CN104143997B - 一种基于扩频体制的多址干扰抗错锁判决方法 - Google Patents
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Abstract
一种基于扩频体制的多址干扰抗错锁判决方法，分析和仿真伪码互相关特性，结合多址干扰的幅度特性，设计出了一种判决结果稳定可靠的多址假锁判决和退出方法。与现有卫星技术中采用功率控制技术和改进伪码捕获策略等措施相比，本专利解决了弱信噪比下锁定判决不准、强信噪比环路容易假锁的多址假锁问题，大大提高扩频伪码捕获和跟踪的可靠性，在中低轨卫星实现扩频抗错锁方面有着广阔的应用前景。
Description
技术领域
本发明涉及一种基于扩频体制的多址干扰抗错锁判决方法，同时兼容单路信号和多路多址扩频信号，能够实现伪码相位假锁自动识别和系统退出重捕，主要在各类中低轨卫星扩频测控平台上使用，属于卫星测控技术领域。
背景技术
在中强电平单路，伪码相位对齐之前，互相关峰有可能大于捕获门限出现假锁。在多址干扰条件下，多址干扰与本地码间互相关峰值可能大于用信号自相关峰值，也会造成扩频应答机的错锁。
如果伪码捕获门限过高，可能检测不到弱信号，捕获时间太长，也可能造成真锁时意外退出造成虚警。如果门限过低，则可能错锁到互相关干扰峰值，环路假锁状态无法退出。
传统的伪码防错锁技术虽然分析了伪码的自相关特性和互相关特性，但是解决措施停留在改进伪码自相关和互相关特性、功率控制技术和改进伪码的捕获策略等，这些设计存在以下不足：
1)当同族伪码的相位和多项式给定时，伪码的自相关和互相关特性就会确定，不可能随意增加码长或改变给定扩频伪码的形式。
2)功率控制技术是指降低干扰和有用信号功率比值，即干信比。但是干信比主要考察单机抗干扰、抗侦收和抗截获的能力，它是系统技术指标要求，不能随意降低干信比。
3)改进伪码捕获策略是指合理选择捕获门限，但未进一步展开和详尽理论分析，缺乏基础理论支撑和公式解析推导。
随着扩频测控体制在中低轨卫星越来越多的应用，多址干扰抗假锁问题日益突出。传统的伪码防错锁技术已然无法满足扩频测控设备多址抗假锁自动识别和退出重捕的可靠性要求。
发明内容
本发明的技术解决问题是：克服现有技术的不足，提供了一种基于扩频体制的多址干扰抗错锁判决方法，分析和仿真伪码互相关特性，结合多址干扰的幅度特性，设计出了一种判决结果稳定可靠的多址假锁判决和退出方法，最大程度满足卫星对多址干扰抗假锁的功能要求。
本发明的技术解决方案是：一种基于扩频体制的多址干扰抗错锁判决方法，步骤如下：
(1)对待输入单路扩频伪码信号和多路扩频伪码信号的互相关特性进行仿真，得到互相关曲线，查找互相关曲线中互相关峰的最大值，计算每两个最大互相关峰之间的伪码相位距离，并查找这些伪码相位距离中的最大值，记为Na；同时确定用于多址干扰抗假锁判决的伪码个数Nb；
所述单路扩频伪码信号只包括被测信号；多路扩频伪码信号中每一路扩频伪码的多项式相同，但初始相位不同，符合同族码特性，其中一路信号为被测信号，其余同族扩频信号为多址干扰信号；所述多路扩频伪码信号中的被测信号与单路扩频伪码信号相同；
(2)若扩频应答机的输入信号为单路扩频伪码信号，则进入步骤(3)，若扩频应答机的输入信号为多路扩频伪码信号，则进入步骤(13)；
(3)完成单路扩频伪码信号的伪码和载波捕获，获得单路扩频伪码信号的伪码相位和载波频率，进行伪码和载波的跟踪，进入步骤(4)；
所述单路扩频伪码信号中伪码和载波的捕获具体为：
采取时域半码片滑动相关算法或频域伪码全相位相关捕获算法，完成单路扩频伪码信号中伪码相位和载波频率的二维搜索，若单路扩频伪码信号的载波频谱最大自相关峰值大于预设的捕获门限，则本地信号的伪码相位和输入信号伪码的伪码相位相差小于半码片，输入信号和本地信号的载波频偏小于载波跟踪环路带宽；
所述本地信号为扩频应答机中用于相干解调而产生的包括扩频伪码和载波频率的调制信号；
所述载波跟踪环路带宽为描述载波自动跟踪能力的参数，若载波频差小于或等于环路带宽，则载波跟踪环路自动调整本地载波NCO的频率和相位，使得本地载波NCO的频率和相位与输入信号相同，维持载波锁定状态，若载波频差大于环路带宽，则载波环路无法自动跟踪输入信号的频率和相位，处于自由振荡状态；
(4)将步骤(3)中捕获所得本地信号的伪码相位作为当前本地信号的跟踪码相位，并分别产生与本地信号的伪码相位相距半码片的超前本地扩频码序列和滞后本地扩频码序列；
超前本地伪码序列、当前伪码序列和滞后本地伪码序列分别对单路扩频伪码信号进行求模二加运算，完成输入信号的解扩功能，得到三组解扩后的信号，进入步骤(5)；所述当前伪码为本地信号；
(5)对步骤(4)中三组解扩后的信号进行数字下变频，得到三组零中频的相关值，分别为超前相关值、当前相关值和滞后相关值，每组相关值均包含同相项和正交项，分别对三组相关值中的同相项和正交项进行降速率相干积分累加，得到三组低速率相关值，进入步骤(6)；
所述降速相干积分累加是指将高速率的解扩和下变频后的信号进行直接累加，累加后的信号采样频率变低，信噪比提高，同时保留了原始信号的频差信息；
(6)采取超前滞后码环跟踪实现伪码相位跟踪，所述伪码跟踪环是采取超前相关值的平方和减去滞后相关值的平方和的方法得到码环跟踪相位误差，码环跟踪相位误差经过二阶环滤波平滑滤波后，调整本地伪码时钟，使得本地伪码时钟和输入伪码时钟同步相干，伪码环路跟踪进入码环锁定状态；
所述超前相关值的平方和为超前相关值中同相项的平方和正交相的平方之和；滞后相关值的平方和为滞后相关值中同相项的平方和正交相的平方之和；所述码环锁定状态是指本地当前伪码相关值中同相项的平方和与正交项的平方之差小于预设的锁定阈值；
(7)在码环锁定状态下，计算本地信号的相关值，即当前伪码的同相项与正交项的平方和，并以时间T1为周期，对当前自相关峰进行N1次积分累加，考虑截位求平均的比例系数k，得到累加后当前伪码自相关峰值Rtk，进入步骤(12)；
(8)在码环锁定状态下，对伪码捕获所得本地信号的伪码相位进行延迟，并取Nb个延迟伪码序列进行解扩计算，
所述解扩计算是指将Nb个延迟伪码序列中每4个连续相位分成一组，一共分成M组，即Nb＝4*M，每组中的4路延迟伪码序列分别对单路扩频伪码信号进行求模二加运算，得到4路延迟伪码解扩信号；共得到Nb路延迟伪码解扩信号；
(9)对步骤(8)中M组延迟伪码序列中每一组的4路延迟伪码解扩信号进行数字下变频和相干积分累加，得到四组包含同相项和正交项的延迟伪码序列相关值；
(10)计算步骤(9)中四组包含同相项和正交项的延迟伪码序列相关值中每一组延迟伪码序列的自相关峰Ri，即每一组延迟伪码序列相关值中同相项和正交项的平方和，并对自相关峰Ri进行N2次积分累加，即以时间T2为周期，考虑截位求平均的比例系数，得到每一组延迟伪码序列对应的互相关峰值Rik；进一步查找4个互相关峰值的最大值Rim；进入步骤(11)；
(11)在T1时间内重复步骤(9)～步骤(10)，完成M组延迟伪码序列的互相关峰值计算和最大值搜索，得到T1时间内Nb个延迟伪码序列的互相关最大峰值Rim_max；所述T1＝T2*M；进入步骤(12)；
(12)利用步骤(7)计算得到的当前伪码自相关峰值Rtk除以步骤(11)中得到的Nb个延迟伪码序列对应的互相关最大峰值Rim_max，得到单路条件下的比例系数K1_max；
(13)当输入信号为多路扩频干扰信号时，只考虑多路扩频干扰信号中的被测信号，重复上述步骤(3)～(12)，可得多址干扰条件下比例系数K2_max；
(14)综合考虑输入信号为单路扩频信号和多路扩频信号两种条件，令抗假锁门限最大的比例系数K_max＝min{K1_max,K2_max}，同时取1≤Kc≤K_max，则假锁门限的取值为Rfk＝Kc×Rim_max；
(15)完成输入信号抗错锁判决；若当前伪码自相关峰值Rtk大于多址门限Rfk，则当前跟踪的伪码相位和载波频率结果正确，进入步骤(16)；否则当前跟踪的伪码相位和载波频率结果错误，则进入伪码相位和载波频率重新捕获状态，进入步骤(3)；
(16)对伪码相位和载波相位跟踪结果正确的输入信号进行位同步、信道译码和帧同步，完成输入信号的解调，得到输入信号中的遥控和测距信息。
所述步骤(1)中Na和Nb均为自然数，且Nb大于2倍的Na。
所述步骤(7)中考虑截位求平均的比例系数k，得到累加后当前伪码自相关峰值Rtk，具体为：
考虑截位求平均比例系数以后的当前伪码自相关峰值由公式：
RTK＝k*RTK′
给出，其中，RTK′为直接累加后当前伪码自相关峰值，k为截位求平均的比例系数，k＝1/2N，其中，N为当前自相关峰值累加后舍弃的低有效位的位数。
本发明与现有技术相比的有益效果是：
(1)本发明通过仿真分析给出了扩频伪码互相关峰最大值间隔的最长伪码相位距离为Na个码相位，明确提出了利用互相关峰特性进行有效多址假锁判断的最小必要码相位间距，多址假锁判定时不必进行整个伪码全相位的互相关峰值搜索，大大减少了伪码相位搜索空间，简化了多址假锁判定的逻辑实现过程；
(2)本发明采取当前跟踪PN延迟Nb个码相位进行多址假锁判定，当前跟踪PN延迟直接延迟，实现简单方便，占用资源少；
(3)本发明给出了利用伪码互相关特性进行多址干扰抗措施判决方法的逻辑框图，结合多址干扰信号的幅度特性，首次明确了单路扩频信号和多址干扰信号统一的合理的抗错锁判决门限设置方法；
(4)本发明提出了基于扩频体制的多址干扰抗错锁判决逻方法，解决了强信号扩频应答机错锁，弱信号捕获时间太长的技术难题，突破了扩频体制的多址干扰抗错锁的技术瓶颈，保证了捕获和跟踪的扩频伪码相位的正确性。
附图说明
图1为本发明的流程图；
图2为本发明的原理框图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的具体实施方式进行进一步的详细描述。
扩频测控因其良好的抗干扰、抗截获和抗侦收性能，在卫星测控领域得到了广泛应用。为了满足多站测定轨需求，扩频测控上行一般是多路测距信号和一路遥控信号，遥控伪码和测距伪码为同族的GOLD码，多路互相影响形成多址干扰。
当多项式和初相给定后，伪码自相关和互相关特性也就会确定。建立在伪码自相关和互相关特性仿真分析基础上，需要设置多址假锁判决和退出逻辑。当系统完成伪码和载波捕获后，在伪码跟踪过程中，利用多址干扰抗假锁判决方法，进行捕获伪码相位正确性的可靠自动识别。
如图1所示为本发明的流程图，图2所示为本发明的原理框图，由图1和图2可知，本发明提出的一种基于扩频体制的多址干扰抗错锁判决方法，实施步骤如下：
(1)对待输入单路扩频伪码信号和多路扩频伪码信号的互相关特性进行仿真，得到互相关曲线，查找互相关曲线中互相关峰的最大值，计算每两个最大互相关峰之间的伪码相位距离，并查找这些伪码相位距离中的最大值，记为Na(27个)；同时确定用于多址干扰抗假锁判决的伪码个数Nb(80个)，所述Na和Nb为自然数，Nb大于2倍的Na；
所述伪码自相关和互相关特性是指扩频伪码自相关峰是否等于N＝2r-1(r＝10)，互相关峰是否等于-1，-(2(r+1)/2+1)和(2(r+1)/2-1)三组值。
所述单路扩频伪码信号只包括被测信号；所述多路扩频伪码信号是指每一路扩频伪码的多项式相同，但初始相位不同，符合同族码特性，其中一路信号为被测信号，其余同族扩频信号为多址干扰信号；所述多路扩频伪码信号中的被测信号与单路扩频伪码信号相同；
(2)若扩频应答机的输入信号为单路扩频伪码信号，则进入步骤(3)，若扩频应答机的输入信号为多路扩频伪码信号，则进入步骤(13)；
多址干扰信号功率和被测信号功率的比值称为干信比Ji(单位dB)。在背景型号中，干信比为15dB，对应幅度增量为5.6倍；
(3)完成单路扩频伪码信号的伪码和载波捕获，获得单路扩频伪码信号的伪码相位和载波频率，进行伪码和载波跟踪，进入步骤(4)和步骤(8)；
所述单路扩频伪码信号中伪码和载波的捕获具体为：
采取时域半码片滑动相关算法或频域伪码全相位相关捕获算法，完成单路扩频伪码信号中伪码相位和载波频率的二维搜索，若单路扩频伪码信号的载波频谱最大自相关峰值大于预设的捕获门限，本地信号的伪码相位和输入信号伪码的伪码相位相差小于半码片，输入信号和本地信号的载波频偏小于载波跟踪环路带宽；
所述本地信号为扩频应答机中用于相干解调而产生的扩频伪码和载波频率；
所述载波跟踪环路带宽为描述载波自动跟踪能力的技术参数，当载波频差小于环路带宽时，载波跟踪环路可以自动调整本地载波NCO的频率和相位，使得本地载波NCO的频率和相位与输入信号相同，维持载波锁定状态，否则载波环路无法自动跟踪输入信号的频率和相位，处于自由振荡状态；
(4)将步骤(3)中捕获所得本地信号的伪码相位作为当前本地信号的跟踪码相位，并分别产生与本地信号的伪码相位相距半码片的超前本地扩频码序列和滞后本地扩频码序列；
超前本地伪码序列、当前伪码序列和滞后本地伪码序列分别对单路扩频伪码信号进行求模二加运算，完成输入信号的解扩功能，得到三组解扩后的信号，进入步骤(5)；所述当前伪码为本地信号；
(5)对步骤(4)中三组解扩后的信号进行数字下变频，分别得到零中频的三组相关值，分别为超前相关值、当前相关值和滞后相关值，每组相关值均包含同相项和正交项，分别对三组相关值中的同相项和正交项进行降速率相干积分累加，采样时钟降至fts(KHz/s)，得到超前Ei/Eq，当前Pi/Pq和滞后Li/Lq三组低速率的相关值，进入步骤(6)；
所述降速相干积分累加是指将高速率(AD采样时钟，55MHz/s)的解扩和下变频后的信号进行直接累加，累加后信号采样频率变低(环路跟踪速率，16KHz/s)，信噪比提高，同时保留了原始信号的频差信息；
(6)采取超前滞后DTTL码码环跟踪实现伪码相位跟踪；所述伪码跟踪环是采取超前相关值(Ei/Eq)的平方和减去滞后相关值(Li/Lq)的平方和的方法得到码环跟踪相位误差，码环跟踪相位误差经过二阶环滤波平滑滤波后，调整本地伪码时钟，使得本地伪码时钟和输入伪码时钟同步相干，伪码环路跟踪进入码环锁定状态；
所述超前相关值的平方和为超前相关值中同相项的平方和正交相的平方之和；滞后相关值的平方和为滞后相关值中同相项的平方和正交相的平方之和；所述码环锁定状态是指本地当前伪码相关值中同相项的平方和与正交项的平方之差小于预设的锁定阈值；
(7)在码环锁定状态下，计算本地信号的相关值(Pi/Pq)，即当前伪码的同相项与正交项的平方和Ra，并对当前自相关峰进行N1次(8000次)积分累加，即以时间T1(500ms)为周期，考虑到截位求平均的比例系数1/K1(1/2^9)，得到累加后当前伪码自相关峰值Rtk，进入步骤(12)；
所述截位求平均是指为防止N1次积分累加后的相关值太大，有效位宽太多，为简化计算和比较过程而使自相关峰值Rtk取累加后相关值的高有效位，舍弃的低有效位(比如9位)即为进行截位求平均的比例系数；具体为：考虑截位求平均比例系数以后的当前伪码自相关峰值由公式：
RTK＝k*RTK′
给出，其中，RTK′为直接累加后当前伪码自相关峰值，k为截位求平均的比例系数，k＝1/2N，其中，N为当前自相关峰值累加后舍弃的低有效位的位数。
(8)在码环锁定状态下，对伪码捕获所得本地信号的伪码相位进行延迟，并取Nb个延迟伪码序列进行解扩计算，
所述解扩计算是指将Nb个延迟伪码序列中每4个连续相位分成一组，一共分成M组(20组)，即Nb＝4*M，每组中的4路延迟伪码序列分别对单路扩频伪码信号进行求模二加运算，得到4路延迟伪码解扩信号；共得到Nb路延迟伪码解扩信号；
(9)对步骤(8)中M组延迟伪码序列中每一组的4路延迟伪码解扩信号进行数字下变频和相干积分累加，采样时钟同样降至fts(16KHz/s)，得到四组包含同相项和正交项的延迟伪码序列相关值(Lri/Lrq)；
(10)计算步骤(9)中四组包含同相项和正交项的延迟伪码序列相关值(Lri/Lrq)中每一组延迟伪码序列的自相关峰Ri，即每一组延迟伪码序列相关值中同相项和正交项的平方和，并对自相关峰Ri进行N2次(400次)积分累加，即以时间T2(25ms)为周期，考虑到截位求平均的比例系数1/K2(1/2^5)，得到每一组延迟伪码序列对应的互相关峰值Rik；进一步查找4个互相关峰值的最大值Rim；进入步骤(11)；
(11)T1时间内重复步骤(9)～步骤(10)，完成M组延迟伪码序列的互相关峰值计算和最大值搜索，得到T1时间内Nb个延迟伪码序列的互相关最大峰值Rim_max；所述T1＝T2*M；进入步骤(12)；
(12)利用步骤(7)计算得到的当前伪码自相关峰值Rtk除以步骤(11)中得到的Nb个延迟伪码序列对应的互相关最大峰值Rim_max，得到单路条件下的比例系数K1_max；
(13)当输入信号为多路扩频干扰信号时，只考虑多路扩频干扰信号中的被测信号，重复上述步骤(3)～(12)，可得多址干扰条件下比例系数K2_max；
(14)综合考虑输入信号为单路扩频信号和多路扩频信号两种条件，令抗假锁门限最大的比例系数K_max＝min{K1_max,K2_max}，同时取1≤Kc≤K_max，则假锁门限的取值为Rfk＝Kc×Rim_max；
(15)若当前伪码自相关峰值Rtk大于多址门限Rfk，则当前跟踪的伪码相位和载波频率结果正确，进入步骤(16)；否则当前跟踪的伪码相位和载波频率结果错误，则进入伪码相位和载波频率重新捕获状态，进入步骤(3)；完成输入信号抗错锁判决；
(16)对伪码相位和载波相位跟踪结果正确的输入信号进行位同步、信道译码和帧同步，完成输入信号的解调，得到输入信号中的遥控和测距信息。
目前在已发射型号卫星上使用该方法，经过整星测试表明，应用了本发明方法后，满足了扩频测控体制下的多址干扰抗错锁功能要求，大大提高了伪码和载波捕获的可靠性和准确性，有效地保障了测控链路可靠建立和数据传输需求。
本发明说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员的公知技术。
Claims (3)
1.一种基于扩频体制的多址干扰抗错锁判决方法，其特征在于步骤如下：
(1)对待输入单路扩频伪码信号和多路扩频伪码信号的互相关特性进行仿真，得到互相关曲线，查找互相关曲线中互相关峰的最大值，计算每两个最大互相关峰之间的伪码相位距离，并查找这些伪码相位距离中的最大值，记为Na；同时确定用于多址干扰抗假锁判决的伪码个数Nb；
所述单路扩频伪码信号只包括被测信号；多路扩频伪码信号中每一路扩频伪码的多项式相同，但初始相位不同，符合同族码特性，其中一路信号为被测信号，其余同族扩频信号为多址干扰信号；所述多路扩频伪码信号中的被测信号与单路扩频伪码信号相同；
(2)若扩频应答机的输入信号为单路扩频伪码信号，则进入步骤(3)，若扩频应答机的输入信号为多路扩频伪码信号，则进入步骤(13)；
(3)完成单路扩频伪码信号的伪码和载波捕获，获得单路扩频伪码信号的伪码相位和载波频率，进行伪码和载波的跟踪，进入步骤(4)；
所述单路扩频伪码信号中伪码和载波的捕获具体为：
采取时域半码片滑动相关算法或频域伪码全相位相关捕获算法，完成单路扩频伪码信号中伪码相位和载波频率的二维搜索，若单路扩频伪码信号的载波频谱最大自相关峰值大于预设的捕获门限，则本地信号的伪码相位和输入信号伪码的伪码相位相差小于半码片，输入信号和本地信号的载波频偏小于载波跟踪环路带宽；
所述本地信号为扩频应答机中用于相干解调而产生的包括扩频伪码和载波频率的调制信号；
所述载波跟踪环路带宽为描述载波自动跟踪能力的参数，若载波频差小于或等于环路带宽，则载波跟踪环路自动调整本地载波NCO的频率和相位，使得本地载波NCO的频率和相位与输入信号相同，维持载波锁定状态，若载波频差大于环路带宽，则载波环路无法自动跟踪输入信号的频率和相位，处于自由振荡状态；
(4)将步骤(3)中捕获所得本地信号的伪码相位作为当前本地信号的跟踪码相位，并分别产生与本地信号的伪码相位相距半码片的超前本地扩频码序列和滞后本地扩频码序列；
超前本地伪码序列、当前伪码序列和滞后本地伪码序列分别对单路扩频伪码信号进行求模二加运算，完成输入信号的解扩功能，得到三组解扩后的信号，进入步骤(5)；所述当前伪码为本地信号；
(5)对步骤(4)中三组解扩后的信号进行数字下变频，得到三组零中频的相关值，分别为超前相关值、当前相关值和滞后相关值，每组相关值均包含同相项和正交项，分别对三组相关值中的同相项和正交项进行降速率相干积分累加，得到三组低速率相关值，进入步骤(6)；
所述降速相干积分累加是指将高速率的解扩和下变频后的信号进行直接累加，累加后的信号采样频率变低，信噪比提高，同时保留了原始信号的频差信息；
(6)采取超前滞后码环跟踪实现伪码相位跟踪，所述伪码跟踪环是采取超前相关值的平方和减去滞后相关值的平方和的方法得到码环跟踪相位误差，码环跟踪相位误差经过二阶环滤波平滑滤波后，调整本地伪码时钟，使得本地伪码时钟和输入伪码时钟同步相干，伪码环路跟踪进入码环锁定状态；
所述超前相关值的平方和为超前相关值中同相项的平方和正交相的平方之和；滞后相关值的平方和为滞后相关值中同相项的平方和正交相的平方之和；所述码环锁定状态是指本地当前伪码相关值中同相项的平方和与正交项的平方之差小于预设的锁定阈值；
(7)在码环锁定状态下，计算本地信号的相关值，即当前伪码的同相项与正交项的平方和，并以时间T1为周期，对当前自相关峰进行N1次积分累加，考虑截位求平均的比例系数k，得到累加后当前伪码自相关峰值Rtk，进入步骤(12)；
(8)在码环锁定状态下，对伪码捕获所得本地信号的伪码相位进行延迟，并取Nb个延迟伪码序列进行解扩计算，
所述解扩计算是指将Nb个延迟伪码序列中每4个连续相位分成一组，一共分成M组，即Nb＝4*M，每组中的4路延迟伪码序列分别对单路扩频伪码信号进行求模二加运算，得到4路延迟伪码解扩信号；共得到Nb路延迟伪码解扩信号；
(9)对步骤(8)中M组延迟伪码序列中每一组的4路延迟伪码解扩信号进行数字下变频和相干积分累加，得到四组包含同相项和正交项的延迟伪码序列相关值；
(10)计算步骤(9)中四组包含同相项和正交项的延迟伪码序列相关值中每一组延迟伪码序列的自相关峰Ri，即每一组延迟伪码序列相关值中同相项和正交项的平方和，并对自相关峰Ri进行N2次积分累加，即以时间T2为周期，考虑截位求平均的比例系数，得到每一组延迟伪码序列对应的互相关峰值Rik；进一步查找4个互相关峰值的最大值Rim；进入步骤(11)；
(11)在T1时间内重复步骤(9)～步骤(10)，完成M组延迟伪码序列的互相关峰值计算和最大值搜索，得到T1时间内Nb个延迟伪码序列的互相关最大峰值Rim_max；所述T1＝T2*M；进入步骤(12)；
(12)利用步骤(7)计算得到的当前伪码自相关峰值Rtk除以步骤(11)中得到的Nb个延迟伪码序列对应的互相关最大峰值Rim_max，得到单路条件下的比例系数K1_max；
(13)当输入信号为多路扩频干扰信号时，只考虑多路扩频干扰信号中的被测信号，重复上述步骤(3)～(12)，可得多址干扰条件下比例系数K2_max；
(14)综合考虑输入信号为单路扩频信号和多路扩频信号两种条件，令抗假锁门限最大的比例系数K_max＝min{K1_max,K2_max}，同时取1≤Kc≤K_max，则假锁门限的取值为Rfk＝Kc×Rim_max；
(15)完成输入信号抗错锁判决；若当前伪码自相关峰值Rtk大于多址门限Rfk，则当前跟踪的伪码相位和载波频率结果正确，进入步骤(16)；否则当前跟踪的伪码相位和载波频率结果错误，则进入伪码相位和载波频率重新捕获状态，进入步骤(3)；
(16)对伪码相位和载波相位跟踪结果正确的输入信号进行位同步、信道译码和帧同步，完成输入信号的解调，得到输入信号中的遥控和测距信息。
2.根据权利要求1所述的一种基于扩频体制的多址干扰抗错锁判决方法，其特征在于：所述步骤(1)中Na和Nb均为自然数，且Nb大于2倍的Na。
3.根据权利要求1所述的一种基于扩频体制的多址干扰抗错锁判决方法，其特征在于：所述步骤(7)中考虑截位求平均的比例系数k，得到累加后当前伪码自相关峰值Rtk，具体为：
考虑截位求平均比例系数以后的当前伪码自相关峰值由公式：
RTK＝k*RTK′
给出，其中，RTK′为直接累加后当前伪码自相关峰值，k为截位求平均的比例系数，k＝1/2N，其中，N为当前自相关峰值累加后舍弃的低有效位的位数。
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