CN1042865C - 检测导频信号分量的检测部件和方法以及重放设备 - Google Patents

Abstract

一种用来从包含信息数据和导频信号分量的调制数字信号中检测导频信号分量的信号检测部件，包括一个用来进行调制数字信号的模数转换的A/D转换器和一个用来通过使用该A/D转换器的输出复原信息数据的复原电路。在该信号检测部件中，由于通过使用A/D转换器的输出来检测导频信号分量，所以能只使用数字电路来检测用调制数字信号多路转换的导频信号。此外，由于与复原电路相同的A/D转换器能用作用来检测导频信号的A/D转换器，所以能借助于简单的电路结构实现导频信号的检测。

Description

检测导频信号分量的检测部件和方法以及重放设备

本发明涉及一种信号检测部件、一种信号检测方法及一种信号重放设备，更具体地说，涉及用来从含有信息数据和导频信号(Pilot Signal)分量的调制数字信号中检测导频信号分量的一种检测部件和方法，而且还涉及一种通过使用这种检测方法进行跟踪(tracking)控制的信号重放设备。

在最近几年，随着数字磁记录/重放技术的进步，已经进行了数字式磁带录像机的集中开发。在数字式磁带录像机的领域中，已经提出了各种跟踪控制方法，因为在数字式磁带录像机中与传统的模拟式磁带录像机类似在重放期间仍必须进行跟踪控制。

一种引人注意的方法包括在要记录的数字信号数据流被数字调制之前多路转换(multiplexing)一个预定导频信号分量和在重放期间通过使用该预定导频信号分量进行跟踪控制的步骤。

图1是方块图，示意地表示用于使用这种循环控制方法的数字式磁带录像机的记录系统的结构。如图1中所示，旋转磁头ch1和ch2以180°的相位差固定到一个旋转磁鼓(没表示)上，以致于使调制数字信号能记录在作为记录媒体的磁带T上。

以下将描述该记录系统的操作。

已经从端子1输入的视频信号加到一个数字记录信号处理电路2上。该数字记录信号处理电路2把该视频信号编成高效编码数据并使这些数据受到误差校正编码，因而按照记录数字格式形成含有音频数据和其他辅助数据的数字数据流。

这个数字数据流加到数字调制导频信号加法电路3上。该数字调制导频信号加法电路3使从数字记录信号处理电路2供给的数据流受到数字调制以便把冗余码加到数据上，如24-25转换，并通过利用该冗余码把导频信号分量加到该调制数字数据流上。

更明确地说，例如，引导位“1”或“0”加到每个24位数据的引导部分上以形成两类25位数据，并且这两类25位数据作为位流分别输出。然后，这些位流各自受到不归零信号(NRZI)调制。然后，从两类NRZI调制位流的每一个中提取一个直流分量、一个分量f1(第一导频信号的频率)和一个分量f2(第二导频信号的频率)，并计算这些分量的和。该和加到以往诸和的累计值上，借此对各个位流形成累计值。然后，相互比较这两类累计值，并选择和输出产生较小累计值的25位位流。在这种情形下输出的该位流是一种其中的直流分量及分量f1和f2各自受到抑制的位流。

如果用提取的直流分量多路转换(例如，从中减去)一个预定图像信号，则上述的位流将具有一个与该预定图像信号相关的频率分量。因此，如果预定图像信号的频率被定为f1和f2中想要的一个，则能用调制数字位流多路转换想要的频率的导频信号分量。

例如，如果每个位流的比特率定义为fb；第一导频信号的频率f1定为fb/90；及第二导频信号的频率f2定为fb/120，则以90或120比特周期间隔重复其图像的图像信号能从两类检测到的直流分量每一类上减去。因而，能用调制的数字位流多路转换想要的频率f1或f2的导频信号分量。

如此获得的调制数字位流作为调制数字记录信号加到开关电路4上；并借助于根据每个旋转磁头ch1和ch2的旋转相位形成的磁头开关脉冲(HSW)交替地加到旋转磁头ch1和ch2上。旋转磁头ch1和ch2以180°的相位差转动以便交替地跟踪磁带T，由此记录调制数字记录信号，同时顺序地形成许多平行螺旋磁道。

图2表示在磁带T上形成的记录图像的一个例子。如图所示，第一和第二导频信号在许多以上述方式形成的螺旋磁道中每隔一个磁道多路转换，借此频率为f1的第一导频信号和频率为f2的第二导频信号分别以4磁道周期间隔以这样的方式多路转换，以致于使第一和第二导频信号每隔一个磁道交替地记录。例如，通过在磁头ch1进行记录的每个周期内从上述的直流分量中交替地减去具有频率分量f1和f2的图像信号，并在磁头ch2进行记录的每个周期内防止从直流分量上减去任一个图像信号，形成这种记录图像。

图3是方块图，表示用来从磁带T上重放以图2中所示的记录格式记录的调制数字记录信号的传统重放系统结构的一个例子。

已经由磁头ch1和ch2交替重放的调制信号分别经重放放大器7和8输入给磁头开关电路9。磁头开关电路9通过从磁鼓转动检测电路15供给的磁头开关脉冲HSW切换，借此已经从磁头ch1和ch2交替供给的调制信号形成连续的重放信号。这种连续的重放信号输入给一个数字重放信号处理电路10、一个f1检测电路12和一个f2检测电路13。该数字重放信号处理电路10进行预定种类的处理，如数字解调处理、误差校正处理和高效编码数据的解码，并把复原的信息数据(视频数据)输出给输出端11。

f1检测电路12和f2检测电路13的每一个都由一个模拟带通滤皮器等形成。分别由f1检测电路12和f2检测电路13提取的导频信号分量供给一个跟踪控制电路16。跟踪控制电路16检测从各自电路12和13输出的导频信号分量的电平并求出检测到的电平之间的差。如果跟踪控制如此进行以致于使磁头ch2能重放由磁头ch2本身形成的记录磁道，则磁头2跟踪其上没有导频信号被多路转换的磁道。每次磁头ch2跟踪这些磁道的一条，就从两个相邻磁道获得分量f1和f2。此时，通过求出导频信号分量f1与f2之间的差，就能得到代表磁头ch2的跟踪误差的信号。顺便说明，在磁头ch1正在跟踪的同时，由于得不到跟踪误差信号，跟踪控制电路16取样和保持刚才的跟踪误差信号。而且，由于跟踪误差信号的极性以2-磁道周期的间隔反向，所以上述差值在极性上与磁头开关脉冲HSW同步地相应反向。

如此获得的跟踪控制信号供给主导轴控制电路17，而主导轴控制电路17控制磁带T的输送，因而磁头ch1和ch2的每一个能跟踪想要的磁道。

然而，这种传统的设备具有多个缺点。一个缺点在于用模拟带通滤波器来检测各自的导频信号。在大体上由数字处理电路构成的数字式磁带录像机中必须特别设置外部模拟电路，并且在数字式磁带录像机中需要很大的空间用于组成元件的安装。另一个缺点在于由于设置在各个带通滤波器的后级处的检测电路产生高次谐波分量，所以必须设置低通滤波器等以便消除这些高次谐波分量。这一缺点使得实现有效的电路布置是困难的。

因此，本发明的目的在于解决上述问题。

本发明的另一目的在于提供一种能够数字检测用调制数字信号多路转换的导频信号的检测部件和方法，而且提供一种能够通过使用这种检测部件和方法进行良好跟踪控制的重放设备。

为了实现以上目的，根据本发明的一个方面，提供有一种用来从含有信息数据和导频信号分量的调制数字信号中的检测导频信号分量的部件，该部件包括用来进行调制数字信号的A/D转换的A/D转换装置、用来通过使用该A/D转换装置的输出复原信息数据的复原装置和用来通过使用该A/D转换装置的输出检测导频信号分量的检测装置。

还提供有另一种配置，它包括用来根据与重放的调制数字信号同步的时钟进行调制数字信号的A/D转换的A/D转换装置和用来通过使用该A/D转换装置的输出检测导频信号分量的检测装置。

用上述的配置，能够准确地检测包含在调制数字信号中的导频信号分量而不使用模拟电路，并且还能够使构成重放设备的所有电路数字化，因此最大程度地减小整个重放设备的尺寸。

本发明的另一目的在于提供一种能够利用相当小尺寸和低功耗的电路检测用上述调制数字信号多路转换的导频信号的检测部件和方法，而且提供一种能够通过使用这种检测部件和方法进行良好跟踪控制的重放设备。

为了实现以上目的，根据本发明的另一个方面，提供有一种降低从A/D转换输出中提取数据的速率的配置。

本发明的另外一个目的在于提供一种能够数字检测用上述调制数字信号多路转换的导频信号、并由其大部分能作为软件而配备的电路构成的重放设备。

为了实现以上目的，根据本发明的另一方面，提供有一种能够与具有与重放设备工作频率对应的频率的时钟同步地取样检测到的导频信号分量值的配置。

根据如下结合附图对本发明最佳实施例的详细描述，将明白本发明的以上的和其他的目的、特征和优点。

图1是方块图，示意地表示用于传统数字式磁带录像机的记录系统的结构；

图2是示意图，表示由图1中所示的数字式磁带录像机在磁带上形成的记录图像；

图3是方块图，示意地表示用来重放图2中所示记录图像的数字式磁带录像机的重放系统结构的一个例子；

图4是方块图，示意地表示根据本发明第一实施例的数字式磁带录像机的重放系统的整个结构；

图5是流程图，表示在图4中所示重放系统中所画的MPU的操作；

图6是方块图，示意地表示在图4中所示的重放系统中的导频信号检测电路的结构；

图7是方块图，示意地表示根据第一实施例的一种改进使用在图4中所示的重放系统中的导频信号检测电路的结构；

图8(A)和8(B)表示用在图6中所示导频信号检测电路各部分中的信号频带；

图9是方块图，示意地表示根据第一实施例另一种改进使用在图4中所示的重放系统中的导频信号检测电路的结构；

图10(A)和10(B)表示用在图6中所示的改进例中的信号频带；

图11是方块图，示意地表示根据第一实施例另一种改进使用在图4中所示的重放系统中的导频信号检测电路的结构；

图12是方块图，示意地表示根据第一实施例另一种改进使用在图4中所示的重放系统中的导频信号检测电路的结构；

图13是方块图，示意地表示根据第一实施例另一种改进使用在图4中所示的重放系统中的导频信号检测电路的结构；

图14是方块图，示意地表示根据本发明第二实施例的数字式磁带录像机的重放系统的整个结构；

图15是方块图，示意地表示根据本发明第二实施例使用在图14中所示的重放系统中的导频信号检测电路的结构；

图16(A)、16(B)和16(C)表示使用在图15中所示的导频信号检测电路的各部分中的信号频带；

图17是方块图，示意地表示根据第二实施例另一种改进使用在图14中所示的重放系统中的导频信号检测电路的结构；及

图18是方块图，示意地表示根据第二实施例另一种改进使用在图14中所示的重放系统中的导频信号检测电路的结构。

图4是方块图，示意地表示根据本发明第一实施例的数字式磁带录像机的重放系统的结构。一种根据第一实施例的数字式磁带录像机被布置成从磁带T上重放利用参照图1在上面所描述的记录装置按图2中所示那样记录的视频信号。

在图4中，相同的标号用来代表与图3中所示的相同的组成元件。来自磁头开关电路9的输出(调制数字信号)加到一个积分均衡器107上。积分均衡器107进行积分均衡以便把重放信号的相位和幅值特性调整成余弦跌落(cosine rolloff)特性，因为该记录信号是按由电磁转换确定的传递函数卷积的，结果重放信号的相位和幅值特性是变化的。来自积分均衡器107的输出加到一个AGC(自动增益控制)电路108上，在该电路中重放信号的幅值调整到预定的幅值。

从AGC电路108输出的重放调制信号输入给A/D(模拟/数字)转换器109，在该转换器中根据由下文将要描述的锁相环(PLL)电路111形成的时钟脉冲被采样和量化。A/D转换器109以每个样m位进行量化(m是2或以上的整数)并输出m位数字数据。当考虑到设置在A/D转换器109后级处的维特比解码电路110时，最好由A/D转换器109以每个样至少6位左右进行量化。m位数字数据供给PLL电路111，并且PLL电路111通过使用该m位数字数据产生一个与重放调制信号同步的时钟信号。如果每个位流的比特率是前面所述的fb，则这一时钟信号的频率也成为fb。

由A/D转换器109离散量化的m位调制信号由维特比解码电路110解码成位流。该位流供给数字重放信号处理电路114，在该电路中该位流被数字解调成由每字24位组成的数据。数字重放信号处理电路114还进行预定种类的处理，如误差校正处理和高效解码，因而恢复原来的信息数据(视频数据)。复原的信息数据从端子115输出。

同时，从A/D转换器109输出的m位调制信号还输入到自动寻迹(ATF)检测电路130的f1检测电路112和f2检测电路113。f1和f2检测电路112和113分别从量化的、重放的调制信号中数字地提取和检测分量f1和f2，并把分量f1和f2作为数据输入给设置在ATF检测电路130后级处的微处理器单元(MPU)140。

MPU140完成对应于图4中虚线所示的跟踪控制电路和主导轴控制电路的功能，因此控制主导轴电动机120的转动。主导轴电动机120的转速由主导轴FG电路121检测，并且主导轴FG电路121输出频率对应于主导轴(没表示)转速的FG脉冲。使装有旋转磁头ch1和ch2的旋转磁鼓转动的磁鼓电动机123的转速也由磁鼓PG电路15检测。当旋转磁鼓到达特定的相位时，磁鼓PG电路15就输出一个PG脉冲，如一圈两个PG脉冲。分别从主导轴FG电路121和磁鼓PG电路15输出的FG脉冲和PG脉冲输入给MPU140。

图5是流程图，表示MPU140的操作。下面将参照该流程图描述第一实施例的跟踪控制操作。

如上所述，当磁头ch2置于其重放状态时通过比较重放的分量f1和f2，实现跟踪控制。例如，在MPU140中，每当磁头ch1和ch2转动一圈，就发生ATF计时并形成跟踪误差信号。具体地说，在图5的步骤S1中，根据PG脉冲已经输入MPU140之后所经过的时间，MPU140检测ATF计时是否已到达。如果检测到ATF计时，则把检测到的分量f1和f2的值分别在步骤S2和S3中输入MPU140。

在步骤S4中，确定内变量X是否是“0”。ATF计时每到达一次，内变量X就交替地重复“1”和“0”，并且内变量X用来颠倒跟踪误差信号的极性。准备内变量X的原因在于，每当旋转磁鼓转动一圈时，相对于磁头ch1主要跟踪的跟踪目标磁道，沿其分别产生导频信号f1和f2的方向就颠倒。如果内变量X是“0”，则处理前进到步骤S5，在该步骤中从f1(检测到的分量f1的值)-f2(检测到的分量f2的值)得到跟踪误差数据TE。如果内变量X是“1”，则处理前进到步骤S7，在该步骤中从f2(检测到的分量f2的值)-f1(检测到的分量f1的值)得到跟踪误差数据TE。然后，在步骤S6或S8，内变量X切换为相反的值以备下次检测。然后，在主导轴控制数据(CC)在步骤S12中更新之后，处理返回步骤S1。

如果在步骤S1中没有检测到ATF计时，则处理前进到步骤S9，在该步骤中确定主导轴FG脉冲是否已经到达。如果主导轴FG脉冲已经到达，则处理前进到步骤S10，在该步骤中测量主导轴FG脉冲与刚才的主导轴FG脉冲之间的时间(间隔)。在步骤S11中，更新主导轴速度控制数据(SE)，以便把这一间隔调整成预定的时间段。然后，在步骤S12中，更新主导轴控制数据CC。尽管对应于使用在模拟电路中的所谓低通滤波器的积分处理实际上被插入以便更新主导轴速度控制数据SE或跟踪误差数据TE，但为了简明起见从这张流程图中省略去该积分处理的步骤。在步骤S12中，更新的主导轴速度控制数据SE和跟踪误差数据TE分别乘以预定的系数k1和k2，两个乘积加在一起以获得主导轴控制数据CC。主导轴控制数据CC从MPU140输出，作为要供给主导轴电动机120的控制信号。

下面将描述图4中所示f1检测电路112和f2检测电路113的每一个结构的具体例子。图6是方块图，示意地表示能用作f1或f2检测电路112或113的数字检测电路结构的一个例子。

参照图6，已经以上述方式以每样m位量化的重放调制信号经输入端201输入给数字带通滤波器(BPF)202。BPF201如图8(A)中所示从重放调制信号中仅提取频率为f1的分量。以这种方式已经从中除去调制数字位流数据的有害噪声和频谱的重放调制信号输入给分样电路203和208。分样电路203和208的每一个在信号处理系统中完成降低取样率的处理，即从数字信号流中二次提取特定信号的处理。这种处理等效于数字数据的二次取样。

例如，如果图6所示的电路用来检测分量f1，则用于分样的二次取样频率设定为f1。为此目的，从PLL电路111输出的频率为fb的时钟脉冲从时钟脉冲发生电路210输入，然后再用1/N分频电路211分频成频率为f1的时钟脉冲。如果如上所述f1=fb/90，则1/N分频电路211的分频比为1/90。

同时，从时钟脉冲发生电路210输入的频率为m的时钟脉冲供给延迟单元212。频率为fb的时钟脉冲由延迟单元212延迟频率f1(fb/90)的1/4周期，并且分频器213把延迟时钟脉冲的频率除以90以输出频率为f1的分频时钟脉冲。因而，分样电路203和208的操作周期相差频率f1的1/4周期。

在第一实施例中，再取样(二次取样)被完成，从而使奈魁斯特(Nyquist)频率能成为f1/2，如上所述。在以频率f1再取样导频信号f1的情况下，如果取样计时以等于频率f1的1/4周期的相位差偏离导频信号f1的峰值，则再取样的输出即分样的输出，会完全变成“0”。为此，在第一实施例中，通过利用具有正交关系(90°移相)的相位来分样输入导频信号f1，以分别以周期为f1和直流的整数倍的周期间隔折叠的形式检测频谱，如图8(B)中所示。

以这种方式，借助于通过使用具有正交关系的时钟脉冲完成分样而获得向量的模，能获得输入信号特定频率分量的幅值。因而，分样信号的一个由平方电路204平方，而另一个由平方电路209平方。平方电路204和209的输出由加法电路205加在一起，加法电路205的和输出输入给平方根器206。平方根器206提取加法电路205的输出的平方根，由此求出信号分量f1向量的模。平方根器206的输出作为f1值数据经端子207输入给MPU140。

以上述的方式，分样电路203和208以及后面的电路都与用于分样的分频时钟脉冲同步地操作。因而，不需要象低通滤波器之类的特别电路。

以上描述涉及该配置，在该配置中图6中所示的电路用来检测导频信号f1。然而，如果改变分频比以形成频率为f2的时钟脉冲，则当然能够使用图6的电路来检测导频信号f2。

图7是方块图，示意地表示根据第一实施例一种改进的f1或f2检测电路112或113的结构的另一个具体例子。在图7中，相同的标号用来代表与图6中所示那些元件相同的组成元件。在图7中所示的例子中，如果图7中所示的电路用来检测导频信号f1，则1/N分频电路211是一个1/90分频器。1/N分频电路211把从时钟脉冲发生电路210供给的、频率为fb的时钟脉冲分频，并形成频率为f1的时钟脉冲。1/N分频电路211的输出作为操作时钟脉冲供给分样电路203。1/N分频电路211的输出还供给延迟电路232，在后者中被延迟频率f1的1/4周期。延迟电路232的输出作为操作时钟脉冲供给分样电路208。其他操作类似于图6中所示例子的那些操作。

如上所述，在图7的电路中，同样能数字地检测导频信号，如f1和f2，与图6的电路类似。此外，与图6的电路比较，图7的电路中分频电路的数目减少了一个，并且图7的电路通过使用一个分频电路能产生两种时钟脉冲。

图9是方块图，示意地表示根据第一实施例另一种改进的f1或f2检测电路112或113的结构的具体例子。在图9中，相同的标号用来代表与图6中所示那些元件相同的组成元件。在图9中所示的例子中，设置绝对值检测电路(ABS)244和249以便检测各个分样电路203和208的输出的绝对值并把检测到的绝对值输出给设置在他们后级处的加法电路245。在加法电路245中，两个绝对值加在一起，从而作为直流分量提取导频信号分量f1或f2。加法电路245的输出通过数字低通滤波器246以消除噪声，然后再供给端子207。在所示的电路中，除了当必须获得具有更高信噪比的直流分量外，为了进一步降低成本的目的可以省去数字低通滤波器246。

从以上描述明白，根据第一实施例，能够建造一种导频信号检测部件和一种跟踪控制部件，两者都完全由数字电路组成并能够借助于MPU执行几乎所有的处理。此外，由于没有采用模拟电路，所以能够减小整个设备的实际尺寸，并且还能提高该设备与其他数字设备的兼容性。

在第一实施例中，能够按要求改变用于分样的分频化、调制数字信号量化时每个样的位数、时钟脉冲发生方法等。

从以上描述还可以明白，根据第一实施例以及上述的诸种改进，提供有一种配置，其中调制数字信号被A/D转换以获得数字输出，不仅从该数字输出复原信息数据，而且还从该数字输出检测导频信号分量。因而，能够通过仅使用一个数字信号处理电路准确地检测用调制数字信号多路转换的导频信号，而不新增A/D转换器。

根据第一实施例诸种改进的一种，提供了一种配置，它包括用来与同重放调制信号信息数据同步的时钟脉冲同步地进行调制数字信号A/D转换的A/D转换装置和用来通过使用该A/D转换装置的输出检测导频信号分量的检测装置。因而，能够准确地检测包含在调制数字信号中的导频信号分量而不使用模拟电路，并且组成重放设备的所有电路能被数字化，由此最大程度地减小了整个重放设备的尺寸。

尽管在第一实施例及诸种改进的每个中把二次取样频率设定为f1，但该二次取样频率一般能设定为低于f1的频率f1/M(M是2或以上的整数)。

为此，从PLL电路111输出的、频率为fb的时钟脉冲经时钟脉冲发生电路210输入并由1/N分频电路211分频，由此产生频率为f1/M的时钟脉冲。如果如上面所述的那样f1=fb/90，则1/N分频电路211的分频比是1/(90×M)。

同时，来自时钟脉冲发生电路210的、频率为fb的时钟脉冲还供给延迟单元212，而延迟单元212把该时钟脉冲延迟频率f1(=fb/90)的1/4周期。该延迟的时钟脉冲在分频器213中用(90×M)分频，从而能输出频率为f1/M的分频时钟脉冲。因而，分样电路203和208的操作相位相差频率f1的1/4周期。

在这种改进的情形中，如图10(B)中所示，假定M=3，以分别按直流和f1/3的整数倍的周期间隔折叠的形式检测频谱，如图10(B)中所示。

图11是方块图，示意地表示根据第一实施例另一种改进能用作图4的f1和f2检测电路112和113的数字检测电路结构的一个例子。在图11中，相同的标号用来代表与图6中所示那些元件相同的组成元件。

参照图11，已经以上述方式按每个样m位量化的重放调制信号经输入端子201输入给数字带通滤波器(BPF)202。BPF202如图8(A)中所示从重放调制信号中仅提取频率为f1的分量。以这种方式已经从中除去调制数字位流数据的有害噪声和频谱的重放调制信号输入给作为分样装置的锁存电路253和258。此处术语“分样”用来代表在信号处理系统中的降低取样率的处理，即，从数字信号流中二次提取特定信号的处理。这种处理等效于数字数据的二次取样。

从PLL电路111输出的频率为fb的时钟脉冲从时钟脉冲发生电路210输入，然后再由2/N分频电路261分频成频率2fb/N是两倍的f1的时钟脉冲信号。频率为2fb/N的时钟脉冲由1/2分频电路265分频成频率为f1(fb/N)的时钟脉冲。在图11中所示的例子中，由于图4的电路用来检测导频信号分量f1，所以用于分样的锁存频率设定为f1。如果如上所述的那样f1=fb/90，则1/N分频电路261的分频比是1/45。

同时，从时钟脉冲发生电路210输入的、频率为fb的时钟脉冲供给延迟单元212。频率为fb的时钟脉冲由延迟单元212延迟频率fb(fb/90)的1/4周期，而分频器213把该延迟的时钟脉冲的频率除以90以输出频率为f1的分频时钟脉冲。因而，分样电路253和258的操作相位相差频率f1的1/4周期。

由于锁存电路253和258以上述的方式使用具有正交关系的时钟脉冲进行分样，所以能够得到输入信号特定频率分量的幅值。然而，不能得到向量的模，因为在简单分样状态的情形中，所保持的正号或负号由输入导频信号与锁存电路253和258每一个的锁存操作之间的计时确定。

为此，锁存电路253和258的输出由开关259与从2/N分频电路261供给的时钟脉冲同步地切换，并且开关259的输出输入给平方检测电路254。从平方检测电路254输出的、锁存电路253和258每一个的输出分量类似地由开关264与从2/N分频电路261供给的时钟脉冲同步地切换，再供给锁存电路268和269的各自一个。锁存电路253和258的每一个的输出分量经分别与从1/2分频电路265和从分频器213供给的时钟脉冲同步操作的锁存电路268和269的各自一个输入给加法器205。因而，由各自锁存电路253和258锁住的分量的平方由加法器205加在一起，而加法器205的和输出输入给平方根器206。平方根器206提取加法器205的输出的平方根，由此求出信号分量f1的向量的模。平方根器206的输出作为f1值数据经端子207输入给MPU140。

采用上述配置，具有相当大电路尺寸的一个平方电路能用于以两个不同相位锁存(分样)的导频信号分量。因而，能使整个电路尺寸相当小。

上述的配置用来检测导频信号f1。然而，如果改变分频比以形成频率为f2的时钟脉冲，则当然能使用该配置来检测导频信号f2。

图12是方块图，示意地表示根据另第一实施例另一种改进能用作图4的f1和f2检测电路112和113的配置的另一个例子。在图12中，相同的标号用来代表与图11中所示的那些元件相同的组成元件。

参照图12，上述开关259的输出供给绝对值检测电路284。绝对值检测电路284从各自锁存电路253和258的输出分量中检测绝对值。作为绝对值检测的分量由开关286提取并分别由锁存电路288和289锁存。锁存电路288和289的输出由加法器245加在一起以获得直流分量。这一直流分量经过数字低通滤波器246以消除噪声分量，然后再供给端子207。

在所示的电路中，除了当必须获得具有更高信噪比的直流分量时外，为了进一步降低成本的目的，可以省去数字低通滤波器246。

从以上描述可以明白，在图12的电路中，同样能够数字地检测导频信号，如f1和f2，与图11的电路类似。在图12的电路中，绝对值检测电路284用来检测在不同相位锁存的两个导频信号分量的绝对值。因此，能使整个电路的尺寸相当小，类似于图11的电路。

图13是方块图，示意地表示根据第一实施例另一种改进能用于图11的f1和f2检测电路112和113的配置的一个例子。在图13中，相同的标号用来代表与图11中所示的那些元件相同的组成元件。参照图13，或电路296求出从1/2分频电路265输出的时钟脉冲与从1/N分频电路213输出的时间脉冲之间的逻辑或，并根据这些时钟脉冲的逻辑和操作锁存电路253。因此，设置锁存电路253，但省去了锁存电路258。当然，类似于图11中所示的例子，平方电路291平方以两个不同相位锁存的两个导频信号分量。

采用上述配置，一个锁存电路能用来以两个不同的相位锁存导频信号分量。因此，与图11中所示的例子相比能进一步减小整个电路尺寸和功耗。

从以上的描述可以明白，根据图11至13中所示的诸种改进，能建造一种导频信号检测部件和一种跟踪控制部件，两部件都能完全由数字电路组成并能借助于MPU执行几乎所有的处理。此外，由于没有采用模拟电路，所以能减小整个设备的实际尺寸。而且，由于一个检测电路能用于以两个不同相位分样的导频信号分量，所以能降低功耗。

另外，检测电路，如平方电路或绝对值检测电路，能以软件的形式装入MPU。在这种情况下，由于用于检测装置的复杂程序能作为与软件的操作算法共用的程序来准备，所以能减小ROM的容量。

图14是方块图，示意地表示根据本发明第二实施例用于数字式磁带录像机的重放系统的结构。在图14中，相同的标号用来代表与图4中所示的那些元件相类似的组成元件。

第二实施例在如下方面不同于图4的实施例，上述的PG脉冲不仅输入给MPU140而且还输入给ATF检测电路130，由此确定输出频率为f1和f2的值的计时。

下面将描述图14中所示f1检测电路112和f2检测电路113的每一个的结构的一个具体例子。图15是方块图，示意地表示根据本发明第二实施例能用作f1或f2检测电路112或113的一种数字检测电路的结构的一个例子。在图15中，相同的标号用来代表与图11中所示的那些元件类似的组成元件。

参照图15，已经以上述方式按每个样m位量化的重放调制信号经输入端201输入给数字带通滤波器(BPF)202。BPF202如图16(A)中所示从重放调制信号中仅提取频率为f1的分量。已经以这种方式从中除去调制数字位流数据的有害噪声和频谱的重放调制信号输入给作为分样装置的锁存电路253和258。

从PLL电路111输出的、频率为fb的时钟脉冲从时钟脉冲发生电路210输入，然后再由2/N分频电路261分频成频率2fb/N为两倍的f1的时钟脉冲。频率为2fb/N的时钟脉冲由1/2分频电路265分频成频率为f1(fb/N)的时钟脉冲，在图15中所示的例子中，由于图14的电路用来检测导频信号分量f1，所以用于分样的锁存频率设定为f1。如果如上所述f1=fb/90，则1/N分频电路261的分频比是1/45。

同时，从时钟脉冲发生电路210输入的、频率为fb的时钟脉冲供给延迟单元212。频率为fb的时钟脉冲由延迟元件212延迟了频率f1(fb/90)的1/4周期，并且1/N分频器213把延迟的时钟脉冲的频率除以90以输出频率为f1的分频时钟脉冲。因此，分样电路253和258的操作相位相差频率f1的1/4周期。在第二实施例中，借助于通过使用具有正交关系(90°移相)相位分样输入导频信号f1，以分别按直流和f1的整倍周期间隔折叠的形式检测频谱，如图16(B)中所示。

由于锁存电路253和258以上述方式使用具有正交关系的时钟脉冲进行分样，所以能获得输入信号特定频率分量的幅值。

锁存电路253和258的输出由开关259与从2/N分频电路261供给的时钟脉冲同步地切换，且开关259的输出输入给平方检测电路254。从平方检测电路254输出的锁存电路253和258的每一个的输出分量类似地与从2/N分频电路261供给的时钟脉冲同步地由开关264切换并从开关264输出。开关264的这一输出由锁存电路316和317根据，例如，上述的ATF计时，与根据经端子318输入的所述PG脉冲的时钟脉冲fpg同步地锁存。

锁存电路316和317的输出输入给加法器205。因而，由各自锁存电路253和258锁存的分量的平方由加法器205加在一起，且加法器205的和输出输入给平方根器206。平方根器206提取加法器205的输出的平方根，由此求出信号分量f1的向量的模。平方根器206的输出作为f1值数据经端子207输入给MPU140。

以上述的方式，分样电路253和258以及其后的电路与用于分样的分频时钟脉冲同步地操作。此外，考虑到把数据输入给MPU140的情形，锁存电路316和317以及其后的电路与同由MPU140检测到的ATF计时同步的时钟脉冲fpg同步地操作。图16(C)表示从平方根器206输出的检测结果的频率特性。

采用上述配置，具有相当大电路尺寸的一个平方电路能用于以两个不同相位锁存(分样)的导频信号分量。因此，能使整个电路尺寸相当小。用于锁存电路316和317以及其后的电路的操作计时由MPU140的操作确定。因此，尽管在第二实施例中锁存电路253和258以及其后的电路建造为硬件，但等效的功能能容易地包括在图5的流程图中所示的MPU140的软件处理中。

类似于第一实施例，图15的电路还能用来检测导频信号分量f2。

图17是方块图，示意地表示根据第二实施例另一种改进能用于图14的f1检测电路112和f2检测电路113的配置的另一个例子。在图17中，相同的标号用来代表与图15中所示的那些元件相同的组成元件。在图17中所示的例子中，来自开关264的两个输出分别由锁存电路268和269与从分频器265和213输出的时钟脉冲同步地锁存，且锁存电路268和269的输出由加法器205加在一起。加法器205的输出由锁存电路326与上述时钟脉冲fpg同步地锁存。以这种方式，与上述的ATF计时同步地输出的检测分量由MPU140按照图5的流程图处理。

如上所述，在图17的电路中，类似于图15的电路，同样能数字地检测导频信号，如f1和f2，并且使检测分量输出的计时与MPU140的操作计时同步。锁存电路326的操作以及其后电路的操作能作为软件实现。

图18是方块图，示意地表示根据第二实施例另一种改进能用于图14的f1检测电路112和f2检测电路113的配置的另一个例子。在图18中，相同的标号用来代表与图15中所示的那些元件相同的组成元件。在图18中所示的例子中，上述开关259的输出供给绝对值检测电路284。绝对值检测电路284从各自锁存电路253和258的输出分量中检测绝对值。作为绝对值检测的这些分量由开关286提取，并分别由锁存电路288和289锁存。锁存电路288和289的输出由加法器245加在一起以获得直流分量。这一直流分量由锁存电路336与时钟脉冲fpg同步地被进一步锁存，借此使直流分量的计时与AFT计时同步。这一直流分量通过数字低通滤波器246以消除噪声分量，然后再供给端子207。在所示的电路中，除了当必须获得具有更高信噪比的直流分量时外，为了进一步降低成本的目的，可以省去数字低通滤波器。

从以上的描述可以明白，根据图15至18中所示的诸实施例，能够建造一种导频信号检测部件和一种跟踪控制部件，两种部件都能完全由数字电路组成，并都能借助于MPU执行几乎所有的处理。此外，由于没有采用模拟电路，所以能减小整个设备的实际尺寸，还能提高该设备与其他数字设备的兼容性。而且，由于一个检测电路能用于以两个不同相位分样的导频信号分量，所以能降低功耗。

另外，检测电路的部分，即，锁存电路316、317、326和336以及其后的电路，能以软件的形式包括在MPU中。在这种情况下，由于软件的操作周期是根据时钟脉冲fpg极端延长的周期，所以能很大程度地减小ROM的容量。

从上述的诸实施例可以明白，在从调制数字信号检测预定频率的导频信号分量的情况下，检测来自用来对调制数字信号进行A/D转换的A/D转换装置的输出的导频信号分量电平，并且检测装置的检测分量输出由取样装置与频率对应于重放装置的操作频率的时钟脉冲同步地取样。因此，仅通过数字信号处理电路就能准确地检测用调制数字信号多路转换的导频信号。此外，取样装置和其全电路的操作以与重放装置的操作频率同步的操作频率来进行，这些操作能通过使用软件来处理，并且还能使软件的负担极小。

Claims (23)

1．一种用来从含有信息数据和导频信号分量的调制数字信号中检测导频信号分量的信号检测部件，包括：

(a)A/D转换装置，用来进行调制数字信号的模数转换；及

(b)复原装置，用于通过使用所述A/D转换装置的输出来复原信息数据；

其特征在于，所述信号检测部件还包括用来通过使用所述A/D转换装置的输出检测导频信号分量的检测装置。

2．根据权利要求1所述的信号检测部件，其中，所述A/D转换装置把调制数字信号转换成用于每个取样点的多位数据。

3．根据权利要求2所述的信号检测部件，其中，所述检测装置通过使用该多位数据检测导频信号分量。

4．根据权利要求2或3所述的信号检测部件，其中，所述复原装置包括一个用来通过使该多位数据复原信息数据的维特比解码器。

5．根据权利要求2或3所述的信号检测部件，其中，所述检测装置包括一个平方电路。

6．根据权利要求2或3所述的信号检测部件，其中，所述检测装置包括一个绝对值检测电路。

7．根据权利要求1所述的信号检测部件，其中，所述检测装置从对应于从所述A/D转换装置输出的多个抽样的数据中提取单段数据。

8．根据权利要求7所述的信号检测部件，其中，所述检测装置包括用来把对应于多个抽样的数据加在一起的加法装置。

9．根据权利要求7或8所述的信号检测部件，其中，所述检测装置包括用来把所述A/D转换装置的输出二次取样的二次取样装置。

10．根据权利要求9所述的信号检测部件，其中，所述二次取样装置以与导频信号分量的频率相关的频率对所述A/D转换装置的输出进行二次取样。

11．根据权利要求10所述的信号检测部件，其中，所述二次取样装置，根据具有与导频信号分量的频率相关的频率的第一时钟脉冲和具有与第一时钟脉冲的频率相同的频率而相位不同于第一时钟脉冲的相位的第二时钟脉冲，对所述A/D转换装置的输出进行二次取样。

12．根据权利要求10或11所述的信号检测部件，其中，所述二次取样装置根据频率为导频信号分量的频率的1/M的时钟脉冲对所述A/D转换装置的输出进行二次取样(M是2或以上的整数)。

13．根据权利要求10或11所述的信号检测部件，其中，调制数字信号含有多种每种都有不同频率的导频信号，时钟脉冲的频率是任一多种导频信号的频率的整数分之一倍。

14．根据权利要求1所述的信号检测部件，该信号检测部件还包括用来从记录媒体重放调制数字信号的重放装置。

15．根据权利要求14所述的信号检测部件，该信号检测部件还包括取样装置，该装置用来根据频率对应于所述重放装置的工作频率的时钟脉冲对所述检测装置的输出进行取样。

16．根据权利要求14或15所述的信号检测部件，其中，所述重放装置包括一个旋转磁头，时钟脉冲的频率是与所述旋转磁头的旋转周期相关的频率。

17．根据权利要求14或15所述的信号检测部件，该信号检测部件还包括用来通过使用所述检测装置的输出控制所述重放装置与记录媒体之间的相对位置的控制装置。

18．根据权利要求17所述的信号检测部件，其中，调制数字信号包含有多种每种都具有不同频率的导频信号，所述控制装置检测多种导频信号分量并把检测到的多种导频信号分量进行相互比较以形成由所述重放装置使用的跟踪误差信号。

19．一种用来从包含信息数据和导频信号分量的调制数字信号检测导频信号分量的信号检测方法，该方法包括如下步骤：

(a)进行调制数字信号的模数转换；及

(b)通过使用由所述A/D转换步骤获得的数据复原信息数据；

其特征在于，通过使用由所述A/D转换步骤获得的数字数据检测导频信号分量。

20．根据权利要求19所述的信号检测方法，其中，所述A/D转换步骤对于每个取样点把调制数字信号转换成多位数据。

21．根据权利要求20所述的信号检测方法，其中，所述复原步骤通过维特比解码利用该多位数据复原信息数据。

22．根据权利要求20或21所述的信号检测方法，其中，所述检测步骤从对应于在所述A/D转换步骤中获得的多个抽样的数据中提取单段数据。

23．根据权利要求22所述的信号检测方法，其中，所述检测步骤把对应于多个抽样的数据加在一起。

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