CN104218783A - 存储时间控制 - Google Patents

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Abstract

本发明描述了一种控制开关模式电源转换器(SMPC)的开关器件的断开时间延迟的方法。该SMPC具有：电感元件，该电感元件包括被耦合以从输入端接收功率的输入绕组；以及开关器件，用于当接通时传导输入绕组的电流。在实施例中，该方法包括：向开关器件施加接通信号和断开信号；施加至少一个断开信号，以发起开关器件的断开，并且检测来自电感元件的电感性耦合到输入绕组的另一绕组的感测信号，从而指示断开时间延迟或持续时间结束。该方法控制SMPC器件的后继切换周期的接通信号以调节断开延迟时间。

Description

存储时间控制
技术领域
本发明一般地涉及指示开关模式电源转换器(SMPC)的电源开关器件的接通时间的方法、以及用于控制SMPC的电源开关器件的接通时间的切换控制系统，更具体地，涉及SMPC。
背景技术
双极型晶体管(通常是双极结型晶体管(BJT)但也包括绝缘栅双极型晶体管(IGBT))已经在开关模式电源转换器(SMPC)中使用了很多年。具体地，BJT是具有低接通状态阻抗和高功率密度的相对便宜且耐用的器件。
在离线电源转换器中将低成本的双极结型晶体管(BJT)用作初级开关是期望的，这是因为它提供了高击穿电压和低接通状态电压。然而，BJT的电流控制属性带来了困难。以所需的高频率(50-100kHz)有效地切换BJT要求准确地管理进出基极端子的电荷。这对于现代低成本离线电源转换器特别值得关注：效率要求(有源条件和空载条件)以及消费者的电子应用所需的越来越小的形状因数对可以实现的转换器施加了严格的限制。
更具体地，晶体管的双极性可能导致高开关(接通和断开)损耗，这是因为在转换期间，在开关两端存在电压的同时相当大的电流可能流过开关。此外，BJT的最佳驱动并不总是很简单，这至少部分地由于器件中的电荷存储及其电流驱动要求的相对高功耗。BJT中的电荷存储可能延迟开关断开的时刻。这可以在BJT中(例如，在基极区中)本质地或固有地实现。
另一方面，开关MOSFET可能具有较低的开关损耗，从而允许基于MOSFET的SMPC以可接受的效率在较高的开关频率运行。较高的开关频率可以允许减小SMPC的电感元件中的一些的大小。此外，MOSFET的电压驱动属性提供了相对简单的有效驱动方案。至少由于这些原因，MOSFET已经在一些SMPC应用中替代了BJT，尽管MOSFET具有相对较高的成本。
已经尝试改善BJT驱动，以减小开关损耗并且最小化驱动电路的功耗。“比例基极驱动”方法使基极驱动电流与负载或集电极电流成正比。然而，在这些方案中需要对BJT增益进行保守估计，以确保针对所选规范中的所有操作条件以及所有BJT传送足够的基极驱动电流。这不可避免地针对大多数操作条件和BJT导致不必要的高功耗。不足的BJT基极驱动的结果可能很严重，这是因为开关可能在传导相当大电流的同时变得越来越有阻抗。可能出现重大的开关故障。
鉴于上述内容，晶体管控制和SMPC领域不断提出对改善的晶体管驱动方案的需要。例如，可以为了例如BJT驱动的效率并且优选地针对各种不同的BJT和/或为了可靠性、精度、成本、大小和/或复杂度等，来优化优选的驱动方案。
为了理解本发明，参考下面的公开：
-Licentia的US4318011；
-Philips的US6348819；
-Siemens的US5017802；
-Philips的US6377087；
-Gould公司的WO83/00590；
-STMicroelectronics的US7218164；
-US11/445,473、US12/405,618和US12/752,611、国际申请PCT/GB2008/050300(WO2008/132508和WO2008/132509)以及Cambridge Semiconductor公司于2013年2月20日提交的未公开临时申请US61/767,023。
发明内容
因此，本发明提供了控制开关模式电源转换器(SMPC)的开关器件的断开时间延迟的方法，所述SMPC包括：电感元件，包括被耦合以从所述SMPC的输入端接收功率的输入绕组；以及开关器件，被配置为当接通时传导所述输入绕组的电流；所述方法包括：施加至少一个接通信号以引起所述开关器件的传导；施加至少一个断开信号，以发起所述开关器件的断开，所述断开具有包括所述开关器件的断开时间延迟的持续时间；检测来自所述电感元件的另一绕组的感测信号，从而指示所述断开时间延迟的结束，其中，所述另一绕组电感性耦合到所述输入绕组；以及控制用于所述开关器件的后继传导的接通信号，以调节后继断开延迟时间。
在一些实施例中，检测包括：向峰值检测器输入感测信号。所述方法一般地包括控制被传送以控制所述开关器件接通的电荷量，具体地，通过以下方式：基于将所述断开延迟时间与目标时间值进行比较来控制电压源或电流源，从而控制所述断开时间延迟向所述目标时间靠近。在实施例中，通过控制1)阻抗或者2)与电压源或电流源并联的阻抗来控制电荷量。
广义上讲，向控制端子传送较大电荷减小了开关器件在接通状态下两端的电压(如果传送的电荷太小，则可能由于消耗过多的功率而损坏器件)。然而，当器件断开时，能量随着器件两端的电压增加而损耗，并且要提取的电荷越多，浪费的功率越大。因此，该方法的实施例选择(固定)目标时间来平衡为了开关器件的传导端子两端的低接通状态压降而增加的输入电荷量和在断开期间的功耗。原则上，目标时间可以随着输入电源电压的变化而变化——如果该电压较低，则功耗对开关器件接通时开关器件两端的电压更敏感；如果电源电压较高，则功耗对开关器件接通时开关器件两端的电压不太敏感，但是在断开期间能耗可能增加。因此，目标时间可以根据电源电压而改变(例如，通过定义查找表中的值)，以优化总效率(低功耗)。这可以被概括为响应于其他操作条件(例如，SMPC的传输功率或操作(切换)频率、所述开关器件的接通时间和/或所述SMPC或所述开关器件的温度)来改变目标时间。可选地，可以提供目标时间的极限(具体地，上限)以减小过长的目标时间干扰所述SMPC的较高电平的功率传输控制回路(在一些实施例中，其控制总接通时间)的风险或者太短的目标时间可能导致提早断开(这引起高功耗并且导致损坏开关器件的风险)的风险。
本发明还提供了一种检测开关模式电源转换器(SMPC)的开关器件的断开的方法，所述SMPC具有输入电路，所述输入电路包括：电感元件，所述电感元件包括被耦合以从所述SMPC的输入电源接收功率的输入绕组；以及开关器件，被配置为当接通时传导所述绕组的电流；所述方法包括：感测所述输入电路或耦合到所述输入电路的绕组的电压，所述电压与所述开关器件的传导端子两端的电压相关；根据所感测的电压导出感测信号和感测基准；对所述感测信号和所述感测基准进行比较；以及响应于所述比较，指示所述开关器件的断开。
优选地，比较是使用偏移和/或缩放因子的比较；所述比较可以是直接比较，或者可以例如通过将所述感测信号与所述感测基准之间的差值与阈值进行比较，来执行所述比较。一般地，比较检测感测信号和感测基准的相交，更具体地，检测偏移相交。感测基准可以是感测信号的延迟偏移版本(反之亦然)，或者信号的低通版本。信号的处理可以在感测信号路径和/或基准路径中进行。例如，可以在信号路径中使用高通滤波器，或者可以在基准路径中使用固定或自适应阈值。备选地，感测基准可以是感测信号的峰值检测版本或衰减峰值检测版本。
在上述方法中，开关器件可以是双极结型晶体管(BJT)或绝缘栅双极型晶体管(IGBT)。IGBT可以被认为是PNP发射极跟随器与MOSFET的结合，因此集电极-发射极电压(Vce)是MOSFET的基极电流(Ib)和沟道阻抗的函数。接通MOSFET更强烈地导致增加的Ib和减小的Vce、但是更长的断开延迟和增加的断开能耗，因此，技术人员应清楚，所描述的技术的实施例可应用于IGBT以及BJT。因此，传导端子可以包括开关器件的集电极和发射极端子，并且控制端子可以包括基极端子或栅极端子。
本文所描述的方法和系统的实施例也可以通过检测开关器件的断开在断开信号之前开始来检测提早断开(去饱和保护)。然后，可以(使用断开信号)迫使器件断开和/或可以在后继切换周期中增加接通信号的幅度。此外或备选地，SMPC可以改变为保护操作模式，例如，减小功率模式或禁用。
本发明还提供了被配置为执行上述方法的相应控制系统和SMPC。
因此，在另一方面，本发明提供了一种用于控制开关模式电源转换器(SMPC)的开关器件的断开时间延迟的切换控制系统，所述SMPC包括：电感元件，具有被耦合以从所述SMPC的输入端接收功率的输入绕组；以及所述电源开关器件，被配置为当接通时传导所述输入绕组的电流，所述切换控制系统包括：至少一个输出端，用于提供至少一个接通信号以引起所述开关器件的传导，并且提供至少一个断开信号，以发起所述开关器件的断开，所述断开具有包括所述开关器件的断开时间延迟的持续时间；检测电路，用于检测来自所述电感组件的另一绕组的感测信号，从而指示所述断开时间延迟的结束，其中，所述另一绕组电感性耦合到所述输入绕组；以及控制电路，用于控制用于所述开关器件的后继传导的接通信号，以调节后继断开延迟时间。
在有关方面，本发明提供了一种用于检测开关模式电源转换器(SMPC)的开关器件的断开的切换控制系统，所述SMPC包括：电感元件，所述电感元件包括被耦合以从所述SMPC的输入电源接收功率的输入绕组；以及开关器件，被配置为当接通时传导所述绕组的电流；所述切换控制系统包括：输入端，用于接收感测信号，所述感测信号感测所述输入电路或耦合到所述输入电路的绕组的电压，所述电压与根据所述开关器件的传导端子两端的电压相关；检测电路，用于根据所感测的电压导出感测信号和感测基准，并且对所述感测信号和所述感测基准进行比较；以及至少一个输出端，被耦合到所述检测电路，以用于响应于所述比较来指示所述开关器件的断开。
技术人员应清楚，上述系统可以用电路和/或信号处理器上的软件来实现。电路可以是模拟的或数字的或者二者兼有；电路可以部分地或完全地用集成电路来实现(但是，在实施例中，开关器件是独立的)。系统或系统的电路可以用载体上的软件(例如，用硬件描述语言定义)的形式来提供。
根据本发明的另一方面，提供了一种指示开关模式电源转换器(SMPC)的电源开关器件的接通时间的方法，所述接通时间至少包括电源开关器件的断开延迟时间，所述SMPC包括：电感元件，包括被耦合以从所述SMPC的输入端接收功率的输入绕组；以及电源开关器件，被配置为当接通时传导所述绕组的电流；所述方法包括：施加至少一个断开信号以发起所述电源开关器件的断开，所述断开具有包括所述电源开关器件的断开时间延迟的持续时间；检测来自所述电感元件的另一绕组的感测信号的衰减(decay)，从而指示所述断开时间延迟的结束，其中，所述另一绕组电感性耦合到所述输入绕组；以及基于所述接通时间的开始时间指示和所述断开时间延迟的所述结束的所述指示来指示所述电源开关器件的所述接通时间。
因此，实施例可以通过允许接通时间的改变来允许更功率有效地使用诸如BJT等的电源开关器件，所述接通时间包括要监测的并且优选地用于对器件进行后继控制的可变断开延迟时间。这可以在无需直接监测开关器件的情况下实现，而是通过电感性耦合以监测绕组从而推断开关器件的状态来实现。例如，这可以有效地提供对BJT集电极端子电压的间接测量。
这种实施例可以有利地适用于低成本SMPC，这是因为通常无需对存在的高电压进行直接测量。更具体地，这可以意味着可以减小或避免直接测量输入绕组两端的高电压所需的高电压部件的成本、空间、额外感测输入和/或功耗。因此，使用另一绕组(与输入绕组相比，这通常是低压耦合绕组)可以带来以最小额外成本进行断开延迟时间调节的优点。
接通时间的指示可以用于控制后继接通时间，例如，断开时间延迟。一般来说，较短的断开延迟时间可以通过减小断开期间的基极电流需求和/或消耗能量的浪费来减小功耗。此外，用于最小化断开时间的控制可以减小BJT中的开关损耗。此外，如果断开延迟时间太短，则可能增加BJT中的传导损耗。这些损耗可能与特定的转换器和负载有关。因此，实施例有利地最小化功耗和/或最大化功率效率，优选地使用可变负载。
此外或备选地，这种对接通时间的指示可以允许快速地检测故障条件，例如，引起BJT深度饱和或者提早去饱和的故障条件。
可以例如通过输出断开信号以控制开关将电源开关器件的控制端子耦合到诸如地等的基准电压来实现断开的发起。此外或备选地，可以使用该断开信号和/或其他断开信号来关断控制端子的信号源和/或解耦合信号源和控制端子。此外，可以通过额外的开关(例如，晶体管)将开关器件的传导端子之一(优选地，发射极)与基准电压解耦合，以使电源开关器件更快速地断开，或者避免诸如开关器件的击穿等不期望的效果。
在断开开关期间，感测信号通常向基准电压(例如，gnd/0V)衰减，而不论衰减是从正值还是负值开始，即，具有正还是负改变速率。优选地，感测信号是例如使用辅助初级侧绕组监测的电压，其中，电感元件具有初级侧和次级侧或者感测绕组。可以将该信号与阈值进行比较，和/或可以监测该信号以了解快速改变(例如，上升)，从而指示断开延迟时间的结束。
还可以提供一种方法，其中，衰减检测包括向峰值检测器输入感测信号以检测所述衰减。所述检测器可以包括例如线性峰值检测器、非线性峰值检测器或泄露峰值检测器。
还可以提供一种方法，所述方法包括：生成近似感测信号的衰减部分的衰减信号，将电流传导到另一绕组，从而增加所述衰减信号的衰减速率，以及将所述衰减信号与所述感测信号的所述衰减部分进行比较，以指示所述断开时间延迟的结束。可以通过非线性峰值检测器来提供这种布置。
还可以提供一种方法，包括：至少检测所述衰减信号和感测信号的多个相交中的最后一个相交，所述多个相交发生在所述电源开关器件的切换周期期间，所述最后一个相交在所述感测信号向基准信号的最终衰减部分之前(在至少达到所述最后一个相交点之前，所述感测信号通常已经在一定程度上衰减)，从而指示所述断开时间延迟的结束。所述最有一个相交可以在所述感测信号与某一其他预定的基准相交之前发生，或者在从所述断开信号开始起的预定时间内发生。在实施例中，所述相交中的最后一个相交的定时或所述相交的平均定时可以用于指示断开何时结束。
还可以提供一种方法，其中，所述衰减检测包括当所述电源开关器件接通时，对所述感测信号的值进行采样，并且检测所述感测信号何时与所采样的值偏离了阈值，从而检测所述断开时间延迟的结束。
在一个实施例中，衰减检测包括检测所述感测信号的衰减部分何时与阈值相交。
还可以提供一种方法，其中，断开时间延迟处于所述SMPC的第一切换周期期间，所述方法包括：基于所提供的指示来控制被传送以在所述SMPC的第二切换周期期间控制所述开关器件接通(例如，接通开关器件并且在第二切换周期的一部分期间使所述开关器件维持接通)的电荷量，从而基于所指示的断开时间延迟来控制所述开关器件的另一断开时间延迟，所述另一断开时间延迟处于所述第二切换周期期间。这种实施例可以用于确保有利地潜在针对各种不同类型的开关器件，开关器件操作在改变负载条件和/或条件变化时是最佳的和/或最有效的。
优选地，电荷量是在切换周期期间向电源开关器件的控制端子(例如，基极、栅极)传送的总电荷。传送电荷量可以包括根据电源开关器件的类型(例如，npn或pnp)电流流入或流出控制端子。可以例如通过共发共基(cascode)布置的发射极切换晶体管的基极的可控偏置信号或共发射极配置的双极型晶体管的基极控制信号提供这种电流。在共发共基布置中，优选地，当相应的共发射极晶体管接通时，电荷量可以是由发射极切换晶体管的控制端子的偏置信号传送的电荷量。在开关器件是IGBT的情况下，可以通过可变电压源来提供电荷的变化，电荷变化引起IGBT内的沟道的可变传导以改变传导端子两端的接通状态电压以及在断开期间的能耗。
还可以提供一种方法，其中，基于将指示的接通时间与目标时间值的指示进行比较来对电荷量进行控制，从而控制另一断开时间延迟向目标时间值靠近。这种目标时间值可以被设置为(优选地使用可变负载)使由于双极型晶体管中的传导损耗和断开损耗引起的总功耗最小化的值。这种值的设置可以有利地适用于例如根据SMPC的输入电压、输出功率、其他条件和细节(例如，开关器件的类型)来控制目标。目标时间值可以处于100纳秒至300纳秒的范围内。
还可以提供一种方法，包括：向电源开关器件的控制端子提供器件控制信号，以驱动(例如，偏置)所述开关器件接通，其中，所述断开信号控制所述器件控制信号源的源(例如，基极电流Ib的源)关断。
还可以提供一种方法，其中，所述断开信号控制开关(例如，切断所述开关/断开所述开关)以将所述电源开关器件的控制端子与器件控制信号源(例如，Ib电流源)解耦合，所述器件控制信号源用于提供器件控制信号以驱动所述电源开关器件接通。
在一个实施例中，所述断开信号控制开关(例如，闭合所述开关/接通所述开关)以将所述电源开关器件的控制端子耦合到基准电压(例如，地)从而断开所述开关器件。有利地，所述耦合到所述基准电压在所述电源开关器件的电荷存储时间期间给所述控制端子放电；所述断开延迟时间至少包括所述电荷存储时间。
还可以提供一种方法，其中，所述施加至少一个断开信号以发起所述开关器件的断开包括：将一个传导端子与基准电压解耦合，优选地，所述传导端子是所述开关器件的发射极。
还可以提供一种方法，其中，所述施加至少一个断开信号以发起所述开关器件的断开包括：禁止向所述电源开关器件的所述控制端子输入器件控制信号；以及在禁止所述输入的同时，将所述控制端子耦合到基准电压(例如，地)以通过对所述控制端子进行放电来断开所述电源开关器件。
还可以提供一种方法，包括使用以下步骤(例如，在上面关于控制电荷量提到的第一或第二切换周期中)接通电源开关器件：向所述电源开关器件的控制端子输入具有第一幅度的器件控制信号(例如，基极电流)，所述器件控制信号用于接通所述电源开关器件；以及将所述器件控制信号减小至较低的第二幅度，使得经减小的器件控制信号使所述电源开关器件维持接通。优选地，所述较高的第一幅度使所述器件快速地接通。优选地，所述较低的第二幅度至少足以维持所述器件的传导端子(例如，集电极和发射极，或漏极和源极)之间的传导。
有利地，具有较高的第一幅度的实施例可以提供所述电源开关器件的快速接通；这种快速接通在转换器拓扑(例如，正向转换器或连续传导型反激或升压转换器)中可能是有用的，其中，该转换器拓扑的特征在于，在开关接通早期出现高开关电流。
此外，可以提供一种方法，其中，所述控制所述电荷量包括：控制所述器件控制信号在所述器件控制信号与所述第一(或第二)幅度相对应的部分期间的持续时间或幅度，所述控制是根据所述功率(例如，基于包括所述电源开关器件的SMPC的输入端或输出端上的I/V)进行的。
还可以提供一种方法，其中，所述电源开关器件是第一晶体管，所述SMPC还包括第二晶体管，所述第一晶体管串联耦合在所述第二晶体管与所述输入绕组之间，其中，所述施加至少一个断开信号包括以下步骤：断开所述第二晶体管，并且将所述第一晶体管的控制端子耦合到基准电压，从而断开所述第一功率晶体管，优选地通过在断开延迟时间期间对所述控制端子进行放电。
所述方法优选地涉及共发共基电路，所述共发共基电路具有发射极切换的第一晶体管，并且所述控制端子是所述第一晶体管的基极或栅极端子，所述第二晶体管被耦合以切换所述第一晶体管的发射极端子。使用共发共基布置可以允许快速开关、耐高压(因此可靠性)和/或较低的空载功耗。此外，在一个实施例中，这种布置和本文所述的其他布置可以允许用于对一个或多个开关器件的控制进行供电的辅助再充电技术。
为了提供上述辅助再充电技术，还可以提供一种方法，包括：使来自所述输入绕组的电流流过所述第一晶体管；以及在控制所述第二功率晶体管断开(例如，使得所述第一晶体管的发射极与所述输入电压解耦合)的同时，经由传导路径将所述电流转向电荷存储器；以及从所述电荷存储器提供功率，从而对所述SMPC的至少一个开关器件(例如，上述第一和/或第二晶体管，优选地，和/或一个或多个控制开关)的切换控制进行供电。
还提供了一种方法，其中，开关器件包括双极型晶体管，例如，双极结型晶体管(BJT)或绝缘栅双极型晶体管(IGBT)。然而，该方法同样可以应用于栅极或源极切换配置的场效应晶体管(FET)，例如，MOSFET。
在实施例中，(电源)开关器件能够以例如范围20V或100V以上的电压并且通常以范围10mA以上(通常，高于0.1A)的电流操作，并且能够处理从几毫瓦至1瓦特或更大的功率。
实施例是一种调节开关模式电源转换器(SMPC)的功率传输的方法，所述方法包括：控制所述电源转换器的电源开关器件的接通时间，所述接通时间至少包括所述电源开关器件的断开延迟时间，所述控制包括：使用第一方面的方法来检测第一断开时间延迟的结束，并且基于所述检测到的结束来控制所述电源开关器件的另一断开时间延迟，其中，所述控制所述另一断开时间延迟被执行，从而控制所述接通时间以调节所述功率传输。所述功率传输调节优选地包括对所述电源开关器件的控制端子的控制/偏置信号进行脉冲宽度调制(PWM)，从而控制所述SMPC的功率传输。
根据本发明的另一方面，提供了一种指示开关模式电源转换器(SMPC)的电源开关器件的接通时间的方法，所述接通时间至少包括所述电源开关器件的断开延迟时间，所述SMPC包括：电感元件，具有被耦合以从所述SMPC的输入端接收功率的绕组；以及电源开关器件，被配置为当所述电源开关器件接通时传导来自所述绕组的电流；所述方法包括：施加至少一个断开信号以在所述SMPC的切换周期期间发起所述电源开关器件的断开，所述断开的持续时间包括断开时间延迟；从感测信号源获得感测信号，所述感测信号根据所述电源开关器件的切换而改变；以及向检测电路输入所述感测信号，以基于所述感测信号生成近似所述感测信号的衰减部分并且具有与所述感测信号的衰减速率不同的衰减速率的衰减信号，使得所述衰减信号与所述感测信号的衰减部分相交；检测所述感测信号的所述衰减部分何时与所述衰减信号相交，从而指示所述断开时间延迟的结束；以及基于所述接通时间的起始时间指示和所述断开时间延迟的所述结束的所述指示来指示所述电源开关器件的所述接通时间。
在一个实施例中，峰值检测可以通过允许监测接通时间(包括可变断开延迟时间)的改变且优选地用于对器件的后继控制，来允许功率有效地使用诸如BJT等的电源开关器件，和/或可以允许快速故障检测。此外，在一个实施例中，可以通过重用例如用于感测输出电压的峰值检测电路来最小化电路。因此，可以获得成本和/或空间效率。
对于前面的方面，类似的优点和/或可选的特征可以适用。例如，断开时间延迟可以如前定义，并且绕组可以是具有初级侧和次级侧的电感元件(例如，变压器)的初级绕组。类似地，切换周期通常以任意顺序包括电源开关器件的接通阶段和断开阶段。此外，感测信号源可以包括电感元件的感测绕组或辅助绕组。感测信号根据切换的变化优选地伴随电源开关器件的端子(例如，基极或集电极)的实质上同时的和/或实质上后续的电流或电压的变化。优选地，衰减信号的不同衰减速率比近似的衰减部分的衰减速率慢。
还可以提供一种方法，包括：检测在所述感测信号衰减至基准值之前所述衰减信号和所述感测信号的多个相交中的最后一个相交，从而指示所述断开时间延迟的结束。
技术人员应清楚，存在可以向负载传输功率的多种方式。例如，在一些实施例中，电感元件被布置为经由所述电感元件的额外绕组向负载提供功率；在其他实施例中，可以直接从输入绕组提供功率。在实施例中，辅助绕组或感测绕组流电地连接到所述输入绕组。如果提及所述电感元件的初级侧是合适的，则在优选的实施例中，先前所述的控制方案是在SMPC的初级侧上执行的。
在实施例中，所述方法还包括：从所述电源开关器件的传导端子(例如，集电极、发射极、源极或漏极)导出感测信号，所述电流经由所述传导端子在所述绕组与所述电源开关器件之间流动。所述导出所述感测信号可以允许监测BJT(所述电源开关器件)的集电极或发射极电压，例如以监测集电极电压何时下降了预定量(例如，约30V)。
所述方法还可以包括：从所述电源开关器件的控制端子导出感测信号。所述导出可以允许所述系统监测所述器件的基极(或栅极)电流或电压，以例如监测基极电流何时实质上变为零或者减小了预定量。
还可以提供方法的一个实施例，其中，断开时间延迟处于所述SMPC的第一切换周期期间，所述方法包括：基于所提供的指示来控制被传送以在所述SMPC的第二切换周期期间控制所述电源开关器件接通的电荷量，从而基于所指示的断开时间延迟来控制所述电源开关器件的另一断开时间延迟，所述另一断开时间延迟处于所述第二切换周期期间。例如关于电荷量的额外特征可以如前所述。
根据本发明的另一方面，提供了一种用于控制开关模式电源转换器(SMPC)的开关器件的接通时间的切换控制系统，所述接通时间至少包括所述电源开关器件的断开延迟时间，所述SMPC包括：电感元件，具有被耦合以从所述SMPC的输入端接收功率的输入绕组；以及所述开关器件，被配置为当接通时传导所述输入绕组的电流，所述切换控制系统包括：至少一个输出端，用于提供至少一个断开信号以发起所述电源开关器件的断开，所述断开具有包括所述断开时间延迟的持续时间；以及输入端，用于从所述电感元件的另一绕组接收感测信号，所述另一绕组电感性耦合到所述输入绕组；检测器电路，被配置为检测所述感测信号的衰减，从而指示所述断开时间延迟的结束；以及输出端，被配置为基于所述接通时间的开始时间指示和所述断开时间延迟的所述指示的结束来指示所述接通时间。
在所述系统的实施例中，检测器电路包括：电路，耦合到所述输入端以生成近似所述感测信号的衰减部分的衰减信号，使得所述衰减信号的衰减比所述感测信号的衰减慢，以使得所述感测信号与所述衰减信号相交。然后，比较器可以将所述衰减信号与所述感测信号进行比较，以识别所述感测信号的所述衰减部分何时与所述衰减信号相交，从而指示所述断开时间延迟的结束。所述系统的实施例可以被配置为通过识别在所述感测信号衰减至基准电压之前的最后一个所述相交来检测所述断开时间延迟的结束。
在所述系统的实施例中，所述检测器电路包括：比较器，被布置为检测所述感测信号的衰减部分何时与阈值相交，从而检测所述断开时间延迟的结束。
所述系统的实施例包括：可控信号源，用于向所述电源开关器件的控制端子提供控制信号。然后，所述系统可以被配置为向所述可控信号源输出所述断开信号，以关断所述信号源。
此外或备选地，所述系统可以包括：控制开关，被配置为解耦合开关，并且所述系统可以被配置为向所述解耦合开关输出所述断开信号，以将所述电源开关器件的控制端子与所述可控信号源(例如，基极电流源Ib)解耦合。
还可以提供一种系统，包括：控制开关，被配置为耦合开关，所述系统被配置为向所述耦合开关输出所述断开信号，以将所述电源开关器件的控制端子耦合到基准电压(例如，地)。
在所述系统的实施例中，所述电源开关器件可以是双极结型晶体管(BJT)(例如，共发共基配置，具有作为第一晶体管的电源开关器件，该第一晶体管由第二晶体管进行发射极切换)或绝缘栅双极型晶体管(IGBT)，或者可以是诸如MOSEFT等的FET。
包括切换控制系统的SMPC可以包括充电电路，所述充电电路用于给切换控制器供电，所述SMPC包括：切换电路，包括第一晶体管和第二晶体管，其中，所述电源开关器件是所述第一晶体管，并且串联耦合在所述输入绕组与所述第二晶体管之间，并且用于接收从所述输入绕组导出的绕组电流。切换控制器至少控制所述第二晶体管的切换；电荷存储器向所述切换控制器供电；并且电流转向电路将所述绕组电流从所述第一晶体管传导至所述电荷存储器。所述第二晶体管被布置为可控地将基准电压与所述第一晶体管解耦合，以允许所述绕组电流经由所述电流转向电路流至所述电荷存储器。
所述SMPC可以是例如正向转换器、反激转换器、降压转换器、升压转换器或者降压-升压转换器。
根据本发明的有关方面，提供了一种用于控制开关模式电源转换器(SMPC)的电源开关器件的接通时间的切换控制系统，所述接通时间至少包括所述电源开关器件的断开延迟时间，所述SMPC包括：电感元件，具有被耦合以从所述SMPC的输入端接收功率的绕组；以及电源开关器件，被配置为当所述电源开关器件接通时传导来自所述绕组的电流；所述切换控制系统包括：至少一个输出端，用于提供至少一个断开信号以在所述SMPC的切换周期期间发起所述电源开关器件的断开，所述断开的持续时间包括断开时间延迟；输入端，用于从感测信号源接收感测信号，所述感测信号源用于根据所述电源开关器件的切换来改变所述感测信号；以及检测电路，用于基于所述感测信号生成近似所述感测信号的衰减部分并且具有与所述感测信号的衰减速率不同的衰减速率的衰减信号，使得所述衰减信号与所述感测信号的所述衰减部分相交，所述检测电路用于检测所述感测信号的所述衰减部分何时与所述衰减信号相交，从而指示所述断开时间延迟的结束；以及输出端，用于基于起始时间指示和所述断开时间延迟的所述结束的所述指示来提供所述电源开关器件的接通时间的指示。
根据本发明的另一有关方面，提供了一种用于指示开关模式电源转换器(SMPC)的电源开关器件的接通时间的系统，所述接通时间至少包括所述电源开关器件的断开延迟时间，所述SMPC包括：电感元件，具有被耦合以从所述SMPC的输入端接收功率的输入绕组；以及电源开关器件，被配置为当接通时传导所述输入绕组的电流；所述系统包括：用于施加至少一个断开信号以发起所述电源开关器件的断开的装置；所述断开具有包括所述电源开关器件的断开时间延迟的持续时间；用于检测来自所述电感元件的初级侧上的另一绕组的感测信号的衰减，从而指示所述断开时间延迟的结束的装置，其中，所述另一绕组电感性耦合到所述输入绕组；以及用于基于起始时间指示和所述断开时间延迟的所述结束的所述指示来指示所述电源开关器件的所述接通时间的装置。
根据本发明的另一有关方面，提供了一种用于指示开关模式电源转换器(SMPC)的电源开关器件的接通时间的系统，所述接通时间至少包括所述电源开关器件的断开延迟时间，所述SMPC包括：电感元件，具有被耦合以从所述SMPC的输入端接收功率的绕组；以及电源开关器件，被配置为当所述电源开关器件接通时传导来自所述绕组的电流；所述系统包括：用于施加至少一个断开信号以在所述SMPC的切换周期期间发起所述电源开关器件的断开的装置，所述断开的持续时间包括断开时间延迟；用于从感测信号源获得感测信号的装置，所述感测信号根据所述电源开关器件的切换而改变；以及用于向检测电路输入所述感测信号，以基于所述感测信号生成近似所述感测信号的衰减部分并且具有与所述感测信号的衰减速率不同的衰减速率的衰减信号，使得所述衰减信号与所述感测信号的衰减部分相交的装置；用于检测所述感测信号的所述衰减部分何时与所述衰减信号相交，从而指示所述断开时间延迟的结束的装置；以及用于基于起始时间指示和所述断开时间延迟的所述结束的所述指示来指示所述电源开关器件的所述接通时间的装置。
本发明还提供了用于例如在嵌入式处理器上实现上述系统和控制过程的特征以例如用于基于检测输入和/或控制元件测量精确的断开时间延迟的处理器控制代码。代码可以提供在载体(例如，盘、CD或DVD-ROM、可编程存储器(例如，只读存储器(固件))或者诸如光或电信号载体等的数据载体上。用于执行本发明的实施例的代码(和/或数据)可以包括诸如C等的传统编程语言(经解释或编译)的源、对象或可执行代码、汇编代码、用于建立或控制ASIC(专用集成电路)或FPGA(现场可编程门阵列)的代码或者用于诸如Verilog(商标)或VHDL(超高速集成电路硬件描述语言)等的硬件描述语言的代码。技术人员应清楚，这些代码和/或数据可以分布在相互通信的多个耦合元件之间。
附图说明
为了更好地理解本发明并且说明可以如何实施本发明，现在将参照附图作为示例，在附图中：
图1是第一实施例的示意性图示；
图2示出了第一实施例的示例性波形；
图3是VFB信号改变检测器实施例的示意性图示；
图4示出了VFB信号改变检测器实施例的示例性波形；
图5示出了“拐点”VFB信号改变检测器实施例的示例性波形；
图6是S/H VFB信号改变检测器实施例的示意图；
图7示出了S/H VFB信号改变检测器实施例的示例性波形；
图8示出了备选的示例性波形；
图9是备选实施例的示意性图示；
图10示出了说明BJT基极和发射极切换方案的示例性波形；
图11是包括IGBT的备选实施例的示意性图示；
图12a示出了实施例的方法步骤；图12b示出了用于存储用于执行图12a的方法的至少一部分的计算机指令的盘；
图13a示出了实施例的方法步骤；图13b示出了用于存储用于执行图13a的方法的至少一部分的计算机指令的盘；
图14a-d分别示出了相对简单的峰值保持检测器、泄露峰值检测器、非线性峰值检测器以及这些类型的峰值检测器的波形；
图15示出了作为升压转换器的备选实施例；
图16a示出了作为利用半桥式驱动的正向转换器的备选实施例；
图16b示出了利用半桥式驱动的正向转换器的示例性波形；
图17示出了与SMPC中的开关晶体管的断开条件有关的简化切换电路；
图18示出了SMPC中的双极型开关晶体管的示例性波形；
图19示出了SMPC中的双极型开关晶体管的间接感测的示例性波形；
图20a示出了用于使用信号采样功能进行断开检测的感测鉴别器以及相关联的波形；
图20b示出了用于使用信号延迟功能进行断开检测的感测鉴别器以及相关联的波形；
图20c示出了用于使用低通滤波器进行断开检测的感测鉴别器以及相关联的波形；
图20d示出了用于使用高通滤波器进行断开检测的感测鉴别器以及相关联的波形；
图20e示出了用于使用可重置峰值检测器功能进行断开检测的感测鉴别器以及相关联的波形；
图20f示出了用于使用衰减峰值检测器功能进行断开检测的感测鉴别器以及相关联的波形；
图21a示出了具有线性衰减的衰减峰值检测器的实施例；以及
图21b示出了具有指数衰减的衰减峰值检测器的实施例。
具体实施方式
实施例提供了对低成本SMPC的双极型晶体管驱动的多种改进。例如，可以通过调节各种不同的晶体管的断开延迟时间(通常包括电荷存储时间)来最佳地驱动这些晶体管。在一个实施例中，这是使用可靠的低成本方法来执行的，该方法针对初级侧感测反激(flyback)转换器需要最少(优选地，不需要)额外部件。
图1示出了一个实施例，图2中示出了示例性波形。离线开关模式电源转换器可以具有任意类型，例如，反激转换器、升压转换器或正向转换器，并且在这里被示出为单端反激设计。图1中所示的电感元件Lx是耦合电感器，该耦合电感器具有绕组W1(输入、初级绕组)、W3(输出、次级绕组)和另一绕组W2(优选地，例如辅助绕组或感测绕组形式的感测信号源)。然而，可以根据转换器类型以及应用的属性而采用备选的电感元件Lx。例如，正向转换器可以采用变压器，升压转换器可以采用电感器。输入电压VIN可以是DC电压或整流AC电压，例如，整流电网电力。
初级开关QSW是按基极切换配置进行连接的双极型晶体管(例如，双极结型晶体管(BJT))形式的电源开关器件。用虚线示出了BJT QSW的基极端子与发射极端子之间的电容CBE。电容CBE表示BJT中的固有电荷存储以及在这些端子之间提供的任何额外电容的总和。BJTQSW的基极端子连接到控制电路，在图1中，该控制电路具有集成电路IC的形式。开关QBA(其可以称作解耦合开关)和QBG(其可以称作耦合开关)以及电流源IB(优选地，其可以被认为是针对电源开关器件的基极或栅极的器件控制信号的源，优选为可控源)中的任意一个可以集成到IC中或者可以是分立元件。开关QBA和QBG以及电流源IB中的任意一个可以由来自电路(包括电路(“Ccts”))的断开信号来控制，所述电路中的一些或全部可以集成到IC控制器中。经由开关QBA和IC端子BD将基极电流从电流源IB提供到BJT QSW。开关QBG可以帮助断开BJT QSW——优选地，开关QBG可控制以将控制(基极或栅极)端子耦合到诸如Gnd等的基准电压。通常，断开发生在t4至t5的时段，该时段可以具有来自控制端子(例如，电源开关器件的基极或栅极)的反向电流，如图2中针对IBD所示。在优选的实施例中，开关QBG被耦合在BJT的基极端子与负基准电压之间。这提供了较大的电位差以增加从BJT基极端子移除电荷的速率。然而，在很多SMPC中，负基准电压不便得到。取而代之地，如图1中所示，开关QBG可以耦合在BJT的基极端子与基准低压(例如，地电压(Gnd))之间。通过对开关QBA和QBG以及电流源IB进行适当的控制，BJT QSW可以被控制以将通过输入绕组W1来自VIN的功率切换到基准电压(图1中示出为Gnd)。
优选地，可以经由整流器DAUX和IC端子Aux将偏置功率从次级绕组W2提供到图1中的IC。
在图1中，在反馈IC端子FB处检测来自低压次级绕组W2的未经整流的信号(注意，FB可以是切换控制系统中的输入端或切换控制系统的输入端，其中，该切换控制系统包括优选为IC形式的Ccts；该系统还可以包括Ccts内部或外部的输出端，输出线用于指示接通时间)。备选地，诸如感测绕组(未示出)等的其他低压初级侧绕组可以替代辅助绕组W2使用。诸如电阻管和/或电阻分压器等的其他元件可以连接在W2与FB端子之间，以确保FB端子处的信号的电压和电流幅度是适合的。可以由IC内的任何适当电路来处理FB信号，以例如反转负向信号的极性，和/或调整FB端子的输入阻抗，和/或进一步调整FB信号的幅度。
图1中的IC的FB端子处的信号可以用于感测耦合电感器Lx的输出绕组W3两端的电压，例如，如US11/445,473、US12/405,618和US12/752,611中所述，其全部内容通过引用的方式并入本文。在输出绕组W3正在传导电流并且初级开关QSW断开的同时执行这种感测，也称作“初级侧感测”。然而，FB端子处的信号也可以用于间接地感测与QSW相连的高压输入绕组W1两端的电压。这可以有利地避免直接测量输入绕组两端的高压所需的高压部件的成本、空间、额外感测输入和/或功耗。实施例采用该间接测量技术来在开关QSW断开时检测QSW集电极电压的上升。
在图2的波形中提供了该实施例的操作的图示，并且该图示涉及图1的示意性图示的特征。图2的器件的接通时间可以由例如t1-t5或t4-t5来表示。
切换周期通常包括电源开关器件的接通时段和紧邻之前和之后的断开时段。例如，第一切换周期可以被认为例如从t1延伸贯穿t4和t5，并且贯穿以第二切换周期的下一个t1(未示出)为结束的时段。备选地，第一切换周期可以被认为例如从t5延伸贯穿下一个t1和t4(均未示出)，并且贯穿以第二切换周期的下一个t5(未示出)为结束的时段。更一般地，切换周期的开始和结束可以被认为是连续两个施加断开信号时的时刻或者连续两个施加接通信号以接通电源开关器件时的时刻。备选地，切换周期的开始和结束可以被认为是连续两个控制端子电流(例如，IBD)、传导端子(例如，集电极、发射极、源极或漏极端子)电流或绕组电流(例如，IW1)之一的流动或感测信号(例如，VFB)的相应改变开始时的时刻。备选地，切换周期的开始和结束可以被认为是连续两个控制端子电流(例如，IBD)、传导端子(例如，集电极、发射极、源极或漏极端子)电流或绕组电流(例如，IW1)之一的流动或感测信号(例如，VFB)的相应改变结束时的时刻。
在图2中，波形QBA和QBG示出了这些开关的逻辑状态，其中，高电平表示开关接通(闭合)状态，而低电平表示开关切断(断开)状态。在时刻t1，开关QBA闭合，开关QBG断开，并且电流源IB接通，这些提供了从IC端子BD流出的基极电流IBD。在该示例中，当开关QBA闭合时，来自电流源IB的基极电流维持在恒定值。发起BJT QSW的接通，这使得电流IW1开始经由耦合电感器的初级绕组W1流至Gnd。在图1的反激转换器中，W1电流具有线性斜坡的形式，如图2的IW1波形所示。在该实施例中，感测信号，即，反馈信号VFB，反映初级绕组W1两端的电压的快速改变，因此反映BJT QSW的集电极-发射极端子两端的电压的快速改变。
在时刻t4，开关QBA断开，开关QBG闭合，并且电流源IB关断。然而，存储的电荷允许BJT QSW继续传导绕组电流IW1；该存储的电荷主要在时刻t4与t5之间经由基极端子和QBG被移除，如基极电流的负瓣所示。因为已经准确地控制QSW的饱和(如下所述)，因此该反向基极电流IBD通常是短暂的；进行布置使得在时刻t4仅留下有限的存储电荷，并且通过较大的负基极电流快速地移除这些电荷。开关QBG提供了针对该“反向基极电流”的低阻抗，并且当BJT QSW在时刻t5断开时维持可靠的断开。在该示例中，断开延迟时间TTOD是从t4到t5的时段，即当BJT QSW实际断开时结束。更一般地，在一个实施例中，断开延迟时间可以是存储时间，或者还可以包括下降时间(集电极电流下降到某一阈值以下所花费的时间)。但是，可以根据可用的感测信号和驱动方案的具体情况来选择用于定义该断开延迟时间的开始和结束的事件。例如，断开延迟时间可以被定义为在移除正基极驱动电流时或者在负基极电流开始流动时开始。虽然在图2所示的驱动方案中这两个事件实质上同时发生，但是它们可以单独发生——如下所述。因此，例如，可以使用向开关QBG或QBA发送的信号的电平改变或者通过直接感测反向基极电流的开始来识别断开延迟时间的开始t4。通常，可以通过流经BJT端子中任意一个的电流或者BJT端子中任意一个上的电压与阈值的相交来检测断开延迟时间的结束t5。例如，可以根据QSW集电极电压的上升、QSW集电极电流的下降或者负基极电流IBD的下降来检测t5。优选地，使用反馈信号VFB来检测断开延迟时间的结束t5。
可以通过任何适当的方式(例如，通过给定时电容器充电、通过对时钟脉冲进行计数或者通过与基准时间间隔(例如，目标时间值TREF)进行比较)来实现对断开延迟时间的测量。
断开延迟时间TTOD的持续时间可以被控制为期望值TREF：如果测量切换周期中的断开延迟时间，则可以在后续切换周期中相应地改变基极驱动电流脉冲的幅度和/或持续时间。例如，如果测量的断开延迟时间TTOD比基准期望时间TREF短，则可以在后续切换周期中通过增加用于使晶体管传导的基极电流脉冲的幅度和/或持续时间来增加断开延迟时间TTOD。这确保BJT QSW操作在改变负载条件和/或VIN变化时并且针对各种不同的BJT是最佳的且最有效的。在图2的示例中，当开关QBG在t4闭合时，TTOD信号变高，并且当VFB在t5时与阈值电压VTHRESHOLD相交时，TTOD信号变低。
一般而言，较短的断开延迟时间可以(a)减小基极电流的需求和损耗，从而减小功耗，和/或(b)减小断开时间和/或可以减小BJT中的断开开关损耗。然而，如果目标断开延迟时间太短，则BJT传导损耗可能增加，这是因为在时刻t5之前饱和电压VCE上升。最佳的断开延迟时间与输入电压、转换器和负载的具体情况有关。例如，在额定输出功率约为5-10W的离线反激转换器中，约100-250ns的目标断开延迟时间可以提供最佳的操作。目标和/或测量的断开延迟时间可以包括校正控制电路的感测、处理或信号生成功能的延迟的一些措施。可能需要不同操作条件下的一些实验以选择期望的目标断开延迟时间以在特定电源转换器中得到最佳结果。此外，可以通过使目标断开延迟时间适应峰值集电极电流(例如，a)当峰值电流较高时，更短的(或更长的)断开时间，和/或b)当输入电压较低时，更长的断开时间)来实现提高的效率。
测量断开延迟时间的另一个优点在于，它可以允许快速地检测到一些故障条件，例如，引起BJT的深度饱和或者提早去饱和的故障条件。
去饱和保护
当使用BJT或IGBT作为开关器件时，在施加断开信号之前使开关器件保持饱和是很重要的。如果不是这种情况(提早去饱和)，则开关器件两端的电压将上升。开关器件进入高电流且高电压的状态。结果是开关器件的功耗快速增加。这将降低SMPC的效率，并且可能由于过热而导致开关器件损坏。
开关器件两端的电压上升触发断开检测。如果在施加断开信号之前检测到断开，则检测到提早去饱和。
如果向开关器件的控制端子传送的电荷量不足以支持开关器件的传导，则将发生提早去饱和。例如，如果BJT电流增益太低或者在当SMPC经历负载瞬变过程时断开时间延迟达到目标时间值之前，可能发生这种情况。
为了保护开关器件，SMPC应当在检测到提前去饱和时立即施加断开信号。立即施加断开信号减小了开关器件在高电流且高电压的状态下花费的时间。这减小了开关器件的功耗。备选地，控制信号(基极电流、栅极电压)可以立即增加，因此晶体管可以在切换周期中支持传导电流。
为了在后续切换周期中防止提早去饱和，SMPC可以增加向开关器件传送的电荷量。此外，可以通过改变操作条件来减小每一个切换周期的电流需求。例如，切换频率的增加或者输出功率的减小降低了每一个切换周期的电流需求。然后，SMPC可以继续在正常模式中操作。
在一些情况下，提早去饱和持续。然后，SMPC可以进入保护模式以进一步保护开关器件。保护模式可以使SMPC以小占空比操作以测试异常条件是否已经停止或者无限期地关闭SMPC。
现在继续描述附图，当开关QSW在断开延迟时间临近结束时去饱和时，QSW集电极-发射极电压并且因此反馈信号电压VFB快速上升。可以通过任何适当的方式来检测该VFB变化并且因此检测断开延迟时间的结束。例如，可以检测反馈信号电压VFB与适合的阈值VTHRESHOLD的相交。例如，可以通过比较器来执行该操作。然而，由于将反馈信号耦合到IC的特性，最适合的阈值电压可能根据转换器、BJT、基极驱动方案、负载和诸如(特别是)输入电压等其他操作条件的具体情况而改变。这是因为VFB的最小值通常至少与这些变量有关。
可以通过检测反馈信号电压相对于其在开关闭合时(即，在图2中的t1和t4之间)的值的相对改变来获得对断开延迟时间的结束t5的改善感测。与简单的电压阈值技术相比，该方法可以减小变化性。可以用多种方式方便地检测反馈信号电压的阈值改变。例如，可以使用衰减峰值检测器或者非线性衰减峰值检测器，如美国专利申请12/752,611中所述，其全部内容通过引用的方式并入本文。这种布置可以使得能够重复利用用于间接感测输出绕组W3两端的电压的电路和元件。下面给出非线性衰减峰值检测器(这样称是由于不存在开关)的进一步细节。
参照图3的示意性电路图，图3示出了检测/检测器电路，该电路实施例允许检测VFB信号的改变，但是基本上避免了使用传统衰减峰值检测器的任何开关或二极管。这是有利的，其原因在于这些元件可能向系统引入噪声。然而，对该电路的修改(例如，其中保留一个或多个开关)是可能的，并且可以相对于图3中所示的电路提供一些优势。如图3中所示，电路可以包括信号跟随器(包括例如R1和C2)以及比较器COMP。可选地(未示出)，可以在W2与标记为VFB的点之间提供信号缓冲和调节。
开关和二极管的缺少使该电路的性能相对于线性衰减峰值检测器的性能发生改变。例如，当VFB小于Vp时，衰减信号Vp可能比线性衰减峰值检测器的衰减信号衰减得更快。这是可能的，其原因在于，电流可能经由诸如电阻器R1等耦合电路流至辅助绕组W2以及从辅助绕组W2流出。但是，该电路仍然保持衰减峰值的主要特性。一个优点在于，断开点检测器更快地从大电压瞬变(例如，在QSW接通时的大电压瞬变)恢复。
非线性衰减峰值检测器电路实施例的操作可以如下所述。感测信号波形VFB是从辅助(或其他)绕组W2获得的，可选地经由分压器(RFB2、RFB1)和/或诸如钳位电路、缓冲器等(未示出)的其他中间电路。额外的中间电路可以反转负向VFB信号的极性。VFB施加到比较器COMP的非反相输入端。电容器C2和电流源I2(优选地，恒定电流产生器)在由电压Vp标识的节点处产生衰减信号。该衰减线号近似感测信号波形VFB的衰减部分。当流过电阻器R1的电流等于0时，触发比较器COMP。因此，COMP检测VFB何时变得小于Vp以及VFB何时变得大于Vp。因此，通过SLOPE的值(另外称作“峰值”)(即，COMP的输出)来指示VFB与Vp的相对大小。因此，在本实施例中，可以认为SLOPE的改变是断开时间延迟结束的指示。
该电路实施例及其类似实施例的令人感兴趣的属性是衰减信号Vp的改变速率，其与R1C2时间常数有关。VP的改变速率优选地低于感测信号VFB的改变速率，但是足够快以使VP信号在t1与t4之间稳定。VFB中的关注点是对相对于其在开关QSW闭合时的值的阈值改变加以指示的点。这在图4的示意性电路波形中被示出(图4的波形的精确形状与电路元件的值有关)。注意，VFB信号的极性已经与图2中的极性相反。
如前所述，当反馈信号电压VFB相对于其在开关闭合时的值偏离了量VTHRESHOLD时，阈值改变点出现。在开关QSW的接通时间t4即将结束之前，VFB为正并且随时间缓慢地改变。电阻器R1确保在开关开始断开之前在感测信号VFB与衰减信号Vp之间存在电位差。随着断开过程的进行，感测信号波形VFB的幅度开始快速地减小，并且因为感测信号波形VFB的幅度比衰减信号Vp下降得更快，因此两个信号在相交点或阈值改变点处变得相等。这触发了比较器COMP，比较器COMP的状态从高改变为低。在该阈值改变点处，感测信号VFB相对于其在开关闭合(即，完全接通)时的值改变了量VTHRESHOLD。这与QSW集电极电压的改变相对应，QSW集电极电压是正在间接感测的量。在阈值改变点之后，感测信号VFB比衰减信号Vp下降得更快并且与该信号偏离。
可以调整多个参数以确保电路的准确和/或鲁棒的操作。例如，可以通过选择电阻器R1和电容器C2的适合值来设置衰减信号VP的速率。举另一个例子，可以通过电阻器R1和电流源I2来设置VFB与VP之间的电位差。较小的电流I2在感测信号VFB与衰减信号VP之间产生较小的电位差，如图5中所示。这使得能够针对衰减信号VP的给定设置，提早对开关断开时VFB的快速下降作出响应，但是也增加了对感测信号VFB中的噪声的灵敏度。
通过调整这些参数，可以选择VTHRESHOLD的适当值，该适当值与开关QSW的集电极电压的期望阈值改变相对应。该QSW集电极电压改变的最佳选择与多个因素有关，包括：SMPC类型、QSW切换模式等。举例说明，对于额定功率约为5W的反激转换器，在150ns内20V的集电极电压改变可以提供可靠的性能。
在图3中，元件电容器C2和电流源I2被示出为具有固定值。电阻器R2可以与电流源I2并联使用或者作为电流源I2的替代来使用。此外，C2和I2(或R2)中的任意一个或这二者在半导体加工之后可以是可调的，以在制造过程中提供减小的变化。这可以在IC晶片上或各晶圆批次之内或之间提供对断开点的更一致的确定。
图3的电路的实现优选地使用比感测信号衰减得更慢的衰减信号，以检测BJT QSW的断开点。实施例还提供了具有与输入信号幅度有关的可变衰减速率的衰减峰值检测器。实施例可以提供硅区域的有效使用和/或比对QSW集电极电压进行直接测量的实施例更有利。
使用与图3中所示的电路相同的电路的备选方式是检测改变速率的阈值(“拐点”)而不是电压阈值。然后，R1电阻器的大小被减小，因此VP信号密切地跟踪VFB信号。比较器将检测VFB的改变速率何时大至使得C2dVFB/dt＞I2。偏移和延迟的效果相对于改变速率将是二阶的，这是因为R1C2延迟和R1I2偏移很小。这在图5的示意性电路波形中被示出。然而，在该实施例中，可能增加噪声灵敏度。
由于感测信号VFB中的噪声和振荡分量，在开关接通时可能存在多于一个相交点。如果检测到在QSW接通期间感测信号VFB和衰减信号Vp的所有相交点，则断开点可以被识别为在反馈信号下降至零或者某一其他预定值之前VFB衰减至Vp的值以下的最后一个时刻。备选的策略是检测从施加断开信号开始的预定延迟内发生的最后一次转换。
可以使峰值检测器联合用于W1转换(开关断开)和W3转换(输出绕组的电流结束)。优选地，可以动态地为R1、C2和I2设置不同的值，以最佳地感测这两个转换。此外，可以针对检测点反转极性，和/或可以通过中间电路来提供VFB信号的某一种整流。
t5检测的另一个实施例可以使用采样保持电路，在该采样保持电路中，在t1后的一段时间之后对感测信号VFB进行采样。优选地在t1和t4之间选择采样时间点tSH，在该采样时间点tSH处，感测信号VFB已经稳定。当感测信号VFB相对于其采样值偏离了VTHRESHOLD量时，检测到t5点。在接近时刻t4进行采样可能更好，因此，在阈值改变检测中消除了VFB的下降。否则，当选择VTHRESHOLD值时，必须考虑tSH与t4之间的VFB下降。使用采样保持电路的实施例如图6中所示，具有输出SLOPE(另外称作“峰值”)，其示例性波形如图7中所示。
更一般地考虑峰值检测，在一个实施例中可以用于断开延迟时间结束的改进感测的峰值检测器可以具有如图14中所示的类型(其中，每一个峰值检测器的输出“峰值”可以另外称作“SLOPE”)。具体地，图14a示出了相对简单的峰值检测器示例，其无限期地保持峰值。VP采样电压必须被重置以便在稍后捕获更小的峰值。图14b示出了示例性的泄露峰值检测器，其中，采样的峰值VP被允许漏掉以便在稍后捕获更小的峰值。图14c示出了非线性峰值检测器，其通常捕获所有峰值，不论大小。图14d示出了这些类型的峰值检测器的示例性波形以用于比较，其中，在比较器输出端上的峰值信号的下降沿处检测到峰值。
在一些应用中并且针对一些转换器类型，更复杂的切换方案可以提供改善的BJT操作。在图8的波形中示出了另一种示例性方案，其中，IBD是在t1与t2之间具有第一幅度并且在t2与t3之间具有第二幅度的器件控制信号。
图8的备选切换方案与图2的切换方案非常类似，但是下面说明了一些关注的区别。在时刻t2之前，将电流源IB初始设置为高电平，这确保BJT QSW快速地达到期望的饱和状态。优选地，针对高频切换应用，避免深度饱和，这是因为这会导致过量的存储电荷和延长的断开时间。优选的方法是采样“准饱和”，在“准饱和”中，达到了接通状态和开关损耗的适合平衡。初始电流电平的幅度和/或持续时间可以是固定的，或者使得与某一变量或参数有关。例如，可以根据SMPC的输入端或输出端上的功率来调节(例如，可以通过转换器输出端上的负载电流的幅度来调节)高初始电流电平的幅度和/或持续时间，或者可以使高初始电流电平的幅度和/或持续时间与需求相关的参数有关。此外或备选地，可以根据输入电压VIN来缩放高初始电流电平的幅度和/或持续时间。当达到所需的饱和程度时，BJT集电极-发射极电压VCE快速地达到可接受的低电平。例如，这种快速接通在转换器拓扑(例如，正向转换器或连续传导型反激或升压转换器)中可能是有用的，其中，该转换器拓扑的特征在于，在开关接通早期出现高QSW电流。
在该实施例中，从时刻t2到t3，电流源IB的输出减小至较低电平，这旨在在BJT QSW在等于TREF的断开延迟时间TTOD之后在t5断开的点之前，使BJT QSW维持传导。可以使得该电流电平的幅度和/或持续时间是可变的。虽然在图8中示出为恒定幅度的单个脉冲，但是从时刻t2到t3产生的基极驱动电流的幅度和时间可以改变。例如，可以使基极驱动电流的幅度与BJT发射极或集电极电流有关，从而提供“比例基极驱动”。此外或备选地，基极驱动电流可以包括任意数量的脉冲，这些脉冲可以以PWM或PEM的方式调节QSW基极电流。在例如PCT/GB2008/050299和PCT/GB2008/050300中描述了适合的基极驱动电流方案的示例，其全部内容通过引用的方式并入本文。
从时刻t3到t4，电流源IB关断并且开关QBA断开。如图8中所示，开关QBG可以在该时段保持断开，这实质上阻止基极电流。QSW基极端子电压由基极-发射极结电荷确定，并且通常比发射极端子电压高约0.5V。在该时段，存储在基极上的电荷使晶体管保持传导；在间隔t1至t3中施加到基极的足够电荷支持时刻t5之前的总集电极电流。通过绕组W1的电流IW1继续倾斜，并且晶体管的传导使BJT集电极-发射极电压VCE维持在低电平。时刻t3与t4之间的“断开基极”时段可以允许基极中的载流子复合并且防止电流聚集在发射极处。
在时刻t4，开关QBG闭合，从而使集电极电流主要从QSW的基极端子流至Gnd。因此，在图8的示例性切换方案中，断开延迟时间的开始已经被选择为反向基极电流的开始，而不是正向基极电流的停止。在图8的示例中，与图2的示例相比，时刻t3与t4之间的“断开基极”时段减小了存储电荷量，因此在时刻t4与t5之间存在更短的反向基极电流持续时间。这可以允许采用更短的目标断开延迟时间。
虽然图1的图示示出了基极切换共发射极BJT，但是该实施例的原理可应用于其他驱动拓扑。在图9中示意性地示出了优选的解决方案，包括电源开关器件Qsw形式的第一功率晶体管和开关QEG形式的第二晶体管。离线电源转换器同样可以具有任意类型，但是已经示出了反激转换器以帮助与图1、图2和图8进行比较。
开关QBA、QBG和QEG、二极管DEA以及电流源IB中的一些或全部可以集成到IC控制器中，如图9中所示。该方法可以最小化电源转换器的总部件数量。备选地，这些器件中的一些或全部可以是分立元件，以例如减小IC中的功耗和/或IC的芯片尺寸。备选地，更多部件(特别是QSW)可以集成到单个IC中。它们可以用任何适当的制造工艺形成。可以由可控开关QEA而不是二极管(或开关)DEA提供例如ED与Aux端子之间的连接形式的传导路径。可以由电路(包括电路(“Ccts”))来控制开关QBA、QBG和/或QEG(以及QEA(如果存在的话))，所述电路中的一些或全部可以集成到IC控制器中。备选地，控制电路中的任意一个或全部(包括电流源IB)可以实现为分立元件。图9可以被描述为具有至少包括QEG、DEA(或替代DEA的开关)和/或CAUX的充电电路，该充电电路用于给诸如Ccts等的切换控制器供电，该切换控制器例如用于控制图9中所示的开关(包括Qsw、QBA等)中的任意一个或多个，其中，QSW和QEG形成了切换电路的第一晶体管和第二晶体管，并且电流转向电路至少包括DEA(其可以被另一开关替换)。
初级开关QSW是按共发共基(cascode)或发射极切换配置进行连接的双极型晶体管，例如，双极结型晶体管(BJT)。QEG是IC上(或者分立地提供)的低压高电流开关，控制QSW发射极电流去往基准电压，在这里，基准电压被选择为0V(Gnd)。采用共发共基布置的优点是：快速切换——接通和断开——这是由于QEG是快速低压器件；耐高压能力以及有利的反向偏置安全操作区域(RBSOA)；和/或较低的空载功耗，这是由于使用QSW的增益来传送启动电流的能力。在启动时，经由启动电阻器RSTART来自Vm的小电流使QSW基极电压上升，从而使QSW偏置以传导集电极-发射极电流。是经由RSTART的基极电流的QSW增益倍的该电流经由二极管DEA流至IC的电荷储存器CAUX(这是因为开关QBA、QBG和QEG是断开的)。因此，RSTART可以被选择为具有相对大的值，例如，约40MΩ，这允许减小RSTART的功耗。因此，实施例的电荷存储器包括电容器CAUX和/或可以用于提供功率以控制诸如Qsw、QBA、QBG、QEG和/或用于控制IB的任意形式的开关中的一个或多个开关器件的切换。
在现有技术中，共发共基配置的BJT的基极端子通常被偏置至DC电压，以确保当发射极开关闭合时的传导。本实施例取而代之地采用QSW基极端子的切换以更精确地控制BJT的操作：QSW基极端子经由开关QBG连接到低基准电压，在图9中，该低基准电压被选择为Gnd。QSW基极端子还经由开关QBA连接到电流源IB。IB可以是有源电流源或仅是连接到电压源如Aux轨的电阻器。
该切换基极和发射极方法可以保持共发共基布置固有的开路发射极切换的可靠性优点，而且还限制发射极在断开期间的峰值电压冲程。在发射极端子断开的情况下，如果峰值发射极电压不向连接的电路(例如，DEA)引起任何电流，则BJT中实质上没有机会出现电流增益。在没有机会出现发射极电流的情况下，BJT可以在断开期间以及紧随断开之后经受更高的集电极电压，而不会出现可能降低功率效率和可靠性的不利击穿。实际结果是，在一个实施例中通过适当的切换控制，与仅基极切换的配置相比，在该配置中，BJT的可施加击穿电压可以更高。这可以为基极和发射极切换布置增加成本优势。
通过适当地控制开关QEG、QBG和QBA以及电流源IB，可以实现各种不同的BJT控制技术。图8的备选切换方案可以被修改以在图9的切换基极和发射极布置中使用，如图10中所示。
图10与图8的区别是添加了切换波形QEG。在该示例中，开关QBA和QEG在时刻t1同时闭合(即，接通)，从而在QSW的发射极端子经由QEG连接到Gnd的同时提供流出IC端子BD的基极电流驱动IBD。这使QSW闭合，从而使电流经由耦合电感器Lx的绕组W1流至Gnd。当开关QBG闭合时，开关QEG在时刻t4断开。这针对图1的基极切换布置中使用的断开延迟时间的开始的定义提供了断开延迟时间的开始的备选定义。通常，除了未公开临时申请US61/767,023中所述的例外，以与QBG相反的相位来控制开关QEG，该未公开临时申请的全部内容通过引用的方式并入本文。注意，在时刻t4与t5之间，即，在断开延迟时间期间，初级电感器电流继续作为反向基极电流经由IC端子BD和开关QBG流向地。因此，开关QBG必须能够传导与开关QEG传导的电流一样大的电流。比图2或图8中所示的反向基极电流幅度大的反向基极电流幅度是由于发射极切换方法引起的。这可以允许采用比仅基极切换短的目标断开延迟时间，这是因为从BJT QSW中更快速地移除了存储电荷。
通过一些修改，可以采用相同的方法来切换绝缘栅双极型晶体管(IGBT)，如图11的示例中所示。与BJT的电流驱动属性不同，该备选实施例中的修改一般地涉及IGBT的电压驱动属性。可以从适当的电压源(例如，IC的Aux(辅助)轨)提供栅极驱动。可以以与上面针对BJT驱动的示例中描述的基极电流调制类似的方式来调制栅极电压幅度和/或定时。当从栅极端子移除驱动时，充电的IGBT栅极-发射极电容CGE(而不是累积的基极电荷)可以使IGBT保持传导。与BJT一样，双极型电荷(空穴和电子)在传导过程期间在IGBT中累积，因此优选地在完成断开之前被移除。因此，断开延迟时间的调节同样可以有益于IGBT。虽然通过与图9中的布置类似的栅极和发射极切换布置示出了该实施例，但是该实施例同样可以采用栅极切换布置。
图11的实施例也可以用于驱动其他MOS栅控器件，例如，金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，尽管其具有单极性属性。为了使用这种器件(例如，IGBT)达到目标断开延迟，将IBGT视为将内部PNP晶体管的基极连接到0V的MOS开关(其发射极延伸至绕组并且集电极变为0V)，栅极驱动电压可以被调节以改变开关晶体管中的过量存储电荷。在接通状态下，MOS可以形成从0V提供基极电流的电阻器。当绕组电流更高时，这使PNP发射极的电压上升，使基极随之改变，使得经由MOS电阻传送更多的基极电流。如果MOS阻抗非常低，则PNP的Vce相应较低，但是为了达到这一点，在PNP晶体管中存在更多过量电荷，这可能引起较长的断开延迟和更深的饱和以及更高的断开损耗。可以通过允许更高的MOS电压来消除这一点，更高的MOS电压可以反映为更高的Vce，从而需要不太深的饱和。可以通过在接通状态期间改变栅极电压来调节MOS电压。为此，将提供可变栅极电压驱动而不是可变基极电流驱动。
可以与其他切换控制方案同时执行对QSW的断开延迟时间的调节。例如，其中，电源开关的接通状态和/或断开状态的持续时间被调整以调节转换器的输出电压和/或电流。在这一点上，由时段t1至t5表示的初级开关QSW的总接通时间可以被控制为执行任何脉冲宽度调制(PWM)和/或脉冲频率调制(PFM)类型的切换方案。通过这种方式，可以控制期望的转换器功率传输。这可以使转换器能够在输入和/或输出端子处存在电流和/或电压变化时提供指定的输出。向这种输出调节控制添加断开延迟时间调节可以允许在各种不同的电源转换器条件下优化电源开关操作。
转换器配置
开关模式电源转换器用于将电源从一个电压转换为另一个电压，可选地使用流电隔离、调节和其他设施。很多不同的配置可用，所述不同配置可以与上述技术的实施例一起使用，所述配置包括但不限于：反激、正向、降压、串联谐振等。在所有这些配置中，一个或多个开关器件用于以高频“截断(chop)”输入功率，从而将得到的高频功率施加到电感器件以执行转换。常见的开关器件是MOSFET晶体管、双极型晶体管和IGBT晶体管。双极型晶体管(BJT)通常具有比其他类型的晶体管低的成本，但是具有更复杂的驱动要求。通常，以更高的频率操作SMPC以减小转换器的总尺寸是有利的，这要求更快速地接通和断开开关。双极型晶体管通常比MOSFET切换得慢，这是限制其应用的缺点。通过准确地管理断开延迟时间，可以在避免切换过程中过量功耗的同时扩展双极型晶体管的可应用频率范围。
反激配置已经用作应用断开延迟时间控制的示例，但是该技术可以容易地应用于其他配置。同样，可以使用基极切换(如图1中所示)或发射极切换(如图9中所示)晶体管驱动，可选择地具有流电隔离。图15示出了将发射极切换配置应用于升压转换器。在两个图中具有相同附图标记的元件具有类似的功能。图15的升压转换器与图9的反激转换器之间的明显区别在于，在升压转换器中，经由二极管Dout而不是经由单独的输出绕组来从绕组W1得到输出功率。这种形式的升压转换器具有与反激转换器类似的切换波形，并且断开时间控制的所有方面可以同样应用。
图16a示出了该技术在使用半桥式切换配置的隔离正向转换器中的备选应用。开关晶体管Q1和Q2将输入电压的功率施加到变压器的输入绕组W1。输出绕组W3将功率传输到具有电感器Lout的输出电路，其中，输出电路用已知的方式根据Q1和Q2的切换模式实现降压调节。驱动器DR1和DR2同样使用已知方式经由隔离变压器TD1和TD2来接通和断开Q1和Q2。将接通信号和断开信号施加到开关晶体管的其他方法是已知的。变压器的另一绕组W2向控制电路提供感测信号，并且可以可选地还提供功率以如前所述操作电路和驱动器。控制电路向驱动器提供定时控制信号和电平控制信号。定时信号控制开关晶体管的驱动电流的接通和断开的定时，而电平信号至少控制接通电流的幅度。图16b中示出了典型的波形。驱动器将电荷作为来自隔离驱动器变压器的电流Ibq1和Ibq2施加到开关晶体管。虽然波形显示了用于使晶体管接通的恒定正电流，但是可以使用多种电流波形，并且双电平(初始为高，后接减小的电流)对于加速接通晶体管是有利的。每一个驱动器被配置为施加负电流以断开晶体管，并且存在从该负电流开始到开关的集电极-发射极电压开始上升的时刻的延迟。当开关的集电极-发射极电压上升时，绕组W1两端的电压相应地改变，表现为感测绕组W2的电压的改变。控制电路处理该感测信号，并且经由电平信号和/或定时信号调整晶体管的驱动，以调节断开延迟时间Tdoff。实施例可以使用固定电平驱动操作，但是可以通过改变向晶体管传送电流的定时信号以改变持续时间，来改变向开关晶体管传送的接通电荷量。
半桥式驱动器电路的特殊问题是避免两个开关的传导重叠的严格要求。如果这种情况发生，则可能有非常大的电流流动(“直通”)，这是潜在破坏性的并且降低效率。对开关的断开延迟的精细控制允许控制系统以与不是这种情况相比更早地接通相对开关。这进而允许更高频率的切换，从而实现更小的电感元件或者更大的传导持续时间作为总切换周期的一部分。增加传导比例通常改善了效率，这是因为切换电路中的电流对于给定的功率传输将降低。虽然直通是半桥式电路的特定特性，但是更快速的切换允许更高的操作频率和更大的传导比例的益处可应用于所有其他类型的SMPC。
图15和图16a的配置示出了具有隔离的或非隔离的SMPC、单个或多个开关晶体管、开关的隔离或非隔离的驱动以及单端或半桥式配置的实施例。SMPC领域的技术人员将清楚，断开延迟控制技术可以应用于各种不同的SMPC配置中的任意一个。
感测断开
现在描述用于检测断开的技术的一些其他示例，这些示例可以用于调节电源开关晶体管的断开延迟。由于变化的转换器操作条件(输入电压、开关特性、传导时间等)，这是困难的。对于双极型晶体管(BJT、IGBT)，断开不是定义明确的转换，并且由于电容性电流而流过器件的电流进一步模糊了断开。
使用双极型晶体管的SMPC通常是使用包括以下各项的电路来构造的：电源、穿过BJT或IGBT开关的集电极-发射极传导路径以及某一电感元件，如图17中所示。发射极电路可以包括发射极开关，或者可以通过某一低阻抗路径耦合到电源。在开关的接通状态期间，电流形成并且绕电路流动。当开关断开时，传导端子(集电极C和发射极E)两端的电压由于在电感中形成的电流的效应而快速地上升。注意，电感的属性随着转换器类型而改变。对于反激转换器、升压转换器和降压转换器，电感的属性是总元件电感，从而电压仅在整流二极管开始向负载传导功率时才被箝位。在正向转换器中，电感的属性可以是变压器的泄露电感或者次级电路中向初级电路反映的某一电感。不论电感的属性是什么，开关负载的电流/电压特性在断开时是电感性的，这意味着C-E电压通常上升并且电感器电流继续流动。通常由开关的断开而不是电感元件的任何影响而导致电流的中断。晶体管断开是逐步的，开关电流在断开过程期间减小。在较短的时段内，可以认为电感性负载电流是恒定的，因此过量的电流进入充电电路的电容(例如，CBC、CBE、以及绕组的自电容——未示出)，从而得到集电极电压的改变速率。
图18示出了通过高压电源操作的反激SMPC中的典型的双极型开关的电流和C-E电压，并且不是按比例绘制。其他转换器类型在传导时间内具有不同模式的电流，但是断开行为类似。标记了C-E电压的关键点：
1、在接通延迟之后，C-E电流开始流动，并且使C-E电压下降。电流流向放电电路的电容，并且也可能在电感器电路(连续传导型反激转换器/升压转换器、降压转换器等)中累积。
2、在主传导时间期间，电感器电流通常增加，并且C-E电压(接通状态电压)存在相关联的小幅增加。
3、控制电路通过反转基极电流来发起断开。这对C-E电压具有很小的即时影响，但是当基极电荷被移除时，晶体管不再能在先前的低集电极电压维持总电感器电流。当集电极电压上升时，晶体管可以传导电流。因此，C-E电压的初始上升随减小基极电荷与Ic/Vce特性有关。
4、在C-E电压上升到几伏特之后，晶体管不再能在任何集电极电压维持电感器电流，因此过量电流进入电路的电容(包括基极-集电极电容)，并且C-E电压快速地上升。
5、当SMPC的整流器开始传导时，C-E电压停止上升(或者相当缓慢)，这是因为电流从晶体管转移开。
这示出了断开的渐进属性，并且实际的断开点可以被任意地定义，但是在图18中处于点3的区域中。用于调节断开延迟的系统需要检测诸如3等的点。
直接感测C-E电压允许如现有技术中所述的与阈值电压进行比较。然而，这通常需要在断开状态下维持向非常高的开关电压的快速转换(在通过高压电源操作的SMPC的情况下)的同时鉴别相对低的电压(几伏特)。其实现很难且很贵。此外，由于受到负载电流、器件性能、温度等的影响，接通电压不可预测，这使得很难选择阈值电压。
经由耦合的绕组进行间接感测避免了承受高压的难度，并且允许更低成本且可能集成的电路来鉴别断开点。图19示出了来自耦合绕组的电压波形。注意，绕组的相位已经被布置为相对于C-E电压来使感测电压反向，并且感测电压的缩放比例与绕组的匝数比有关。由于切换电路中电感耦合的属性以及电源电压，零伏特条件不一致。例如，在反激转换器中，Vsp＝Vht/Nt-Von。其中，Nt是匝数比，Von是接通状态C-E电压。因此，Vsp受到电源电压和晶体管的性能的影响。通过这种方法可靠地鉴别断开点采用Vsense与某一基准或阈值电压(示出为Vth)的比较。如果Vht和Von变化很小，则可以使用固定阈值(偏移)作为Vth。然而，如果任意一个极大地改变，则可以使用自适应基准。
可以使用多种方法，如图20中所示。
图20a(与图6类似)示出了在传导条件期间根据控制电路产生的定时信号在某一时刻对感测电压进行采样的方法。然后，采样电压偏移固定量，并且用作与感测信号比较的基准，从而确定感测电压何时改变超过阈值量。
图20b使用时间延迟(Td)和偏移，该时间延迟(Td)和偏移用于创建基准信号，以同样用于与感测信号进行比较，从而以类似的方式给出断开检测信号。
图20c用低通滤波器替代图20b的时间延迟。滤波器特性被选择为在相关频率范围(滤波器的通带和过渡带)内具有适当的且近似稳定的群延迟(Tgd)。
与在基准路径中使用低通滤波器相反，可以使用高通滤波器，如图20d中所示。高通特性给出了对输入改变敏感的输出。微分器是高通特性随着频率线性上升的特殊情况。这种特性对于该应用不是理想的，这是因为它对于信号的小但快速的偏离变得非常敏感。更好的特性是具有高于某一截止频率的“搁板(shelf)”的高通特性。利用这种滤波器，可以使用简单的固定阈值来从高通输出端产生可靠的断开检测信号。备选地，可以根据由其他电路(未示出)导出的感测信号的峰值来调整阈值。
虽然感测信号的幅度和定时可能在SMPC应用中极大地改变，但是感测信号的最大值(假设极性如图所示)表示开关可靠地接通的状态。因此，峰值检测器可以用于捕获该值以与偏移一起用作确定断开的基准。这一点如图20e中所示。峰值检测器必须重置，否则，它将无限期地保持其输出，从而将不会对条件的后续改变作出响应。可以在已经检测到断开之后但是在开关的下一个传导状态之前的任意时刻通过来自控制电路的信号来触发重置。
可以通过使峰值随时间漏掉来将峰值检测器配置为“自重置”。这种检测器可以替代图20e的可重置峰值检测器使用。在图20f中示出了布置和波形。如果峰值检测器比SMPC改变(例如，Vht)的条件衰减得更快，则检测器将在SMPC的每一个周期上可靠地重新捕获感测信号的峰值。在图21中示出了衰减峰值检测器电路的示例。在图21a中，电容器C保持通过放大器及其负反馈和二极管设置的峰值。电流吸收器使电容器的电压以恒定速率衰减，而不论感测信号的衰减速率何时快于该恒定速率。在图21b中示出了电阻器替代图21a中的电流吸收器。这给出了指数衰减，并且可以在该应用中同样有效。
注意，在所有上述方案中，可以在与感测信号或处理的信号进行比较之前应用偏移。此外，可以通过缩放函数来替换或补充偏移，使得该有效偏移随着Vht(或者其他开关电压)的减小而减小。
优点(这些实施例中的任意一个可以实现其中的任意一个或多个优点)是：
-由于使用低压耦合绕组，因此在不增加一些PSS反激实施例的成本的情况下，带来了存储时间/断开延迟时间调节(例如，针对给定性能的最小基极驱动功耗、可靠的快速切换、高效率、和/或允许适应各种不同的BJT等)的已知益处；
-减小或避免了与测量绝对电压作为“断开延迟时间的结束”的阈值相关联的偏移问题，从而为更广范的BJT、转换器类型和/或线路和负载条件等提供服务等。
毫无疑问，技术人员将想到很多其他有效的备选方式。应理解，本发明不限于所描述的实施例，并且涵盖对于本领域技术人员显而易见的、落入所附权利要求的精神和范围内的修改。

Claims (49)

1.一种控制开关模式电源转换器SMPC的开关器件的断开时间延迟的方法，所述SMPC包括：
电感元件，包括被耦合以从所述SMPC的输入端接收功率的输入绕组；以及
开关器件，被配置为当接通时传导所述输入绕组的电流；
所述方法包括：
施加至少一个接通信号，以引起所述开关器件的传导；
施加至少一个断开信号，以发起所述开关器件的断开，所述断开具有包括所述开关器件的断开时间延迟的持续时间；
检测来自所述电感元件的另一绕组的感测信号，从而指示所述断开时间延迟的结束，其中，所述另一绕组电感性耦合到所述输入绕组；以及
控制用于所述开关器件的后继传导的接通信号，以调节后继断开延迟时间。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述检测包括向峰值检测器输入所述感测信号，以检测所述断开。
3.根据权利要求1或2所述的方法，所述方法包括：控制被传送以控制所述开关器件接通的电荷量。
4.根据权利要求3所述的方法，其中，通过以下方式来执行控制所述电荷量：基于将所述断开延迟时间与目标时间值进行比较来控制电压源或电流源，从而控制所述断开时间延迟向所述目标时间值靠近。
5.根据权利要求4所述的方法，所述方法还包括：选择所述目标时间值，以平衡为了所述开关器件的传导端子两端的低接通状态压降而增加的输入电荷量和在所述开关器件的断开期间的能耗，从而减小所述SMPC中的总功耗。
6.根据权利要求4或5所述的方法，所述方法还包括：响应于以下各项中的一项或多项来改变所述目标时间值：输入电压、所述SMPC或所述开关器件的温度、所述SMPC的切换频率、所述开关器件的接通时间以及所述SMPC的输出功率。
7.根据任意前述权利要求所述的方法，其中，所述断开信号控制开关以将所述电源开关器件的控制端子与器件控制信号源解耦合，所述器件控制信号源用于提供器件控制信号以驱动所述电源开关器件接通。
8.根据任意前述权利要求所述的方法，其中，所述断开信号控制开关以将所述电源开关器件的控制端子耦合到基准电压，从而断开所述电源开关器件。
9.根据任意前述权利要求所述的方法，其中，所述施加至少一个断开信号以发起所述电源开关器件的断开包括：
禁止向所述电源开关器件的所述控制端子输入器件控制信号；以及
在禁止所述输入的同时，将所述控制端子耦合到基准电压，从而断开所述电源开关器件。
10.根据任意前述权利要求所述的方法，包括：通过以下方式接通所述电源开关器件：
向所述电源开关器件的控制端子输入具有第一幅度的器件控制信号，所述器件控制信号用于接通所述电源开关器件；以及
将所述器件控制信号减小为较低的第二幅度，使得经减小的器件控制信号使所述电源开关器件维持接通。
11.根据权利要求10所述的方法，还包括：使用所述经减小的器件控制信号的幅度和持续时间中的一个或二者来调节所述断开延迟。
12.根据前述任意一项权利要求所述的方法，其中，所述开关器件是第一晶体管，并且所述SMPC还包括第二晶体管，所述第一晶体管被串联耦合在所述第二晶体管与所述输入绕组之间，
其中，所述施加至少一个断开信号包括以下步骤：断开所述第二晶体管，并且将所述第一晶体管的控制端子耦合到基准电压，从而断开所述第一晶体管。
13.根据权利要求12所述的方法，包括：
使来自所述输入绕组的电流流过所述第一晶体管；以及
在控制所述第二功率晶体管断开的同时，经由传导路径将所述电流转向电荷存储器；以及
从所述电荷存储器提供功率，从而对所述SMPC的至少一个开关器件的切换控制进行供电。
14.根据任意前述权利要求所述的方法，其中，所述开关器件包括：双极结型晶体管BJT或绝缘栅双极型晶体管IGBT。
15.根据任意前述权利要求所述的方法，还包括：调节所述开关模式电源转换器SMPC的功率传输，并且控制所述开关器件的所述断开时间延迟。
16.根据任意前述权利要求所述的方法，还包括：
向检测电路输入所述感测信号，以基于所述感测信号生成近似所述感测信号的衰减部分并且具有与所述感测信号的衰减速率不同的衰减速率的衰减信号，使得所述衰减信号与所述感测信号的所述衰减部分相交；以及
检测所述感测信号的所述衰减部分何时与所述衰减信号相交，从而指示所述断开时间延迟的所述结束。
17.一种检测开关模式电源转换器SMPC的开关器件的断开的方法，所述SMPC具有输入电路，所述输入电路包括：
电感元件，包括被耦合以从所述SMPC的输入电源接收功率的输入绕组；以及
开关器件，被配置为当接通时，传导所述绕组的电流；
所述方法包括：
感测所述输入电路或耦合到所述输入电路的绕组的电压，所述电压与所述开关器件的传导端子两端的电压相关；
根据所感测的电压来导出感测信号和感测基准；
对所述感测信号和所述感测基准进行比较；以及
响应于所述比较，指示所述开关器件的断开。
18.根据权利要求17所述的方法，其中，所述感测信号和所述感测基准中的一个是另一个的延迟偏移版本。
19.根据权利要求17或18所述的方法，其中，所述感测信号和所述感测基准中的一个是另一个的采样偏移版本。
20.根据权利要求17至19中任意一项所述的方法，其中，所述感测信号和所述感测基准中的一个是另一个的低通滤波偏移版本。
21.根据权利要求17至20中任意一项所述的方法，其中，所述感测信号和所述感测基准中的一个是另一个的高通滤波偏移版本。
22.根据权利要求17至21中任意一项所述的方法，其中，所述感测基准是所述感测信号的峰值检测版本或衰减峰值检测版本。
23.根据权利要求17至22中任意一项所述的方法，包括：检测所述基准信号和所述感测信号的多个相交中的最后一个相交，从而指示所述开关器件的断开，其中，所述多个相交中的所述最后一个相交发生在所述感测信号与基准相交之前或者在从所述断开信号开始起的预定时间间隔内。
24.根据权利要求17至23中任意一项所述的方法，用于控制所述开关模式电源转换器SMPC的所述开关器件，其中，所述断开在所述SMPC的第一切换周期期间发生，所述方法还包括：基于指示的断开来控制从电压源或电流源传送以在所述SMPC的后继切换周期期间接通所述开关器件的电荷量，从而控制所述开关器件的另一次断开。
25.根据权利要求17至24中任意一项所述的方法，其中，所述开关器件是第一晶体管，所述SMPC还包括第二晶体管，所述第一晶体管被串联耦合在所述第二晶体管与所述输入绕组之间，所述方法还包括施加至少一个断开信号以通过以下方式发起所述开关器件的断开：断开所述第二晶体管，并且将所述第一晶体管的控制端子耦合到基准电压从而断开所述第一晶体管。
26.根据权利要求17至25中任意一项所述的方法，其中，所述指示指示了所述断开的开始，所述方法还包括：
施加至少一个接通信号，以引起所述开关器件的传导；
施加至少一个断开信号，以发起所述开关器件的断开；以及
通过在切换周期中检测所述断开在所述至少一个断开信号之前开始来检测提早断开。
27.根据权利要求26所述的方法，还包括：当检测到所述提早断开时，通过施加所述断开信号来迫使所述开关器件断开。
28.根据权利要求26或27所述的方法，还包括：当检测到所述提早断开时，在所述切换周期或后继切换周期中增加所述接通信号的幅度。
29.根据权利要求26至28中任意一项所述的方法，还包括：当检测到所述提早断开时，改变为所述SMPC的保护操作模式。
30.一种用于控制开关模式电源转换器SMPC的开关器件的断开时间延迟的切换控制系统，所述SMPC包括：
电感元件，具有被耦合以从所述SMPC的输入端接收功率的输入绕组；以及
所述电源开关器件，被配置为当接通时传导所述输入绕组的电流；
所述切换控制系统包括：
至少一个输出端，用于提供至少一个接通信号，以引起所述开关器件的传导，并提供至少一个断开信号，以发起所述开关器件的断开，所述断开具有包括所述开关器件的断开时间延迟的持续时间；
检测电路，用于检测来自所述电感元件的另一绕组的感测信号，从而指示所述断开时间延迟的结束，其中，所述另一绕组电感性耦合到所述输入绕组；以及
控制电路，用于控制用于所述开关器件的后继传导的接通信号，以调节后继断开延迟时间。
31.根据权利要求30所述的切换控制系统，其中，所述检测器电路包括：
电路，耦合到所述输入端以生成近似所述感测信号的衰减部分的衰减信号，使得所述衰减信号的衰减比所述感测信号慢，从而使得所述衰减信号与所述感测信号的所述衰减部分相交；以及
比较器，用于将所述衰减信号与所述感测信号进行比较，以识别所述感测信号的所述衰减部分何时与所述衰减信号相交，从而指示所述断开时间延迟的结束。
32.根据权利要求31所述的切换控制系统，被配置为：通过识别在所述感测信号衰减至基准电压之前的最后一个所述相交来检测所述断开时间延迟的结束。
33.根据权利要求30至32中任意一项所述的切换控制系统，其中，所述检测器电路包括：比较器，被布置为检测所述感测信号的衰减部分何时与阈值相交，从而检测所述断开时间延迟的结束。
34.根据权利要求30至33中任意一项所述的切换控制系统，包括：可控信号源，被布置为向所述开关器件的控制端子提供控制信号，其中，所述系统被配置为进行以下操作中的一个或二者：向所述可控信号源输出所述断开信号以关断所述信号源，以及向解耦合开关输出所述断开信号以将所述开关器件的控制端子与所述可控信号源解耦合。
35.根据权利要求30至34中任意一项所述的切换控制系统，还包括：耦合开关，其中，所述系统被配置为向所述耦合开关输出所述断开信号，以将所述开关器件的控制端子耦合到基准电平。
36.根据权利要求30至35中任意一项所述的切换控制系统，包括：所述开关器件，其中，所述开关器件是双极结型晶体管BJT或绝缘栅双极型晶体管IGBT。
37.一种开关模式电源转换器SMPC，包括根据权利要求30至36中任意一项所述的切换控制系统。
38.根据权利要求37所述的SMPC，包括：所述电感元件，其中，所述另一绕组包括所述电感元件的辅助绕组。
39.根据权利要求37或38所述的SMPC，包括：充电电路，用于给切换控制器供电，所述SMPC包括：
切换电路，包括第一晶体管和第二晶体管，其中，所述开关器件是被串联耦合在所述输入绕组与所述第二晶体管之间的所述第一晶体管，并且用于接收从所述输入绕组得到的绕组电流；
切换控制器，用于至少控制第二晶体管的切换；
电荷存储器，用于向所述切换控制器提供功率；以及
电流转向电路，用于将所述绕组电流从所述第一晶体管传导到所述电荷存储器，其中，
所述第二晶体管被布置为可控地将基准电压与所述第一晶体管解耦合，以允许所述绕组电流经由所述电流转向电路流至所述电荷存储器。
40.根据权利要求37至39中任意一项所述的SMPC，其中，所述SMPC是正向转换器、反激转换器、降压转换器、升压转换器、或者降压-升压转换器。
41.一种用于检测开关模式电源转换器SMPC的开关器件的断开的切换控制系统，所述SMPC包括：
电感元件，包括被耦合以从所述SMPC的输入电源接收功率的输入绕组；以及
开关器件，被配置为当接通时传导所述绕组的电流；
所述切换控制系统包括：
输入端，用于接收感测信号，所述感测信号感测所述输入电路或耦合到所述输入电路的绕组的电压，所述电压与所述开关器件的传导端子两端的电压相关；
检测电路，用于根据所感测的电压导出感测信号和感测基准，并且将所述感测信号与所述感测基准进行比较；以及
至少一个输出端，被耦合到所述检测电路，以响应于所述比较来指示所述开关器件的断开。
42.根据权利要求41所述的系统，其中，所述感测信号和所述感测基准中的一个相对于另一个是以下各项之一：另一个的延迟偏移版本、采样偏移版本、低通滤波偏移版本、高通滤波偏移版本、峰值检测版本或衰减峰值检测版本。
43.根据权利要求41或42所述的系统，其中，所述检测电路被配置为检测所述基准信号和所述感测信号的多个相交中的最后一个相交，从而指示所述开关器件的断开，其中，所述多个相交中的所述最后一个相交发生在所述感测信号与基准相交之前或者在从所述断开信号开始起的预定时间间隔内。
44.根据权利要求41至43中任意一项所述的系统，还包括：电荷传送控制器，被配置为基于所指示的断开来控制从电压源或电流源传送以在所述SMPC的后继切换周期期间接通所述开关器件的电荷量，从而控制所述开关器件的另一次断开。
45.根据权利要求41至44中任意一项所述的系统，其中，所述开关器件是第一晶体管，所述SMPC还包括第二晶体管，所述第一晶体管被串联耦合在所述第二晶体管与所述输入绕组之间，其中，所述系统被配置为施加至少一个断开信号以通过以下方式发起所述开关器件的断开：断开所述第二晶体管，并且将所述第一晶体管的控制端子耦合到基准电压从而断开所述第一晶体管。
46.根据权利要求41至45中任意一项所述的系统，还包括：
至少一个输出端，用于提供至少一个接通信号以引起所述开关器件的传导，并且提供至少一个断开信号，以发起所述开关器件的断开，所述断开具有包括所述开关器件的断开时间延迟的持续时间；以及
提早断开检测电路，用于通过在切换周期中检测所述断开在所述至少一个断开信号之前开始，来检测提早断开。
47.根据权利要求46所述的系统，其中，所述提早断开检测电路被进一步配置为在检测到所述提早断开时，通过施加所述断开信号来迫使所述开关器件断开。
48.根据权利要求46或47所述的系统，被进一步配置为在检测到所述提早断开时，在所述切换周期或后继切换周期中增加所述接通信号的幅度。
49.根据权利要求46至48中任意一项所述的系统，被进一步配置为在检测到所述提早断开时，改变为所述SMPC的保护操作模式。
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