CN104199064A - 基于相关波动的boc信号参数盲估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明请求保护一种基于相关波动的BOC信号的伪码周期及其副载波速率盲估计处理方法，属于信号处理技术领域。该方法通过波动相关方法在不同相关积分时延下可以做出对BOC信号多个参数的估计。当相关积分时延比较大时，可以对信号的伪码周期进行估计。当相关积分时延比较小时，可以估计出BOC信号的副载波速率参数。该方法收敛速度较快，估计精度较好，克服了谱相关方法非线性运算复杂的问题以及不能估计伪码周期的问题。本方法可以在低信噪比下较准确地估计伪码周期即副载波速率，从而对该信号的后续处理以及细微特征分析具有重要意义。

Description

基于相关波动的BOC信号参数盲估计方法

技术领域

本发明涉及导航通信信号处理，具体为一种基于相关波动的二进制偏置载波调制(Binary-Offset-Carrier，BOC)信号的伪码周期及其副载波速率盲估计问题。

背景技术

随着卫星导航技术的普及和发展，新一代卫星导航系统中广泛采用了BOC调制技术，例如最新一代的Galileo和GPS导航系统以及我国的北斗卫星导航系统。根据最新Galileo空间信号接口控制文档，10种Galileo导航信号中就有8种采用了BOC调制或者改进的BOC调制。与伽利略系统的设计类似，美国的GPS导航系统中新增加的M码军用信号也采用了BOC调制方式，军用信号与民用信号分离传输，提高了军用信号的安全性。一般的直扩信号的大多数能量都集中在载波频率附近，而BOC信号经过伪码扩频后又与方波副载波进行调制，使得信号呈现裂谱特性，即频谱分布在载波频率两侧，可以有效解决频段共用信号之间的相互干扰。同时BOC信号的自相关函数存在多个副瓣峰值，因此它具有较强的抗多路径效应能力和良好的跟踪性能，并且副瓣峰值的个数与伪码速率和副载波速率的比值有关。

由于导航频段越来越拥挤，军用信号和民用信号在频谱上需要分离以减小相互干扰，而BOC调制方式可以实现频谱分离的特性，可以有效地解决频段共用信号之间的相互干扰。并且BOC调制良好的自相关特性对于导航用相关特性来测量延时和距离有很重要的意义。正是由于其独特的频谱分裂特性以及自相关多峰特性，使得各国现代化发展中的导航系统中使用BOC调制方式。不仅如此，随着通信频段信号的逐渐拥挤，在未来的移动通信领域，将同样需要用到BOC调制技术。

综上所述，BOC调制是未来通信中非常重要的一种调制方式，因此对BOC调制信号的研究成为了非常重要的研究课题，对BOC调制直扩信号的研究主要包括副载波速率，伪码速率，伪码周期以及伪码的提取，这对于用于信号解调、信息安全、电子对抗以及对信号进行捕获和跟踪都具有重要作用。

针对二进制偏置载波调制(Binary-Offset-Carrier，BOC)信号参数估计方法正处在研究阶段，由于BOC信号是在原有的直扩信号基础上，再加上一个二进制副载波(以正弦或余弦信号为参数的符号函数)，使得其扩频波形发生改变，因此这种信号的参数检测和估计变得更复杂困难。目前还没有文献对BOC信号的伪码周期和副载波速率进行有效估计，因此研究BOC信号伪码周期和副载波速率盲估计具有重要的意义。

目前针对BOC信号的分裂频谱特性及信号的同步和捕获有较多的研究，而对该信号的参数估计研究比较少。文献(张天骐.基于谱相关的BOC调制信号参数估计.华中科技大学学报(自然科学版),2013,41)公开一种利用了循环平稳信号的谱相关理论对BOC信号进行研究，实现了该信号的参数估计，虽然该方法的估计性能优异，但其计算量较大，不适合实际应用并且该方法未能估计信号的伪码周期。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术估计信号的伪码周期时计算量大等方面的缺陷，提出一种相关波动的方法，解决BOC信号伪码周期及副载波速率估计的难题，克服了谱相关方法运算复杂的问题，同时利用对多组信号进行波动相关后累加平均降低噪声对伪码周期及副载波速率估计的影响，进而使得相关波动法能在较低信噪比下完成对BOC信号的伪码周期以及副载波速率盲估计。

本发明利用BOC信号s_B(t)是一个平稳过程，如果平稳过程s_B(t)是一个周期函数，那么该平稳过程的自相关函数也为周期函数，且两者周期相同；若平稳过程s_B(t)含有一个周期分量，那么其自相关函数含有一个相同的周期分量。当自相关积分时间较大时，V_s(τ)可能会在伪码周期整数倍的位置出现尖脉冲，通过检测各个脉冲之间的距离就可以对伪码周期进行估计，且出现的尖脉冲较大，即该方法的伪码周期的估计性能较好。当自相关积分时间较小时，V_s(τ)可能会在副载波码片宽度整数倍的位置出现尖脉冲，通过检测第一个脉冲对应的频率就可以对副载波码片宽度进行估计，当在检测副载波码片宽度时，因为T_s较小，其时域处理性能不是很好，因此可通过将时域变换到频率的方法提高估计性能，即对自相关二阶矩进行傅立叶变换。由于T_s较小，因此其傅立叶变换后的频谱中的脉冲幅度会增大，其脉冲间的间隔也会增大，此时傅立叶变换的起到了信号能量聚焦的作用。最后通过谱线的位置可以估计出副载波码片宽度进而估计出副载波速率。

一种基于波动相关的BOC信号参数估计方法，包括以下步骤：对接收信号按相同的时间长度(该时间长度内包含两个及两个以上的信息码)进行分段；选取较大的自相关积分时间为第一自相关积分时间(一般最优选取信息码时间长度的一到三倍)一个信息码的时间长度作为自相关积分时间)，对每段信号做自相关二阶矩运算；对得到的所有自相关二阶矩进行累加平均；对每次累加平均后的自相关二阶矩进行谱峰搜索，求出相邻谱峰之间的间隔；直到间隔在预定时间内保持稳定，此时获得的间隔即是伪码序列周期T_b；选取较小的自相关积分时间为第二自相关积分时间(一般最优选取副载波码片时间长度的四到八倍)一个副载波码片的时间长度)，对每段信号做自相关二阶矩运算后，再进行FFT变换；对每次FT变换后的结果进行累加平均；直到经FFT变换所得功率谱中的第一条谱峰的位置在预定时间内保持稳定，则根据第一条谱峰所在位置估计副载波码片宽度T_s，副载波速率为R_s＝1/(2T_s)。当自相关积分时间取较大值时，自相关估计的起伏度量V_s(τ)会在伪码周期整数倍的位置出现尖脉冲，通过检测各个脉冲之间的距离对伪码周期进行估计；当自相关积分时间取较小值时，V_s(τ)会在副载波码片宽度整数倍的位置出现尖脉冲，通过检测第一个脉冲对应的频率对副载波码片宽度进行估计。根据公式：对第i段信号做自相关二阶矩运算，获得第i段信号的自相关估计值根据公式确定自相关估计的起伏度量，其中，T表示积分时间，τ表示时延，Q表示BOC信号所分的段数。当时延τ＝lT_b时，对于基带BOC信号s_B(t)，根据公式： ${\hat{R}}_{\mathrm{ss}}\left({\mathrm{lT}}_b\right)=\frac{1}{T}{\∫}_0^T\underset{n=-\∞}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}{b}_n{b}_{n+l}{\left|p(t-n{T}_b)\right|}^2\mathrm{dt},(l=\mathrm{1,2,3}...)$ 对每段BOC信号做自相关运算，其中，n,l为自然数，b_n，b_n+l分别表示n,n+l时刻的信息码幅值，T_c为伪码码片宽度且有T_b＝MT_c，T表示积分时间，τ表示时延，BOC信号为：式中，a_n为由信息码，伪码以及副载波三者调制得到的信号，q(t)为宽度为T_s的矩形脉冲。

本发明运用线性运算的波动相关法对伪码周期和副载波速率进行盲估计，克服了谱相关方法非线性运算复杂的问题，同时利用累加平均的方法进一步提高该算法的抗噪声性能。

附图说明

图1本发明基带BOC信号产生的波形图意框图；

图2本发明伪码周期及副载波速率估计方法的算法流程框图；

图3本发明伪码周期估计的样本图；

图4本发明副载波速率估计的样本图；

图5本发明伪码周期估计的性能图；

图6本发明伪码周期估计的性能图。

具体实施方式

以下结合附图和具体实例，对本发明的实施作具体描述。

图1所示为基带BOC信号产生波形图。经过伪码调制后的信息码再与副载波相乘即可得到基带BOC信号。

图2所示为本发明伪码周期及副载波速率估计方法流程框图，包括步骤：对接收信号按相同的时间长度(该时间长度内包含两个及两个以上的信息码长度)；选取较大的自相关积分时间L(一般最好选取信息码时间长度的一到三倍)，对每段信号做自相关二阶矩运算；对每次求得的自相关二阶矩进行累加平均；对每次累加后的自相关二阶矩进行谱峰搜索，求出相邻谱峰之间的间隔；直到求出的间隔在其后的预定累加次数内(最优可为10次)保持稳定，停止累加和谱峰搜索，当前间隔即是伪码序列周期T_b；

选取较小的自相关积分时间L(一般最好选取副载波码片时间长度的四到八倍)，对每段信号做自相关二阶矩运算后，再做FFT变换得自相关二阶矩运的傅立叶变换W(i)；对每次FFT变换得到的W(i)进行累加平均；直到所得功率谱中的第一条谱峰的位置在预定时间内保持稳定，停止累加，第一条谱峰所在位置即为所要估计的副载波码片宽度T_s，副载波速率为R_s＝1/(2T_s)。

基带BOC信号的数学模型为： $s_B\left(t\right)=\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n{u}_{T_c}(t-n{T}_c)C_{T_s}\left(t\right)$

(1)

其中，a_n为经数据调制后的扩频码，其取值为±1，为由正弦相位产生的方波副载波，其周期为2T_s，是持续时间为T_c且幅度为1的矩形脉冲，即伪码码元宽度为T_c，且有T_c＝NT_s，N为调制阶数，其值等于一个伪码码元内所对应的副载波半周期个数。

可将基带BOC信号s_B(t)表示为

$s_B\left(t\right)=\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{b}_{n}p(t-{\mathrm{nT}}_b)---\left(2\right)$

其中，b_n为信息码幅值，根据公式 $p\left(t\right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_m\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^n{u}_{T_s}(t-n{T}_s-m{T}_c)$ 确定经过副载波调制后的一周期伪码序列，其宽度为T_b，{c_m,m＝0,...,M-1}为未调制时一周的伪码序列，M为伪码周期，T_c为伪码码片宽度且有T_b＝MT_c，是幅度为1且持续时间为T_s的矩形脉冲，伪码速率为R_c＝1/T_c，副载波速率R_s＝1/(2T_s)，调制阶数为N＝2R_s/R_c。

将接收的BOC信号以相同的时间长度进行分段(该时间长度内应包含两个及两个以上的信息码)，对每段数据做自相关运算：

${\hat{R}}_{\mathrm{ss}}^i\left(\mathrm{\τ}\right)=\frac{1}{T}{\∫}_0^T{s}_B^i\left(t\right)s_B^i(t-\mathrm{\τ})\mathrm{dt}---\left(3\right)$

式中，表示第i段信号的自相关估计值，T表示积分时间，τ表示时延，为第i段的基带BOC信号，为第i段基带BOC信号的的延时信号。

用V_s(τ)表示自相关估计的起伏度量：

$V_s\left(\mathrm{\τ}\right)=\frac{1}{Q}\underset{i=0}{\overset{Q-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\hat{R}}_{\mathrm{ss}}^i\left(\mathrm{\τ}\right)\right|}^2---\left(4\right)$

式中，Q表示BOC信号所分的段数，分析噪声n(t)的起伏度量的理论均值：

$m_V^{\left(n\right)}=E\left\{V_n\left(\mathrm{\τ}\right)\right\}=E\left\{{\left|{\hat{R}}_{\mathrm{nn}}\left(\mathrm{\τ}\right)\right|}^2\right\}={\∫}_{-\∞}^{+\∞}{S}_{\hat{R}}\left(f\right)\mathrm{dt}---\left(5\right)$

式中，表示功率谱密度，其可由周期图法得

$S_{\hat{R}}\left(f\right)=\frac{{\left|S_n\left(f\right)\right|}^2}{T}---\left(6\right)$

则有

$m_V^{\left(n\right)}=\frac{1}{T}{\∫}_{-\∞}^{+\∞}\left|S_n{\left(f\right)}^2\right|\mathrm{df}---\left(7\right)$

$S_n\left(f\right)={\left|G\left(f\right)\right|}^2\·{\mathrm{\σ}}_n^2---\left(8\right)$

式中，S_n(f)是接收滤波器输出噪声的功率谱密度，|G(f)|是接收滤波器的冲激响应g(t)的傅氏变换，为噪声的方差。

噪声的起伏标准差为:

$\mathrm{Var}\left\{{\left|{\hat{R}}_{\mathrm{nn}}\left(\mathrm{\τ}\right)\right|}^2\right\}=E\left\{{\left|{\hat{R}}_{\mathrm{nn}}\left(\mathrm{\τ}\right)\right|}^4\right\}-{\left(m_V^{\left(n\right)}\right)}^2---\left(9\right)$

$E\left\{{\left|{\hat{R}}_{\mathrm{nn}}\left(\mathrm{\τ}\right)\right|}^4\right\}=3{\left(m_V^{\left(n\right)}\right)}^2---\left(10\right)$

${\mathrm{\σ}}_V^{\left(n\right)}\left(\mathrm{\τ}\right)=\sqrt{\frac{2}{Q}}{m}_V^{\left(n\right)}---\left(11\right)$

当时延τ＝lT_b时，对于基带BOC信号s_B(t)，对每段数据做自相关运算：

${\hat{R}}_{\mathrm{ss}}\left({\mathrm{lT}}_b\right)=\frac{1}{T}{\∫}_0^T\underset{n=-\∞}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}{b}_n{b}_{n+l}{\left|p(t-n{T}_b)\right|}^2\mathrm{dt},(l=\mathrm{1,2,3}...)---\left(12\right)$

(1)当自相关积分时间T≥T_b时：

${\∫}_0^T{\left|p(t-{\mathrm{nT}}_b)\right|}^2\mathrm{dt}=T_b---\left(13\right)$

积分区间存在T/T_b个信息码，则有

$m_V^{\left(s\right)}=E\left\{{\left|{\hat{R}}_{\mathrm{ss}}\left({\mathrm{lT}}_b\right)\right|}^2\right\}={\left(\frac{T_b}{T}\right)}^2\·[\left(\frac{T}{T_b}\right)\·{\mathrm{\σ}}_s^2\·{\mathrm{\σ}}_s^2]=\frac{T_b}{T}\·{\mathrm{\σ}}_s^4---\left(\text{14}\right)$

(2)当自相关积分时间T＜T_b时：

${\∫}_0^T{\left|p(t-{\mathrm{nT}}_b)\right|}^2\mathrm{dt}=T_b---\left(15\right)$

积分区间存在1个信息码，则有

$m_V^{\left(s\right)}=E\left\{{\left|{\hat{R}}_{\mathrm{ss}}\left({\mathrm{lT}}_b\right)\right|}^2\right\}={\left(\frac{T}{T}\right)}^2\·[{\mathrm{\σ}}_s^2\·{\mathrm{\σ}}_s^2]={\mathrm{\σ}}_s^4---\left(16\right)$

如果接收滤波器的带宽为W时：

$G\left(f\right)=\left\{\begin{array}{cc}1/\sqrt{W},& -W/2\≤f\≤W/2\\ 0,& \mathrm{else}\end{array}\right.---\left(17\right)$

由式(7)(8)(11)可得噪声的起伏的均值和标准差分别为：

$m_V^{\left(n\right)}=\frac{1}{T}{\∫}_{-W/2}^{W/2}{({\left|G\left(f\right)\right|}^2\·{\mathrm{\σ}}_n^2)}^2\mathrm{dt}=\frac{{\mathrm{\σ}}_n^4}{\mathrm{TW}}---\left(18\right)$

${\mathrm{\σ}}_V^{\left(n\right)}\left(\mathrm{\τ}\right)=\sqrt{\frac{2}{M}}\frac{{\mathrm{\σ}}_n^4}{\mathrm{TW}}---\left(19\right)$

再由式(14)(16)(19)得BOC信号尖峰的均值与噪声起伏标准差的比值：

$\frac{m_V^{\left(s\right)}}{{\mathrm{\σ}}_V^{\left(n\right)}}=T_{b}W\·\sqrt{\frac{M}{2}\·\frac{{\mathrm{\σ}}_s^4}{{\mathrm{\σ}}_n^4}}(T\≥T_b)---\left(20\right)$

$\frac{m_V^{\left(s\right)}}{{\mathrm{\&sigma;}}_V^{\left(n\right)}}=\mathrm{TW}\&CenterDot;\sqrt{\frac{M}{2}}\&CenterDot;\frac{{\mathrm{\&sigma;}}_s^4}{{\mathrm{\&sigma;}}_n^4}(T<T_b)---\left(\text{21}\right)$

上式反映了BOC信号在伪码周期整数lT_b倍的检测与估计性能。当接收滤波器最优带宽W＝1/T_c时，可以得到

$\frac{m_V^{\left(n\right)}}{{\mathrm{\&sigma;}}_V^{\left(n\right)}}=n\&CenterDot;\sqrt{\frac{M}{2}\&CenterDot;\frac{{\mathrm{\&sigma;}}_s^4}{{\mathrm{\&sigma;}}_n^4}}---\left(22\right)$

由副载波速率为R_s＝1/(2T_s)可知，只要估计出副载波码片宽度就可以求得副载波速率。

当BOC信号表示为：

$s_B\left(t\right)=\underset{n=-\&infin;}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_{n}q(t-{\mathrm{nT}}_s)---23$

式中，a_n是由信息码，伪码以及副载波三者调制得到的，q(t)为宽度为T_s的矩形脉冲。

根据伪码周期估计的分析，可得到

${\hat{R}}_{\mathrm{ss}}\left({\mathrm{lT}}_s\right)=\frac{1}{T}{\&Integral;}_0^T\underset{n=-\&infin;}{\overset{+\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_n{a}_{n+1}{\left|q(t-{\mathrm{nT}}_s)\right|}^2\mathrm{dt}---\left(24\right)$

当T≈T_s，则有

$m_V^{\left(n\right)}=E\left\{{\left|{\hat{R}}_{\mathrm{ss}}\left({\mathrm{lT}}_c\right)\right|}^2\right\}=\frac{T_s}{T}{\mathrm{\&sigma;}}_s^4---\left(25\right)$

如果接收滤波器的带宽为W时：

$G\left(f\right)=\left\{\begin{array}{cc}1/\sqrt{W},& -W/2\&le;f\&le;W/2\\ 0,& \mathrm{else}\end{array}\right.---\left(26\right)$

类似可得噪声的起伏标准差为：

${\mathrm{\&sigma;}}_V^{\left(n\right)}\left(\mathrm{\&tau;}\right)=\sqrt{\frac{2}{M}}\frac{{\mathrm{\&sigma;}}_n^4}{\mathrm{TW}}---\left(27\right)$

因此有

$\frac{m_V^{\left(s\right)}}{{\mathrm{\&sigma;}}_V^{\left(n\right)}}=T_{s}W\&CenterDot;\sqrt{\frac{M}{2}}\&CenterDot;\frac{{\mathrm{\&sigma;}}_s^4}{{\mathrm{\&sigma;}}_n^4}(T\&GreaterEqual;T_b)---\left(28\right)$

上式反映了BOC信号副载波码片宽度的检测与估计性能。当接收滤波器最优带宽W＝1/T_s时，可以得到

$\frac{m_V^{\left(n\right)}}{{\mathrm{\&sigma;}}_V^{\left(n\right)}}=\sqrt{\frac{M}{2}\&CenterDot;\frac{{\mathrm{\&sigma;}}_s^4}{{\mathrm{\&sigma;}}_n^4}}---\left(29\right)$

在实际仿真实验中，采用数字信号处理的方式，因此对式(3)(4)将采用下列公式计算：

${\hat{R}}_{\mathrm{ss}}^i\left(j\right)=\frac{1}{L}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{s}_B^i\left(l\right)s_B^i(l+j),(j=\mathrm{1,2,3}...)---\left(30\right)$

$V_s\left(j\right)=\frac{1}{Q}\underset{i=1}{\overset{Q}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|{\hat{R}}_{\mathrm{ss}}^i\right|}^2---\left(31\right)$

W(i)＝|FFT(V_s(i))|  (32)

其中，L表示自相关积分时间，i表示信号段数，j为自然数，V_s(i)是在第i时刻由{V_x(j),j＝1,2,3,...}组成的向量，Q表示接收信号的总段数，表示信号的自相关二阶矩，V_s表示信号的自相关二阶矩的累加平均值，由式(31)可以估计出伪码周期T_b，对式(31)继续求FFT变换W(i)可以估计出副载波码片宽度T_s。

为验证该算法理论分析的正确性，以BOC(10,5)信号为例，估计该信号的伪码周期及副载波速率，实验参数如下，伪码速率R_c＝5.115MHz,副载波速率R_s＝10.23MHz，伪码周期为63，采样率Sa＝8位/chip，每段信号包含4个信息码，累加次数200。在SNR＝-12dB时，设置延时为800位，得到伪码周期估计的样本曲线图3；在SNR＝-8dB时，设置延时为8位，得到副载波速率估计的样本曲线图4。

如图3所示，为伪码周期估计的样本曲线，通过检测相邻尖脉冲的距离即可得到伪码周期的估计；本实验检测的距离为2016，其值等于伪码周期。

如图4所示，为副载波速率估计的样本曲线，检测第一个最大谱峰所对应的横坐标，实验中所用数据总长度为8064点，则的计算公式为图5中所估计的副载波码片宽度T_s＝8064/(1009-1)＝8位为正确结果，再根据R_s＝1/(2T_s)，可以求出副载波速率。

为验证选取不同自相关积分时间，对伪码周期估计性能的影响，设置信噪比从-14dB到0dB；其他参数与上述相同，计算分别取不同自相关积分时间，能够正确估计伪码周期所需要的信号分段的累加次数，设置蒙特卡洛仿真次数为200。

由图5可以知道，在信噪比一定时，随着自相关积分时间的延长，能正确估计出伪码周期所需要的累加次数依次减少，同时可以知道，增加信号分段累计的数目，可以提高估计的正确率。

为验证选取不同自相关积分时间，对副载波速率估计性能的影响，实验参数中设置信噪比从-10dB到0dB，其他参数与上述相同，计算分别取不同自相关积分时间，能使估计的副载波的误差小于1.25％时，所需要的信号分段的累加次数，设置蒙特卡洛仿真次数为200。

由图6可以知道，在信噪比一定时，随着自相关积分时间的延长，能能使估计的副载波的误差小于1.25％所需要的累加次数依次减少，同时可以知道，增加信号分段累计的数目，可以提高估计的正确率。

Claims (6)

1.一种基于波动相关的BOC信号参数估计方法，其特征在于，包括以下步骤：对接收信号按相同的时间长度进行分段，该时间长度内至少包含两个信息码；选取第一自相关积分时间，对每段信号做自相关二阶矩运算，对得到的所有自相关二阶矩进行累加平均；对每次累加后的自相关二阶矩进行谱峰搜索，求出相邻谱峰之间的间隔，直到间隔在预定时间内保持稳定，此时的间隔即是伪码序列周期T_b；选取第二自相关积分时间，对每段信号做自相关二阶矩运算后，再做傅里叶FFT变换，对每次FFT变换后的结果进行累加平均；直到经FFT变换所得功率谱中的第一条谱峰的位置在预定时间内保持稳定，则根据第一条谱峰所在位置估计出副载波码片宽度T_s，副载波速率为R_s＝1/(2T_s)。

2.根据权利要求1所述的估计方法，其特征在于，选取略大于一个信息码的时间长度的时间作为第一自相关积分时间，选取略大于一个副载波码片的时间长度的时间为第二自相关积分时间。

3.根据权利要求1所述的估计方法，其特征在于，当自相关积分时间为第一自相关积分时间时，自相关估计的起伏度量V_s(τ)会在伪码周期整数倍的位置出现尖脉冲，通过检测各个脉冲之间的距离对伪码周期进行估计；当自相关积分时间为第二自相关积分时间时，自相关估计的起伏度量V_s(τ)会在副载波码片宽度整数倍的位置出现尖脉冲，通过检测第一个脉冲对应的频率对副载波码片宽度进行估计。

4.根据权利要求1-3其中之一所述的估计方法，其特征在于，根据公式：对第i段信号做自相关二阶矩运算，获得第i段信号的自相关估计值最后根据公式确定自相关估计的起伏度量，其中，T表示积分时间，τ表示时延，为第i段基带BOC信号，为第i段基带BOC信号的的延时信号，Q表示BOC信号所分的段数。

5.根据权利要求1-3其中之一所述的估计方法，其特征在于，当时延τ＝lT_b时，对于基带BOC信号s_B(t)，根据公式 ${\hat{R}}_{\mathrm{ss}}\left({\mathrm{lT}}_b\right)=\frac{1}{T}{\&Integral;}_0^T\underset{n=-\&infin;}{\overset{+\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_n{b}_{n+l}{\left|p(t-n{T}_b)\right|}^2\mathrm{dt},(l=\mathrm{1,2,3}...)$ 对每段BOC信号做自相关运算，其中，n,l为自然数，T表示积分时间，τ表示时延，b_n，b_n+l分别表示n,n+l时刻的信息码幅值，T_b为信息码宽度，T_c为伪码码片宽度且有T_b＝MT_c，p(t-nT_b)表示宽度为T_b的矩形脉冲延时nT_b个单位。

6.根据权利要求5所述的估计方法，其特征在于，基带BOC信号为：式中，n是自然数a_n是由信息码，伪码以及副载波三者调制得到的，q(t)为宽度为T_s的矩形脉冲。