML12栅极分别与高频晶体管MH11和MH12源极连接，类似地，将高频晶体管MH11和MH12栅极分别经过补偿电感L11和L12后与低频晶体管ML11和ML12源极连接，以此来复用IMN，从而在低频(28G)和高频(39G)两个频段都能实现跨导提升，保持低的噪声系数。
进一步作为一种可选的实施方式，为了降低双频的噪声系数，本发明提出变压器共面去耦技术，在级间去耦匹配网络(DMN)中，将低频和高频的级间匹配网络进行分离设计，避免使用低Q值的可变电容或可变电感。整体版图如图3所示，T2采用单圈变压器设计，根据电流流向，初级线圈(①②)电流方向为顺时针，次级线圈(⑤⑥)电流方向为逆时针，形成反向耦合。T3采用8字形变压器设计，根据电流流向，初级线圈(③④)和次级线圈(⑦⑧)在区域a和b中都有着相反等量的磁通量，二者反向耦合。T2和T3变压器共面设计，由于8字形T3变压器区域a和区域b拥有相反等量的磁通量,T3产生的电流与变压器T2的电流可以相互抵消，消除两个变压器之间的相互影响。电感线圈①②、电感线圈③④、电感线圈⑤⑥、电感线圈⑦⑧之间的去耦仿真结果如图4所示，去耦电感线圈之间的耦合系数均小于0.1，处于弱耦合甚至是无耦合状态。变压器共面去耦技术实现了高低频级间匹配网络的分离设计，大大减小了芯片的面积，同时改善了低频(28G)和高频(39G)的噪声系数。
此外，在输出级，采用中和电容Cc11和Cc12，有效抵消了低频差分晶体管ML21和ML22的寄生电容Cgd，同理，采用中和电容Cc21和Cc22，抵消了高频差分晶体管MH21和MH22的寄生电容Cgd，从而提升差分放大器增益和稳定性。通过在输出级的级间串联电感补偿电感L21和L22，进一步抵消晶体管ML21、ML22、MH21、MH22、MC11和MC12的寄生电容，结合共栅管的栅源交叉耦合电容Cc31和Cc32，整体提高输出级的双频增益。电阻Rb11、电阻Rb12、电容Cb11和电容Cb12作为低频的RC反馈，用于提高低频的增益带宽。最后，为了提高频率的选择性，在可重构输出匹配网络(OMN)处引入了可变频率LC负阻陷波器，通过交叉耦合对晶体管MN11和MN12形成负阻，提高由电感Ld4和可变电容Cv组成的LC谐振腔的Q值，共同组成一个可变频率的负阻陷波器。通过改变可变电容Cv的容值，可以改变陷波的频率，比如在低频28G工作时，通过调整可变电容Cv的容值，使得高频39G的增益形成一个陷波，降低39G信号的干扰；反之，在高频39G工作时，在低频28G的增益形成一个陷波，降低28G信号的干扰。
基于上述的可重构双频低噪声放大器，本实施例还提供一种控制方法，具体如下：
电感Lg1、Lg2、Lg3和Lg4的中间抽头分别接偏置电压VLg1、VHg1、VLg2和VHg2；电感Ld1、Ld2、Ld3和Ld4的中间抽头分别接偏置电压VddL、VddH、Vdd和Vdd。
控制偏置电压VLg1、VLg2、VddL偏置在预设的非零电压，以及控制偏置电压VHg1、VHg2、VddH偏置为零，以使可重构双频低噪声放大器工作在低频模式下；
控制偏置电压VHg1、VHg2、VddH偏置在预设的非零电压，以及控制偏置电压VLg1、VLg2、VddL偏置为零，以使可重构双频低噪声放大器工作在高频模式下。
在低频模式下，低频晶体管ML11、低频晶体管ML12、低频晶体管ML21和低频晶体管ML22导通，高频晶体管MH11、高频晶体管MH12、高频晶体管MH21和高频晶体管MH22关断；
在高频模式下，高频晶体管MH11、高频晶体管MH12、高频晶体管MH21和高频晶体管MH22导通，低频晶体管ML11、低频晶体管ML12、低频晶体管ML21和低频晶体管ML22关断。需要注意的是，部分晶体管的栅极的偏置电压由电感中间抽头来提供，但是并不限于这种偏置方式，比如还可以采用通过串联电阻的方式对这些晶体管的栅极进行偏置。
在两种模式下，所述晶体管MC11、晶体管MC12、晶体管MN11、晶体管MN12和晶体管MN均导通。
(3)实验结果
将本发明实施例1的可重构双频低噪声放大器可重构双频低噪声放大器用于5G毫米波n257和n260两个频段的无线通信。低频模式下，S参数仿真结果如图5所示，3dB增益(S21)带宽为26.6-31.6GHz，可实现17.2％的相对带宽，输入匹配S11<-10dB，输出匹配S22<-5dB。如图7所示，低频带内噪声系数NF为3.16-3.9dB。如图8所示，低频28GHz的输入1dB压缩点IP1dB为-19.5dBm。低频模式总功耗为19mW。高频模式下，S参数仿真结果如图6所示，3dB增益(S21)带宽为36.2-41GHz，可实现12.4％的相对带宽，输入匹配S11<-10dB，输出匹配S22<-7.5dB。如图7所示，高频带内噪声系数NF为3.51-3.9dB。如图8所示，高频39GHz的输入1dB压缩点IP1dB为-19.1dBm。高频模式总功耗为19mW。
实施例2
如图9所示，在实施例1的基础上，将双频输入匹配网络中的三线圈变压器T1改成四线圈变压器，额外的电感Ls1的两端分别与高频晶体管MH11和MH12源极连接，此时高频晶体管MH11源极不再与低频晶体管ML11栅极连接，高频晶体管MH12源极不再与低频晶体管ML12栅极连接。四线圈变压器相较于三线圈变压器，设计的自由度更高，但设计的复杂度也会增加，通过额外的电感Ls1，同样可以与实施例1类似的双频跨导提升效果，也可以更独立地优化两个频段的噪声系数。
实施例3
如图10所示，在实施例1的基础上，将级间去耦匹配网络改成两线圈变压器T2，即将低频晶体管ML11漏极和高频晶体管MH11漏极连接，低频晶体管ML12漏极和高频晶体管MH12漏极连接，低频晶体管ML11和ML12漏极间并联可变电容Cvd。级间匹配的两线圈变压器T2中，电感Ld1和电感Lg3耦合，耦合系数为k4。在输出差分放大器，由于两线圈变压器只有两个输出端口，只能保留一对差分晶体管ML21和ML22。经过以上修改，该实施例同样可以与实施例1类似的可重构双频功能，但由于引入了低Q值的可变电容，在增益和噪声性能方面可能不如实施例1。
实施例4
如图11所示，在实施例1的基础上，将可重构输出匹配网络的可变频率LC负阻陷波器改成两线圈变压器T4的宽带输出匹配。由于LNA后级对噪声系数的影响较小，该实施例可以简化设计，同时对电路的性能恶化很小。
实施例5
如图12所示，在实施例1的基础上，将输出差分放大器的共源共栅结构改成共源结构，将低频晶体管ML21漏极和高频晶体管MH21漏极连接，低频晶体管ML22漏极和高频晶体管MH22漏极连接，在低频晶体管ML21和ML22间并联电容Cd，然后连接到可重构输出匹配网络。该实施例和实施例1效果差异不大。
实施例6
如图13所示，在实施例1的基础上，将输出差分放大器的共源共栅结构改成共源结构，电感Ld3一端与低频晶体管ML21漏极连接，另一端与低频晶体管ML22漏极连接，中间抽头接偏置电压VLdd；，电感Ld4一端与高频晶体管MH21漏极连接，另一端与高频晶体管MH22漏极连接，中间抽头接偏置电压VHdd。将电感Ld3和电感Lo形成反向耦合，耦合系数为k6；电感Ld4和电感Lo形成反向耦合，耦合系数为k7；电感Ld3和电感Ld4形成耦合，耦合系数为k8。整体构成了三线圈变压器T4，作为可重构输出匹配网络。
实施例7
相较于实施例1，实施例7的可重构双频低噪声放大器只包括输入级，即可重构双频低噪声放大器双频输入匹配网络和输入差分放大器，其中输入差分放大器的输出作为可重构双频低噪声放大器的输出。或者在输入差分放大器的输出端加入现有的匹配网络再输出放大信号；再或者在输入差分放大器的输出端加入现有的其他电路结构。
综上所述，本发明与现有技术相比，至少包括以下优点及有益效果：
(1)现有的可重构双频LNA通常采用宽带输入匹配，再经过增益陷波实现双频，实际上是宽带的噪声系数，与宽带的LNA相比没有性能上的优势。而本发明提出了一种双频跨导提升技术，通过将低频电路和高频电路中晶体管的栅源交叉连接，来复用多线圈变压器的双频输入匹配网络，可以同时实现低频(28G)和高频(39G)的增益提高和噪声改善。
(2)现有的可重构双频LNA通常采用低Q值的可变电容或可变电感来实现双频的切换和阻抗匹配，导致了增益和噪声的恶化。本发明提出了一种新型可重构双频技术，通过变压器共面去耦，将低频(28G)和高频(39G)的级间匹配网络分离，避免了低Q值的可变电容或可变电感的使用，提高了双频的增益和噪声性能，同时不占用额外的芯片面积，降低了成本。
(3)现有的可重构双频LNA通常没有对非工作频段的信号进行陷波抑制，频带选择性小，频段间干扰严重。本发明提出了一种可变频率LC负阻陷波器，将可变频率LC谐振腔与负阻交叉耦合对结合，形成可变频率陷波器，提高了双频放大器的频率选择性，增加了电路模块的功能性。
在本说明书的上述描述中，参考术语“一个实施方式/实施例”、“另一实施方式/实施例”或“某些实施方式/实施例”等的描述意指结合实施方式或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施方式或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施方式或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施方式或示例中以合适的方式结合。
尽管已经示出和描述了本发明的实施方式，本领域的普通技术人员可以理解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下可以对这些实施方式进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同物限定。
以上是对本发明的较佳实施进行了具体说明，但本发明并不限于上述实施例，熟悉本领域的技术人员在不违背本发明精神的前提下还可做作出种种的等同变形或替换，这些等同的变形或替换均包含在本申请权利要求所限定的范围内。

Claims (11)

1.一种双频跨导提升技术，其特征在于，包括双频输入匹配网络和输入差分放大器；
所述双频输入匹配网络为多线圈变压器，所述多线圈变压器包括至少三个电感，所述多线圈变压器中的任意两个电感磁耦合；
所述输入差分放大器，包括电路结构对称的第一侧和第二侧，所述第一侧包括低频输入电路和高频输入电路，所述低频输入电路和所述高频输入电路分别连接于所述双频输入匹配网络的不同端口，使得所述低频电路中的晶体管和所述高频电路中的晶体管都能实现栅源负反馈，从而实现双频的跨导提升。
2.根据权利要求1所述的一种双频跨导提升技术，其特征在于，所述多线圈变压器包括电感Lg1、电感Lg2和电感Li；
所述电感Lg1的中心抽头接偏置电压VLg1，所述电感Lg2的中心抽头接偏置电压VHg1；所述电感Li的一端用于输入交流信号，另一端接地。
3.根据权利要求1所述的一种双频跨导提升技术，其特征在于，所述低频输入电路中的晶体管，包括低频晶体管ML11，用于放大低频信号；所述高频输入电路中的晶体管，包括高频晶体管MH11，用于放大高频信号；
所述低频晶体管ML11栅极与所述高频晶体管MH11源极连接，再连接于电感Lg1的一端；所述高频晶体管MH11栅极串联补偿电感L11，再与所述低频晶体管ML11源极连接，再连接于电感Lg2的一端；所述低频晶体管ML11漏极和/或所述高频晶体管MH11漏极作为所述输入差分放大器的输出端。
4.一种可重构双频低噪声放大器，其特征在于，包括：
所述双频输入匹配网络、所述输入差分放大器、级间去耦匹配网络和输出差分放大器；所述双频输入匹配网络和所述输入差分放大器应用了如权利要求1-3任一项所述双频跨导提升技术；
所述级间去耦匹配网络包括低频变压器和/或高频变压器，连接在所述输入差分放大器和所述输出差分放大器之间，用于实现两个放大器之间的匹配；所述低频变压器和所述高频变压器之间去磁耦合。
5.根据权利要求4所述的一种可重构双频低噪声放大器，其特征在于，所述级间去耦匹配网络包括电感Ld1、电感Lg3、电感Ld2、电感Lg4四个电感；
所述电感Ld1、电感Lg3相互耦合，构成低频变压器T2；所述电感Ld2、电感Lg4相互耦合，
构成高频变压器T3；
所述电感Ld1的一端连接所述第一侧中所述低频晶体管ML11漏极，中心抽头接偏置电压VddL；所述电感Ld2的一端连接所述第一侧中所述高频晶体管MH11漏极，中心抽头接偏置电压VddH；
所述电感Lg3的一端连接所述第三侧中所述低频输出电路的输入端，中心抽头接偏置电压VLg2；所述电感Lg4的一端连接所述第三侧中所述高频输出电路的输入端，中心抽头接偏置电压VHg2。
6.根据权利要求5所述的一种可重构双频低噪声放大器，其特征在于，所述低频变压器T2在版图实现为普通单圈变压器，所述高频变压器T3在版图实现为8字形变压器，所述低频变压器T2和所述高频变压器T3之间的磁耦合系数接近于零。
7.根据权利要求4所述的一种可重构双频低噪声放大器，其特征在于，所述输出差分放大器包括电路结构对称的第三侧和第四侧，所述第三侧包括低频输出电路和高频输出电路；
所述低频输出电路和所述高频输出电路共用输出部分；
所述低频输出电路包括低频晶体管ML21，所述高频输出电路包括高频晶体管MH21，所述输出部分包括晶体管MC11和补偿电感L21；
所述低频晶体管ML21栅极连接于电感Lg3的一端，源级接地；所述高频晶体管MH21栅极连接于电感Lg4的一端，源级接地；
所述低频晶体管ML21和高频晶体管MH21漏极连接，再串联所述补偿电感L21后连接于晶体管MC11源级；所述晶体管MC11漏极作为所述输出差分放大器的输出端。
8.根据权利要求4所述的一种可重构双频低噪声放大器，其特征在于，所述可重构双频低噪声放大器还包括输出匹配网络，所述输出匹配网络连接在所述输出差分放大器的输出端，用于实现输出匹配。
9.根据权利要求8所述的一种可重构双频低噪声放大器，其特征在于，所述输出匹配网络包括可变电容Cv、晶体管MN11、晶体管MN12、晶体管MN和由电感Ld3、电感Ld4、电感Lo构成的三线圈变压器T4；所述三线圈变压器T4中的任意两个电感磁耦合；
所述晶体管MN11和晶体管MN12的漏极和栅极交叉连接，源级连接在一起并连接于所述晶体管MN的漏极；
所述晶体管MN栅极连接偏置电压Vg，源极接地；
所述可变电容Cv并联在所述晶体管MN11和晶体管MN12的漏极之间，通过控制偏置电压来改变容值；
所述电感Ld3的两端分别连接所述输出差分放大器的两个输出端，中心抽头接偏置电压Vdd；所述电感Ld4与所述可变电容Cv并联；所述电感Lo的一端作为所述可重构双频低噪声放大器的输出端，所述电感Lo的另一端接地。
10.一种针对于如权利要求4-9任一项所述的可重构双频低噪声放大器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
控制所述偏置电压VLg1、VLg2、VddL偏置在预设的非零电压，以及控制所述偏置电压VHg1、VHg2、VddH偏置为零，以使可重构双频低噪声放大器工作在低频模式下；
控制所述偏置电压VHg1、VHg2、VddH偏置在预设的非零电压，以及控制所述偏置电压VLg1、VLg2、VddL偏置为零，以使可重构双频低噪声放大器工作在高频模式下。
11.一种电子设备，其特征在于，包括如权利要求1-3任一项所述的一种双频跨导提升技术或如权利要求4-9任一项所述的一种可重构双频低噪声放大器，或者用于执行如权利要求10所示的控制方法。
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