CN1042779C

CN1042779C - 变换器控制装置

Info

Publication number: CN1042779C
Application number: CN95117113A
Authority: CN
Inventors: 土山吉朗; 松井敬三; 伊藤义照; 吉冈包晴; 小方秀夫; 吉田泉; 渡壁周作
Original assignee: Matsushita Refrigeration Co; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1994-08-25
Filing date: 1995-08-25
Publication date: 1999-03-31
Anticipated expiration: 2015-08-25
Also published as: DE69510509T2; EP0698962B1; KR100208848B1; KR960009379A; DE69510509D1; CN1133510A; US5646499A; EP0698962A1

Abstract

控制提供给变换器的指令频率和指令电压的变换器控制装置，变换器将由指令频率和指令电压确定的所需频率的交流电源提供给一个感应电机。变换器控制装置接收电机所需的转速和实际转速，通过探测由变换器提供给感应电机的驱动电流的波动分量的频率来获得实际转速所需的转速和实际转速的差代表转差量，将转差量与所需的转速相加以产生指令频率。当监控的驱动电流为最小时将指令电压设定为所需的电压。

Description

变换器控制装置

本发明涉及变换器的控制，该变换器通过改变电机的驱动频率以可变的速度驱动感应电机，特别涉及一种用于空调系统的变换器控制装置，该空调系统使用热泵循环来供热和致冷。

通常，由感应电机驱动用在家庭、小型办公室或小型零售商店的空调系统中的压缩机。感应电机的转差频率(即驱动频率和转动频率之间的差)在有负载的情况下往往会波动，而且电机的效率也会由此发生变化。

为了弥补这一点，已建议使用矢量控制方法来替代常规的电压/频率(V/F)控制方法，利用矢量控制方法由电机电流计算负载来使电机高效率运转，而常规的电压/频率控制方法则获得与操作指令频率成比例的操作电压。

图1表示了一个应用矢量控制技术的高效率控制的例子，它基于1992年6月出版的“Reitoshi”(一本关于致冷的日本杂志)第50-55页中所描述的“用于变换器涡形封装空调器的无噪声技术”。首先将驱动压缩机的感应电机1的交流电源6通过二极管电桥5和滤波电容器4转换为直流电源。然后用三相PWM变换器2调整直流电源的电压和频率，以改变和控制感应电机1的转速。

将旋转探测器安装到空调压缩机上通常很困难。因此，探测电机速度和高效地驱动电机需要对感应电机1探测至少两个电流值，以便通过使用感应电机常数的计算来探测电机的速度。

激励电流和转矩电流计算器101使用电流传感器3U和3V来探测电机电流Iu和Iv，以分别得到激励电流I1d和转矩电流I1q。探测的转矩电流I1q大体上与转差频率fs成正比，因此可以用转矩电流I1q和电机常数来计算该转差频率fs。然后，可以改变指令频率以补偿转差频率fs，从而保持电机转速为一个受控制的不变值。

因而，通过转差频率控制装置7来计算转差频率，并校正电机转速，以便感应电机1以等于加热泵循环控制装置输出的转动指令频率fref的值转动。参照图1，加法器8将来自加热泵循环控制装置的转动指令频率fref和校正频率的值相加，以便得到用于三相PWM变换器2的实际指令频率f1。

由初级电阻识别器102来识别作为电机常数的初级电阻，以便根据通过电流最小控制装置103得到的激励电流指令I1*d与探测的激励电流I1d之间的差值来得到一个更精确的初级电阻值。然后，根据得到的初级电阻、激励电流指令I1*d、转矩电流I1q和实际指令频率由初级电压补偿器104确定实际初级电压，并将得到的实际初级电压加到三相PWM变换器2。这样，根据来自热泵循环控制装置的转动指令频率fref将供电控制在保持感应电机1以指令速度运转所需要的最小电流电平。通过使供电最小，在1.1kgm电机转矩时效率改善了约10％；已经证实在其它转距下也改善了效率。

上述已有技术的方法通过从转矩电流、一个需要电机常数的操作得到转差频率来控制电机效率。可能的电机常数包括初级电阻、次级电阻和各种电感。然而，大家知道这些常数会随温度和其它因素而产生很大的波动，而这种波动会降低控制效果，例如不希望有的转速变化。

因此，本发明的一个目的就是要提供一种变换器控制装置，它不需要电机常数输入，不需要电机速度探测器、而响应于操作环境的变化使功耗稳定地保持在最低可能的水平上，同时补偿感应电机的转差比以便使电机速度保持在目标值。

最近开发的用于空调系统的涡形压缩机具有每转在气体压缩转矩下极小波动的特征，因而能平稳、无声地运转。而在用于驱动这些涡形压缩机的感应电机中电流波动也小。因此，本发明的另一目的就是要提供一种变换器控制装置，它包括有各种类型的转动周期探测器，作为保持用于这样的涡形压缩机的感应电机兼容性的装置。

本发明的再一个目的是提供一种变换器控制装置，它即使在相对异常的运转条件下也不减少所需的输出而保护其所使用的半导体元件。相对于空调的应用，这些“异常条件”包括即使当环境温度相当高时仍然加热。这是因为当环境温度高时，致冷压力要增大，而压缩机电机的转矩负荷就会增大。

作为参考，图2表示了能用于本发明的涡形压缩机和滚式活塞压缩机的气体压缩转矩特征，而图3表示了驱动这些压缩机的感应电机的电流波形。

图2的图形取自Sawai等人在国家技术报告1989年12月第6期第35卷80-81页的“用于空调器的低压型涡形压缩机”中的图2。实际上，对于滚式活塞压缩机来讲，在从0°到90°的曲柄角内不需要气压转矩，而曲柄角从180°至270°时需要非常高的转矩。当在这样的负荷条件下驱动感应电机时，在实际上不需要转矩的曲柄角的情况下所消耗的电流较低。而曲柄角需要增加转矩时，电流也增加。因此，如图3所示，流过电机的电流随转角而波动，而且这种波动的周期与转动频率匹配。

然而，对于涡形压缩机来讲，气体压缩转矩中的波动约为平均值的10％，因此电流波动也小。

为了实现上述目的，根据本发明第一优选实施例的变换器控制装置包括：接收所述电机需要的转速的装置；探测提供给所述电机的驱动电流的电流探测装置；鉴频装置；转差探测装置；指令频率产生装置；指令电压产生装置。鉴频装置鉴别由所述电流探测装置探测的驱动电流的波动分量的频率，所述波动分量频率代表所述电机的实际转速。转差探测装置通过获得所述实现转速和所述需要的转速之间的差来探测所述感应电机的转差量。指令频率产生装置通过将所述转差量与所述需要的转速相加来产生与所述指令频率相应的数据。指令电压产生装置由监控所述驱动电流来产生所述指令电压并且当所述监控的驱动电流为最小值时将所述指令电压设定为所需的电压。

对于本发明的变换器控制装置，由于在驱动压缩机时出现脉动负载变化，所以存在与实际电机速度对应的电流波动。可通过鉴别该电流波动的频率来测量转差频率，并且在通过调节变换器的输出电压来控制转差频率的同时使电流最小。

对于本发明的变换器控制装置，与实际电机速度对应的频率分量比驱动频率低。因此，通过衰减高频信息，即使波动负载变化较小也可将驱动频率和实际电机速度分量区分开来，这样，在按上述第一实施例控制转差频率的同时能使电流最小。

通过把根据本发明探测的电流数字化，包含在探测的电流数据中的有关实际电机转速的信息在数字化信息的期间会发生变化。通过鉴别该循环的波动的频率，即使当脉动负载的波动较小时，也能鉴别出驱动频率信息和实际电机速度分量。因此，如上述第一发明一样，能控制转差频率，并使电流最小。

即使在变换器的直流分量中，波动的负载变化对电机的影响也以相同的频率分量出现。这样，通过探测变换器的直流分量的电流以实现本发明的电流最小控制，使电流在电流负载状态期间为最小值也能有效地使功耗最小。

即使当来自热泵循环控制装置的操作指令只是部分频率，也能通过预先存储在已知标准状态下的频率一电压特性根据部分实际指令频率从最小控制结果中插入和修正总体特性。因此，通过上述的本发明能根据部分操作条件粗略地预测整个操作范围内用于取得高效率的条件。

由下面参照附图的详细描述将更全面地理解本发明，其中：

图1是根据已有技术的变换器控制装置的方框图；

图2是把本发明用于涡形压缩机和滚式活塞压缩机的气压转矩特性图；

图3A和3B分别为把本发明用于涡形压缩机和滚式活塞压缩机的电流波形图；

图4示出了根据本发明第一实施例的变换器控制装置的方框图；

图5是表示图4中所示的频率鉴别器的细节的方框图；

图6是表示图4所示装置的操作特性的曲线；

图7示出了根据本发明第二实施例的变换器控制装置的方框图；

图8表示了图7所示装置的操作特性的曲线；

图9是根据本发明第三实施例的变换器控制装置的方框图；

图10是根据本发明第四实施例的变换器控制装置的方框图；

图11,12,13和14是表示图10所示装置的操作的曲线图；

图15是由计算机实现的本发明控制系统的方框图；

图16是用于描述图15所示计算机、具体地说是电流最小值控制器的操作的流程图；

图17是表示记载在标准频率-电压转换查找表和修正的频率-电压转换查找表中的数据V0的曲线。

图18是描述根据本发明第五实施例的计算机操作的流程图；

图19A和19B是用于描述本发明第五实施例操作的图，特别是表示了修正的频率-电压转换查找表；

图20A和20B是用于描述本发明第一或第二实施例操作的波形；

图21A和21B是用于描述本发明第三实施例操作的波形；

图22是描述本发明第四实施例操作的波形；

实施例1

下面将参考图4描述根据本发明的变换器控制装置的第一实施例。

例如，变换器控制装置可用于加热和冷却的空调系统。变换器控制装置包括感应电机1、交流电源6以及整流电路。感应电机1驱动用于压缩和液化致却剂的压缩机。整流电路包括二极管电桥5和滤波电容4，它用于将交流电源变为直流电。然后由三相PWM变换器2将直流电变换为三相交流电以便以希望的速度驱动感应电机1。三相PWM变换器2是一种晶体管型变换器，它包含有用于通过改变指令电压V1和指令频率f1来控制施加给感应电机1的驱动电压和驱动频率的绝缘栅双极晶体管。例如，在由OHM Sha株式会社1994年3月24日出版的、Sakae MURAYAMA等人著的日本书藉“电源电子学NYUMON(基础)”中；已公开了三相PWM变换器2的详情。

变换器控制装置进一步包括一个电流传感器3，一个模/数转换器(A/D)14，一个鉴频器15，一个转差频率控制器7，一个幅度探测器18，一个电流最小控制器11，一个加法器8，一个标准频率-电压转换查找表9和一个乘法器10。电流传感器3产生电压信号Vi，电压信号Vi表示通过驱动线之一1W馈送的电流。

将转动的指令频率fref(目标转速(rps))和电流传感器3的输出Vi输入给变换器控制系统，变换器控制系统输出指令电压V1和指令频率f1。

电流传感器3产生电压信号Vi，电压信号Vi表示流经感应电机1的驱动线(1U′,1V和1W)之一(例如1W)的电流。将信号Vi经过幅度探测器18加到电流最小控制器11，并且还将信号Vi经过A/D转换器14加到鉴频器15。鉴频器15提取与电机转速(rps)相对应的频率分量，并产生代表感应电机1的实际转速(rps)的信号f′(图20A)。将信号f′提供给转差频率控制器7和电流最小控制器11。

用减法器构成转差频率控制器7，用于从目标转速fref中减去实际电机转速f′以得到转差量fs。加法器8将目标转速fref和转差量fs相加以形成修改的目标转速f1/P，这可由下列等式(1)表示：

f1/P=fref+fs (1)其中P表示感应电机的磁极的数量，f1是提供给感应电机1的三相交流电压的指令频率。乘法器10将修正的目标转速f1/P乘以磁极的数量P以得到指令频率f1。

标准频率-电压转换查找表9是一个存储标准数据(例如图17中虚线所示的数据)的存储器，以便当输入修正的目标转速f1/P(例如图17中的f30)时，求出相应的电压V0(例如V30)。标准的频率-电压转换查找表9能接收指令频率f1而不接收修正的目标转速f1/P。在这种情况下要改变表中的值。

电流最小控制器11接收来自幅度探测器18的信号Vi的幅度绝对值，并监测信号Vi而且将电压V0调节为指令电压V1以便保持不变的实际频率。这可通过将信号Vi保持为最小值以致使流经电线Iu，IV和IW的电流保持为最小值来实现。通过进行这样的操作，能将感应电机的电流控制为最小的所需值而同时使感应电机的速度保持为目标频率fref。下面将参考图16和17详细描述电流最小控制器11。

图16是表示电流最小值控制器11操作的流程图。在选择指令频率(f1)或转动频率(f1/P)之后执行图16所示的流程。假定现在选择的转动频率(f1/P)为f30，则从图17的虚线可看出，标准频率-电压转换查找表9将输出电压V30。

在步骤200，电流最小值控制器11接收来自标准频率-电压转换查找表9的电压V0(在这种情况下为V30)和来自幅度探测器18的电流信号Vi的绝对值，并将电压V30作为V_OLD存储起来而且将电压Vi作为Vi_OLD存储起来。

在步骤201，将作为V_OLD存储的电压V30减去预定较小量△V，并将差(V_OLD-△V)作为V_NEW存储起来。

在步骤202，确定目标频率fref和转动频率f′之间的差是否小于预定的较小量△f。如果(fref-f′)不小于△f，意味着感应电机仍然在加速并且不稳定，则重复步骤202。如果frdr与f′之差小于△f，意味着感应电机1是稳定的，操作将进入步骤203。也能用实验方法确定转差频率补偿控制稳定所需的时间，并使用略大于该实验方法确定的时间的不变等待时间。

在步骤203，输入信号Vi并将信号Vi作为Vi_NEW存储起来，信号Vi代表在感应电机1稳定之后所获得的流经电线IW中的电流。

在步骤204，判断Vi_NEW的绝对值是否小于Vi_OLD的绝对值。当｜Vi_NEW｜＜｜Vi_OLD｜时，表示代表流经电线1W的电流的Vi正在减少。在这种情况下，操作进入步骤206。反之，当｜Vi_NEW｜＞｜Vi_OLD｜，则表示Vi正在增大。在这种情况下，操作进入步骤205。

在步骤205，△V的符号从(+)变为(-)或反之。

在步骤206，将V_NEW作为V_OLD存储，并将Vi_NEW作为Vi_OLD存储。随后，操作返回步骤201。

因此，在步骤204的结果总为“是”时重复步骤201-206的操作循环数次，显然Vi的值逐渐变小。接着，如果下一操作循环的步骤204的结果为“否”，不用说Vi已达到最小值并开始增大。在以上述方式获得最小值Vi之后，操作循环在步骤204将交替地出现“是”和“否”的结果以致信号Vi保持为最小值。将在步骤206获得的数据Vold取出并用作为施加到三相PWM变换器2上的指令电压V1。因而能以波动分量等于小电压△V的最低可能电流来驱动感应电机1。

在上述的例子中，由于将转速频率(f1/P)选择为f30，则从标准频率-电压转换查找表9获得的电压V30(一般为电压V0)变为V31(指令电压V1)。

用这种方式，能通过存储相应于按选择的采样频率获得的最小电流的电压来获得对应各种采样频率的指令电压。将这样的结果作为修正的频率-电压转换查找表存储在存储器中。使用修正的频率-电压转换查找表，即使在指令频率fref暂时变为不同的频率之后，也能很快地在该频率下恢复最佳电压。

参见图5，它表示鉴频器15的一个例子的方框图。将给鉴频器15的输入信息输入给多个带通滤波器61,62,…63。每一个带通滤波器61,62,…63的中心频率都不同；将每一带通滤波器的输出输入到相应的用于幅度探测的幅度探测器71,72,…73。每一幅度探测器的输出都输入给最大值探测器80，最大值探测器80判断哪一个带通滤波器的输出最大。然后将结果作为实际电机速f′从最大值探测器80中输出。

应注意到，对于在图5中示出的包括多个带通滤波器的结构，也能用时分的数字信号处理技术来实现这些带通滤波器，并且能用软件容易实现最大值探测器。因而使用所描述的装置时，流经在驱动滚式活塞型的压缩机时的感应电机1的电流随转角变化很大，如图3所示，并且基本波形的周期与转动周期匹配。

图6是表示指令频率f1和实现电机转速f′之间关系的曲线图。如上所述，P是电机所具有的磁极数目，而f1/P是电机在理想的无负载状态下的转速或频率(fps)。然而，实际的电机有一定的固有负载并且以稍微低一点的实现转动频率f′运转。流经电机的电流信号包括指令频率f1的频率分量和实际转动频率f′的频率分量。在P＞1的情况下，这两个频率总是不相同，所以很容易将这两个频率分开。值得注意的是，对于大多数电机P=2或P=4。图20A表示电机电流波形的一个例子，假设有两个磁极(P=2)并且由驱动频率f1驱动电机。从该波形可以知道，实际转动频率f′分量增加控制频率f1的基本周期。

如上所述的转差频率控制器7和加法器8组成指令频率控制装置。标准频率-电压转换查找表9和电流最小控制器11组成指令电压控制装置。可由一个微处理器来实现指令频率控制装置、指令电压控制装置、鉴频器15、以及三相PWM变换器2的三极管控制电路部件。

如图15所示，这样的一个微处理器包括：执行逻辑和数字运算的中央处理单元(CPU)301；存储数据和控制CPU301的指令的只读存储器(ROM)302；存储运算结果的随机存取存储器(RAM)303；以不变的周期请求外部脉冲频率测量或CPU中断处理的定时器304；输入外部模拟信号的A/D转换器305；三相PWM变换器控制单元306；以及将这些部件在分时基础上连接起来的数据总线307。

变换器控制单元306是一个功率晶体管，它用作变换器的功率开关控制单元或产生定时脉冲(图15中的U,V,W和变换的输出U,V,W)，以便控制IGBT或其它器件的开关。

通过上面微处理器的CPU301,ROM302和RAM303的正常运行，能实现与图15中的A/D转换器305对应的A/D转换器14(图4)，并且用允许以规则的周期进行中断处理的定时器304，通过数据信号处理技术来实现鉴频器15(图4)的带通滤波器。实施例2

图7是表示根据本发明第二实施例的变换器控制装置的方框图。该实施例与图4所示的第一实施例的差别在于：低通滤波器12和幅度调节器13设置在电流传感器3和鉴频器15之间。能将按照本实施例的变换器控制装置用到使用涡形压缩机的几乎没有电流波动的空调系统中。

如图20A所示，由电流传感器3探测的波形包括驱动指令频率分量f1和实际转动频率分量f′。与滚式活塞型压缩机相比，涡形管型压缩机有相对弱的转动频率分量。将探测的电流输入低通滤波器12。低通滤波器12衰减来自三相PWM变换器2的载波信号分量和电机驱动频率分量f1。图20B是通过低通滤波器12之后的信号波形的曲线图，低通滤波器12导致相对高的驱动频率f1分量减少。

将低通滤波器12的输出输入到幅度调节器13，幅度调节器13根据标准频率-电压转换查找表9的输出V0进行幅度调节。幅度调节器13的输出保证有一定的信号幅度，并且将幅度调节器13的输出经过A/D转换器14输入到用于探测实际转动频率的鉴频器15。应注意的是图7所示的实施例的工作原理与图4所示的相同，因而下面省略了它的更一步的描述。

图8是表示探测的电流的频率与图7所示的低通滤波器之间的关系的曲线图。把驱动频率分量f1和实际电机运转所获得的频率分量f′分别看作为在电流传感器3的输出中的大小为a和b的频率分量；应注意的是分量b小于分量a。然而，使信号通过低通滤波器12后，驱动频率分量f1从a减小为a′，而f′的衰减小于f1的衰减。因而这两个信号分量之间的差消失并且通过调节包括两个信号分量的信号的大小，能由简单的鉴频器进行探测。实施例3

图9是根据本发明第三实施例的变换器控制装置的方框图。它与图4所示的变换器控制装置的差别在于：在电流传感器3和鉴频器23之间设置低通滤波器12、数字化装置21和逆循环的计数器22。

将由电流传感器3探测的感应电机1的电流波形输入到低通滤波器12，低通滤波器衰减电机驱动频率分量，并产生如图21A所示的信号。然后将低通滤波器12输出的电流信息输入给数字化装置21，例如，可由放大倍数非常高的有门限Th1和Th2的放大器来实现数字化装置。数字化装置21产生如图21B所示的数字化的信号，并且将数字化的信号输入给反相循环的计数器22。

反相循环的计数器22测量数字化的数据的反相测循环周期。如果反相循环是不变的，则所测的结果也是不变的，但如果反相循环是可变的，则所测的结果也是可变的。

图21A是用于描述该原理的曲线图。如果数字化的门限值在上升和下降时提供不变的滞后宽度，则当幅度较大时直到出现变化都有一点延时，但是当幅度较小时在变化出现之前有较大的延时。图21B中表示了这一点。如果对图21B所示的反相循环T1,T2,T3…进行计数，则反相循环的变化数为实现转动频率f′。换句话说，在周期T1的终点，产生一个与周期T1成比例的信号，在周期T2的终点，产生一个与周期T2成比例的信号，依此类推。将反相循环计数器22的输出输入给用于鉴别频率波动的鉴频器23。鉴频信息反映实际的电机速度。实施例4

图10是表示根据本发明第四实施例的变换器控制装置的方框图。该实施例与图7所示的实施例的差别在于将电流探测器设置在变换器电路的输入侧而不是输出侧。更具体地说，将低电流探测电阻16接入三相PWM变换器12的输入电路，并将电阻16上的电压输入给绝缘的放大器17。将放大器17的输出提供给低通滤波器12和电流最小化控制器11。

下面描述本实施例的特征操作。

图11是流过感应电机1的电流的波形图。三相交流电流U,V,W的每一相与另一相都位移1/3π。在而，流过电流探测电阻16的电流是经过三相PWM变换器2转换为交流电流之后流过感应电机1的三相电流的峰值绝对值。在图12中表示了这一点。

在图12中，V相电流的绝对值从离开零点的1/3π周期为最大，在这里用相位角表示时间，而U相电流和W相电流是相反符号，因而U相电流和W相电流比V相消耗更多的电流。由于在0到1/3π期间V相电流的流动是直流成份，图12所示的直流成份的电流是-V。类似地，在1/3π到2/3π期间电流是U相电流，在2/3π到π期间为-W，在π到3/4π期间为V，在4/3π到5/4π期间为-U，而在5/3π到2π期间为W，因而得到图13所示的波形。

所以，流过感应电机1的电流是一个频率为驱动频率6倍的脉冲波。而幅度衰减为驱动频率幅度的倍。该脉冲泼的基频幅度更低，它为驱动频率幅度的0.005456(=6/35π)倍。由压缩机转矩变化而引起的电流移动影响直流分量，因而在直流分量中仍存在电流移动的频率和幅度。

图22是直流分量的电流波形。一个周期为驱动频率f1的1/6的小脉冲信号在转动频率1/f′的周期内波动。

如果压缩机是滚式活塞型，则这些波动较大，但用涡型压缩机波动相对而言要小。图14示出了功率谱与频率的关系。

在图14中，由直流分量探测的驱动频率f1的频率是6*f1，而幅度c被衰减为约是交流分量的幅度的1/18。由脉冲转矩引起的电流波动分量f′有相同的频率和幅度b，这两个信号的频率是分开的，并且由脉冲转矩引起的电流波动分量较大。

由低通滤波器12获得的驱动频率分量的衰减是用次级滤波器的36倍，并且是用最简单的初级滤波器的6倍，并且对下流信号可使用精度相对低的A/D转换器14。此外，公用变换器电路常常使用保护电阻以保护晶体管和用于直接控制电子电路的其它元件。本实施例的电流探测电阻16也能起这种保护作用，因此，不需进一步增加元件数也能实现本发明的实施例。

应注意到，已描述的图10所示的实施例通过把电阻器接到直流分量上来测量电流。然而，本发明并不限于使用电阻器作为测量装置，当然也可使用图7所示的电流传感器3。实施例5

下面描述本发明的第五实施例。本发明涉及存储装置9(RAM)，存储装置9存储用于形成指令电压V1的标准的和修正的频率-电压转换查找表，并且在本发明的第一至第四实施例的任一实施例中都能使用存储装置9。

图17是曲线图，在图17中，沿虚线绘制的点表示在标准的频率-电压转换查找表中存储的数据，沿实线绘制的点表示在修正的频率-电压转换查找表中存储的数据。应注意的是，在这里公开的任一实施例中都能在块(RAM)9中存储上述的两个表，在这种情况下，由块9直接将指令电压V1提供给三相PWM变换器2。

在将空调系统提供给用户之前应事先将标准的频率-电压转换查找表存储在RAM9中，但是在设定空调系统之后通过对不同的频率执行图16所示的操作来产生和存储修正的频率-电压转换查找表，因为修正的数据随设定状态而变化。

图17中沿虚线V0的数据点(f10,V10),(f20,V20),(f30,V30)和(f40,V40)表示在标准的频率-电压转换查找表中存储的数据的例子。

为了获得修正的频率-电压转换查找表的数据，首先选择操作频率fref。然后，在特定的环境状态下开始操作，例如图16所示的流程图，确定与选择的操作频率相应的指令电压。

例如，在图17中，如果选择了操作频率f10，电流或电压最小后的指令电压变为V11，因而得到修正的频率-电压转换查找表的第一数据(f10,V11)。随着操作频率的数量的增加，越来越接近最佳的频率-电压转换数据。应该注意的是，由于频率和电压之间的关系一般比较简单，所以，产生理想频率-电压特性的几个点将意味着在这些理想点之间的所有点都产生相近的理想特性。此外，如果在标准负载状态下设置初始操作值以获得频率-电压特性，即使在开始操作时也仅有微小的效率下降；如果还考虑操作时间的话，不会出现不便。

图18是电流最小控制器11执行的控制程序的流程图，电流最小控制器11执行该流程图以获得不在查找表中的但在采样的点之间的修正的频率-电压转换数据。由图15所示的微处理器实现该程序。当转动指令频率fref发生变化时，获取该时刻的对应电压V1的采样值。由在步骤211输入转动指令频率fref来开始该过程。

在步骤211，判断对应该转动指令频率fref的电压V1的采样值是否在修正的频率-电压转换查找表9中。如果采样值在修正的频率-电压转换查找表中，控制进入步骤216；如果采样值不在修正的频率-电压转换查找表中，控制进入步骤212。

在步骤212，查找大于并最接近于输入频率fref的采样频率fp，并且在修正的频率-电压转换查找表中查找与该采样的频率fp对应的电压Vp。如果在修正的频率-电压转换查找表中没有这样的与该采样的频率fp对应的电压Vp，控制进入步骤214，在步骤214，在标准的频率-电压转换查找表中查找与采样频率fp对应的电压Vp，或者进行简单的计算以便沿图17所示的虚线V0找到一个对应的电压Vp。在步骤212，如果在修正的频率-电压转换查找表中存在相应的电压Vp，则读出电压Vp并且控制进入步骤213。

在步骤213，查找小于并最接近于输入频率fref的采样频率fq，并且在修正的频率-电压转换查找表中查找与该采样频率fq对应的电压Vq。如果在修正的频率-电压转换查找表中没有这样的与该采样频率fq对应的电压Vq，控制进入步骤214，在步骤214，按上面所述的同样的方式获得与采样频率fq对应的电压Vq。在步骤213，如果在修正的频率-电压转换查找表中存在对应的电压Vq，则读出电压Vq并且控制进入步骤215。

在步骤215，根据内部相互关系按照下面的方程(2)由电流指令频率fref和两组数据(fp,Vp)与(fq,Vq)计算出与指令频率fref对应的电压V。

V = \frac{V_{p} - V_{q}}{f_{p} - f_{q}} \cdot fref \frac{f_{p} V_{p} - f_{q} V_{q}}{f_{p} - f_{q}} - - - (2)

图19A示出了修正的频率-电压转换查找表的一个例子，在该例子中没有给出与频率f40对应的电压。当输入频率fref为f40时，执行图18的操作以使Vp为V51和Vq为V31。由于f40在f30和f50之间的中心，所以得到V=0.5(V31+V51)并将该结果存储在如图19B所示的表中。

显然，本发明将不限于应用于空调系统，而且可以应用于其它装置，这包括产生压缩空气的其它空气压缩机以及包含把指令频率f1和指令电压V1输入给变换器的电力机械和设备。

借助于这样描述的本发明，就能实现高精度、高效率的变换器控制，从而相对于即使仅提供一个电流探测器而不需要输入电机常数的用三相电机的操作环境而言，也能将功耗稳定地保持在最低需要的水平。上述的本发明的第二至第四实施例对于使用涡形压缩机的低脉动转矩的负载来讲特别有效。因此，可以得到具有平稳、无声、低振动、低噪声工作特性的高效空调系统。

用上述的本发明第五实施例，通过累积在修正的频率-电压转换查找表中寻优得到的最有效的频率电压特性，能实现简单、高精度的具有学习功能的变换器，从而在整个操作范围内逐渐地累积最佳频率-电压特性。

显然，可在许多方面改变这里描述的本发明。不能认为这样的变化违背本发明的精神和范围，并且所有的对本领域技术人员来说为显而易见的这样的修改都将被包括在下面权利要求书的范围内。

Claims

1．一种控制变换器(2)的变换器控制装置，所述变换器(2)根据接收的指令频率(f1)和指令电压(V1)给感应电机(1)提供所需频率的交流电源，所述变换器控制装置的特征在于，包括：

用于接收所述电机需要的转速(fref)的装置(8)；

电流探测装置(3:16,17)，它用于探测提供给所述电机的驱动电流；

鉴频装置(15)，它用于鉴别由所述电流探测装置探测的驱动电流的波动分量的频率，所述波动分量频率代表所述电机(1)的实际转速(f′)；

转差探测装置(7)，它通过获得所述实际转速(f′)和所述需要的转速(fref)之间的差来探测所述感应电机的转差量(fs)；

指令频率产生装置(8,10)，它通过将所述转差量(fs)与所述需要的转速(fref)相加来产生与所述指令频率(f1)相应的数据；和

指令电压产生装置(11)，它由监控所述驱动电流来产生所述指令电压(V1)并且将所述指令电压(V1)设定为当所述监控的驱动电流值为最小值时所获得的电压。

2．如权利要求1所述的变换器控制装置,其特征在于所述鉴频装置(15)包括多个带通滤波器(61,62,63)和一个幅度探测装置(71,72,73)。

3．如权利要求1所述的变换器控制装置，其特征在于所述鉴频装置(15)包括一个对所述波动分量进行滤波的滤波器(12)。

4．如权利要求3所述的变换器控制装置，其特征在于所述鉴频装置(15)包括一个其放大倍数与所加的电压成反比的放大器(13)。

5．如权利要求1所述的变换器控制装置，其特征在于所述鉴频装置(15)包括模/数转换器(14)，模/数转换器(14)对所述探测的驱动电流进行变换。

6．如权利要求1所述的变换器控制装置，其特征在于所述鉴频装置(15)包括：

一个滤波器(12)，它对所述波动分量进行滤波；

一个数字化装置(21)，用它将经过滤波的信号数字化；以及

一个探测装置(15′)，它探测从数字化装置输出的频率。

7．如权利要求1所述的变换器控制装置，其特征在于所述电流探测装置包括：

一个直流探测装置，它探测施加到所述变换器上的直流电流；以及

所述的鉴频装置(15)，它鉴别由所述直流电流探测装置所探测的直流电流的波动分量的频率。

8．如权利要求1所述的变换器控制装置，其特征在于由数字计算机构成所述鉴频装置(15)，转差探测装置(7)，指令频率产生装置(8,10)，和指令电压产生装置(11)。

9．如权利要求1所述的变换器控制装置，其特征在于所述指令电压产生装置(11)包括：

存储装置(9)，它存储标准频率-电压转换数据，标准频率-电压转换数据将与所述指令频率相应的所述数据转换成电压信号，调整所述电压信号以产生所述指令电压。

10．如权利要求9所述的变换器控制装置，其特征在于所述指令电压产生装置是在实时操作下来调节所述电压信号的基于计算机的处理器。