CN104184309B - 用于产生电压波形的电路 - Google Patents

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Abstract

一种用于在输出节点处产生电压波形的电路。所述电路包括：电压轨，通过电压轨开关与输出节点相连接；锚节点，通过电感器和双向开关与输出节点相连接，其中所述双向开关包括串联的两个或更多个晶体管；控制单元，配置为通过控制电压轨开关和双向开关以便如果负载电容与输出节点相连接则在电感器和负载电容之间建立谐振电路，来改变输出节点处的电压。所述电路可以被包括在用于处理带电粒子的装置中，例如，用于执行质谱分析或离子迁移谱分析。

Description

用于产生电压波形的电路
技术领域
本发明涉及一种用于在输出节点处产生电压波形的电路。优选地，所述电路被包括在用于处理带电粒子(charged particles)的装置中，例如，用于执行质谱分析或离子迁移谱分析的装置。本发明还涉及相关装置和方法。
背景技术
大量执行质谱分析的方法依赖于向质谱仪的组件施加高频电压波形。例如，如离子引导(ion guides)、离子阱、滤质器和其他设备的离子光学设备都会需要这种在本文详细描述的电压波形。
W.Paul和H Steinwedel首次在US2,939,952中公开了一种四极离子阱和四极滤质器，其中公开了可以向其施加射频波形的若干电极结构。对该文献所公开的电极结构施加高频电压波形产生了四极电场，将具有特定特性的离子限制在设备中。R.E.March和R.JHughes的著作“Quadrupole Storage Mass Spectrometry”(Wiley Interscience)以及R.E.March和J.F.J.Todd编辑的系列著作“Practical Aspects of Trapped Ion MassSpectrometry”卷I-V(CRC Press)推进了该理论的发展，详细描述了本领域的状态。
用于产生适于俘获或限制质谱仪内离子的电压波形的商用装置趋于依靠谐振电路。
例如图1所示，谐振电路实质上产生正弦电压波形。谐振电路是公知的用于产生正弦射频(“RF”)电压波形的电路，通常用于质谱仪或其它设备。例如，参照US2,939,952。本发明人认识到，由于以谐振方式产生这种电压波形，因此效率很高，需要很少驱动电力来产生大幅值的波形。然而，难以改变由谐振电路产生的电压波形的操作频率，要改变电压波形的操作频率通常需要改变构成谐振电路的组件。因此，在操作期间需要改变操作频率的情况下，通常需要使用在不同电压电平之间进行直接切换的直接切换方法。
直接切换方法相较于谐振电路提供以下显著优点：可以在操作期间轻松地改变电压波形的频率。然而，目前的直接切换技术效率较低且功耗较大，其中目前的直接切换技术的特征在于“硬切换”技术。
例如，在WO01/29875和US专利No.7,193,207B1中公开了一种通过直接切换方法产生高频波形的示例，所述直接切换方法结合使用用于通过交替激活开关来在两个电压电平之间切换电压以产生矩形波的开关集合。
RU2010392是用于在输出节点处产生电压波形的电路的另一示例，其中使用复杂切换设置以便在两个电压电平之间切换。
例如，参照US2011/062935、US5081400、US7026765、KR20080042624、WO01/29875，公开了一种在质谱仪领域之外用于产生电压波形的电路。
US专利No.7,755,034公开了一种四极离子阱和电离(dissociate)四极离子阱内所保持离子的方法。
WO2010/125357公开了一种用于执行差分粒子迁移谱和质量分析的离子分析装置。
根据上述考虑设想了本发明。
发明内容
优选地，本发明提供了用于产生RF电压波形的谐振电路和硬切换方法二者的优点，以便产生用于产生高频电压波形的灵活高效装置。
通常，本发明涉及一种用于在输出节点处产生电压波形的电路，所述电路包括：
电压轨，通过电压轨开关与输出节点相连接；
锚节点(anchor node)，通过电感器和双向开关与输出节点相连接；
控制单元，配置为通过控制电压轨开关和双向开关以便如果负载电容与输出节点相连接则在电感器和负载电容之间建立谐振电路，来改变输出节点处的电压。
可以从以下详细描述看出，发明人发现通过建立谐振电路改变电压有助于以节能方式(energy efficient manner)产生电压波形。
因此，这里可以将包括上述特征的电路称作进行了“能量回收(energyrecovery)”，以便区分所述电路和被称作没有进行“能量回收”的其它电路。
在第一方面中，本发明可以提供：
一种用于在输出节点处产生电压波形的电路，所述电路包括：
电压轨，通过电压轨开关与输出节点相连接；
锚节点，通过电感器和双向开关与输出节点相连接，其中所述双向开关包括串联的两个或更多个晶体管；以及
控制单元，配置为通过控制电压轨开关和双向开关以便如果将负载电容与输出节点相连接则在电感器和负载电容之间建立谐振电路，来改变输出节点处的电压。
可以从以下详细描述看出，发明人发现通过在双向开关中包括串联的两个或更多个晶体管，可以以特定节能方式产生电压波形。
优选地，串联的两个或更多个晶体管包括一对MOSFET晶体管。
优选地，串联的两个或更多个晶体管包括背对背连接的晶体管对，即，使得与晶体管对相关的传统电流的方向指向相反方向。例如，背对背连接的MOSFET对应将其源极连接在一起，或将其漏极连接在一起。例如，npn晶体管对或pnp晶体管对应将其集电极连接在一起或将其射极连接在一起。
尤其优选地，串联的两个或更多个晶体管包括背对背连接的MOSFET晶体管对。如下所述，由于串联两个MOSFET晶体管，该设置导致双向开关具有非常低的电容。
这里，将电压轨理解为配置为具有预定电压(即，在预定电压处)的任何电路元件(例如，配置为与具有该电压的电压源相连接)。尽管优选地在使用电路时将电压轨与电压源相连接，然而电压轨不需要一直与电压源相连接。
优选地，将该电压轨或每个电压轨(注意，在某些实施例中存在多于一个电压轨，如下所述)配置为(分别)具有幅值至少为10V的预定电压，更优选地至少50V，更优选地至少100V(相对于地)。
优选地，将该电压轨或每个电压轨配置为(分别)具有幅值(相对于锚轨的电压)在10V到5000V之间的预定电压，更优选地在50V到2500V之间，甚至更优选地在100V和1000V之间。
更优选地，将该电压轨或每个电压轨配置为(分别)具有幅值(相对于锚轨的电压)可以变化的预定电压，优选是从第一电压值到第二电压值的值范围之间。优选地，第一电压值是10V或更高，更优选地是50V或更高，甚至更优选地是100V或更高。优选地，第二电压值是5000V或更低，更优选地2500V或更低，更优选地1000V或更低。
在电路包括两个电压轨(如下所述)的情况下，优选地第一电压轨和第二电压轨的每个具有幅值(相对于锚轨的电压)基本相同的预定电压，极性与另一电压轨的极性相反，以便确保建立的谐振电路高效工作。
优选地，电路是切换电路，用于产生在第一电压和第二电压之间进行切换的切换波形，优选地频率在10kHz和100MHz之间，更优选地100kHz和10MHz之间，最优选地500kHz和5MHz之间。
在“双轨”电路(如下所述)中，第一电压可以是第一电压轨的电压，第二电压可以是第二电压轨的电压。
在“单轨”电路(如下所述)中，第一电压可以是(唯一)电压轨的电压，第二电压可以是浮动电压。
优选地，控制单元配置为基于用户输入改变在第一电压和第二电压之间切换的切换电压波形的频率，优选地在从第一频率值到第二频率值的值范围之间。优选地，第一频率值是10kHz或更高，更优选地是100kHz或更高，更优选地是500kHz或更高。优选地，第二频率值是100MHz或更低，更优选地是10MHz或更低，更优选地是5MHz或更低。认识到，当前的铁氧体变压器可能难以处理高于这些第二频率值的频率。
术语“锚节点”中的“锚”仅用作标记，以便区分“锚节点”和“输出节点”。选择术语“锚”的原因是：如果将其与谐振电路相连接，则可以将“锚节点”视为提供能够影响谐振电路的电压。然而，可以从以下所述实施例看出，这不应视为对“锚节点”能够采取的形式的特定限制，“锚节点”可以采取多种形式，即，它可以局部地(local ground)或输出节点。
这里，优选地，当与电压轨断开时。可以将电感器和电容器之间建立的“谐振电路”理解为将电感器和电容器连接在一起的电路。“谐振电路”还可以包括通过电感器和双向开关与输出节点相连接的锚节点。如本领域所公知，谐振电路所存储的电能具有在谐振频率处振荡的趋势。为了避免任何不确定，即使在建立不同电路之前在谐振电路内的电能没有完成全周期振荡，仍可以看到建立了“谐振电路”(例如，通过将电路修改为停止谐振)。
优选地，控制单元配置为当建立了谐振电路时，接通与输出节点相连接的电压轨开关(应注意，如下所述，在一些实施例中存在多于一个的电压轨开关)，当输出节点处的电压处于或近似于(例如，10％的范围内)通过将电感器的磁能转换为谐振电路中的负载电容器的电能而引起的最大值(优选地，第一或第二最大值)时，断开双向开关。如下所述，所述方法有助于以尤其高效方式改变输出节点处的电压。
优选地，电路包括两个电压轨，而不是仅一个电压轨。这种情况下，这里为了简便起见可以将该电路称作“双轨”电路。“双轨”电路的优点在于：可以将电压波形钳位到第一电压轨的电压和第二电压轨的电压处，能够有助于产生更好限定的电压波形。
优选地，在“双轨”电路的示例中，所述电路可以包括：
第一电压轨，通过第一电压轨开关与输出节点相连接；
第二电压轨，通过第二电压轨开关与输出节点相连接；
其中所述控制单元配置为通过控制第一电压轨开关、第二电压轨开关和双向开关以便如果将负载电容与输出节点相连接则在电感器和负载电容之间建立谐振电路，来改变输出节点处的电压。
优选地，在“双轨”电路中，电路的控制单元配置为控制电路根据以下控制方法进行操作：
断开双向开关并接通第一电压轨开关，使得将输出节点钳位在第一电压轨的电压处；
通过断开第一电压轨开关并接通双向开关以便在电感器和负载电容之间建立谐振电路，使得输出节点处的电压摆向第二电压轨的电压；
断开双向开关并接通第二电压轨开关，使得将输出节点钳位在第二电压轨的电压处；
通过断开第二电压轨开关并接通双向开关以便在电感器和负载电容之间建立谐振电路，使得输出节点处的电压摆向第一电压轨的电压。所述控制方法可以包括重复这些步骤。
在第一和第三步骤中，优选地，在接通第一/第二电压轨开关之前断开双向开关，以便避免第一/第二电压轨与锚节点短路。优选地，断开双向开关和接通第一/第二电压轨开关之间的时间间隙非常小，例如100ns或更少。
优选地，在预定延迟之后执行使得输出节点处的电压摆向第一电压轨的电压。可以设置预定延迟以便实现切换波形的所需频率。
然而，存在两个电压轨不是必须的，可以针对不包括上述第二电压轨的电路来设计控制方法。这种情况下，为了简化起见可以将这里所述电路称作“单轨”电路。
在“单轨”电路中，所述电路的控制单元可以配置为控制所述电路根据以下控制方法进行操作：
断开双向开关并接通电压轨开关，使得将输出节点钳位在电压轨的电压处；
通过断开电压轨开关并接通双向开关以便在电感器和负载电容之间建立谐振电路，使得输出节点处的电压摆向浮动电压；
断开双向开关而不接通电压轨开关，(由于电容器中保留的电荷)使得将输出节点保持为浮动电压；
通过接通双向开关以便在电感器和负载电容之间建立谐振电路，使得输出节点处的电压摆向电压轨的电压。所述控制方法可以包括重复这些步骤。
第一步骤中，优选地，在接通电压轨开关之前执行断开双向开关，以便避免将电压轨与锚节点短路。优选地，断开双向开关和接通第一/第二电压轨开关之间的时间间隙非常小，例如100ns或更少。
第二和第四步骤中，可以在与谐振频率的一半周期相对应的时间段内接通双向开关，例如，在所述时间段内在电感器和负载电容之间建立谐振电路，以便产生类似于如图15所示的规则波形。如本领域技术人员所理解，用于产生其它波形的其它时间选项同样是可能的。
在“单轨”电路中，所述电路的控制单元可以配置为控制所述电路根据以下控制方法进行操作：
断开双向开关并接通电压轨开关，使得将输出节点钳位在电压轨的电压处；
通过断开第一电压轨开关并接通双向开关以便在电感器和负载电容之间建立谐振电路，使得输出节点处的电压摆离然后摆回电压轨的电压。
第一步骤中，优选地，在接通电压轨开关之前执行断开双向开关，以便避免将电压轨与锚节点短路。优选地，断开双向开关和接通第一/第二电压轨开关之间的时间间隙非常小，例如100ns或更少。
第二步骤中，可以将双向开关接通与谐振频率的全周期相对应的时间段，在所述时间段期间在电感器和负载电容之间建立谐振电路，例如以便产生类似于如图14所示的规则波形。如本领域技术人员所理解，用于产生其它波形的其它时间选项同样是可能的。
电路可以用于在附加输出节点处产生附加电压波形，其中附加电压波形是相对该电压波形倒置的(即，反相的)。这种情况下，这里为了简便起见可以将所述电路称作“全桥”电路。因此，这里为了简便起见可以将不包括附加节点的电路称作“半桥”电路。
优选地，在“全桥”电路中，所述电路包括：
电压轨，通过电压轨开关与输出节点相连接，通过附加电压轨开关与所述附加输出节点相连接；
第一锚节点，通过电感器和双向开关与输出节点相连接，所述双向开关包括串联的两个或更多个晶体管；
第二锚节点，通过电感器和双向开关与所述附加输出节点相连接，所述双向开关包括串联的两个或更多个晶体管；
其中所述控制单元配置为通过控制电压轨开关和连接到第一锚节点的双向开关以便如果负载电容连接在输出节点和附加输出节点之间则在连接到第一锚节点的电感器和负载电容之间建立谐振电路，来改变输出节点处的电压；以及
其中所述控制单元配置为通过控制附加电压轨开关和连接到第二锚节点的双向开关以便如果负载电容连接在输出节点和附加输出节点之间则在连接到第二锚节点的电感器和负载电容之间建立谐振电路，来改变附加输出节点处的电压。
优选地，“全桥”电路与“双轨”电路相结合以便提供“双轨全桥”电路。
优选地，在“双轨全桥”电路的示例中，所述电路包括：
第一电压轨，通过第一电压轨开关与输出节点相连接，通过附加第一电压轨开关与附加输出节点相连接；
第二电压轨，通过第二电压轨开关与输出节点相连接，并通过其它第二电压轨开关与其它输出节点相连接；
第一锚节点，通过电感器和双向开关与输出节点相连接，所述双向开关包括串联的两个或更多个晶体管；
第二锚节点，通过电感器和双向开关与附加输出节点相连接，所述双向开关包括串联的两个或更多个晶体管；
其中所述控制单元配置为通过控制第一电压轨开关、第二电压轨开关和连接到第一锚节点的双向开关以便如果将负载电容连接在输出节点和附加输出节点之间则在连接到第一锚节点的电感器和负载电容之间建立谐振电路，来改变输出节点处的电压；以及
其中所述控制单元配置为通过控制附加第一电压轨开关、附加第二电压轨开关和连接到第二锚节点的双向开关以便如果负载电容连接在输出节点和附加输出节点之间则在连接到第二锚节点的电感器和负载电容之间建立谐振电路，来改变附加输出节点处的电压。
然而，不需要存在两个电压轨，可以针对不包括上述第二电压轨的“全桥”电路设计控制方法。这种情况下，为了简便起见，这里可以将该电路称作“单轨全桥”电路。
优选地：
所述电路包括共享电感器，其中共享电感器同时用作与第一锚节点相连接的电感器和与第二锚节点相连接的电感器；
所述电路包括共享双向开关，其中共享双向开关同时用作与第一锚节点相连接的双向开关和与第二锚节点相连接的双向开关；
所述输出节点用作第二锚节点；以及
所述附加输出节点用作第一锚节点。
这种情况下，为了简便起见，这里可以根据所述电路包括的电压轨的数目，将所述电路称作“单轨全桥共享电感器”电路或“双轨全桥共享电感器”电路。
然而，可以不必如此，其它实施例中，所述电路可以包括：
分离的电感器，分别用作与第一锚节点相连接的电感器和与第二锚节点相连接的电感器；
分离的双向开关，分别用作与第一锚节点相连接的双向开关和与第二锚节点相连接的双向开关；
第一和第二锚节点，与输出节点和附加输出节点分离。
这种情况下，为了简便起见这里可以将所述电路称作“单轨全桥分离电感器”电路或“双轨全桥分离电感器”电路。
可以根据电路的配置设计不同的控制方法。
优选地，在“双轨全桥共享电感器”电路中，所述电路的控制单元配置为控制所述电路根据以下控制方法进行操作：
接通第一电压轨开关、接通附加第二电压轨开关、断开共享双向开关，使得将输出节点钳位在第一电压轨的电压处，并且将附加输出节点钳位在第二电压轨的电压；
通过断开第一电压轨开关、断开附加第二电压开关并接通共享双向开关以便在电感器和负载电容之间建立谐振电路，使得输出节点处的电压摆向第二电压轨的电压，附加输出节点处的电压摆向第一电压轨的电压；
接通第二电压轨开关、接通附加第一电压轨开关并断开共享双向开关，使得将输出节点钳位在第二电压轨的电压处，并且将附加输出节点钳位在第一电压轨的电压处；
通过断开第二电压轨开关、断开附加第一电压开关并接通共享双向开关以便在电感器和负载电容之间建立谐振电路，使得输出节点处的电压摆向第一电压轨的电压，附加输出节点处的电压摆向第二电压轨的电压。所述控制方法可以包括重复这些步骤。
在“双轨全桥分离电感器”电路的示例中，所述电路的控制单元可以配置为控制所述电路根据以下控制方法进行操作：
接通第一电压轨开关、接通附加第二电压轨开关、断开与第一锚节点相连接的双向开关、并断开与第二锚节点相连接的双向开关，以便将输出节点钳位在第一电压轨的电压处，以及将附加输出节点钳位在第二电压轨的电压处；
通过断开第一电压轨开关、断开附加第二电压开关、接通与第一锚节点相连接的双向开关、接通与第二锚节点相连接的双向开关，以便在与第一锚节点相连接的电感器和负载电容之间建立谐振电路以及在与第二锚节点相连接的电感器和负载电容之间建立谐振电路，来使得输出节点处的电压摆向第二电压轨的电压，并且附加输出节点处的电压摆向第一电压轨的电压；
接通第二电压轨开关、接通附加第一电压轨开关、断开与第一锚节点相连接的双向开关、断开与第二锚节点相连接的双向开关，使得将输出节点钳位在第二电压轨的电压处，以及将附加输出节点钳位在第一电压轨的电压处；
通过断开第二电压轨开关、断开附加第一电压开关、接通与第一锚节点相连接的双向开关、接通与第二锚节点相连接的双向开关，以便在与第一锚节点相连接的电感器和负载电容之间建立谐振电路以及在与第二锚节点相连接的电感器和负载电容之间建立谐振电路，使得输出节点处的电压摆向第一电压轨的电压，以及附加输出节点处的电压摆向第二电压轨的电压。所述控制方法可以包括重复这些步骤。
在“单轨全桥共享电感器”电路的示例中，所述电路的控制单元可以配置为控制所述电路根据以下控制方法进行操作：
接通第一电压轨开关并断开共享双向开关，使得将输出节点钳位在第一电压轨的电压处，以及将附加输出节点保持为浮动电压；
通过断开第一电压轨开关并接通共享双向开关以便在电感器和负载电容之间建立谐振电路，使得输出节点处的电压摆向浮动电压，以及附加输出节点处的电压摆向第一电压轨的电压；
接通附加第一电压轨开关并断开共享双向开关，以便将输出节点保持为浮动电压，以及将附加输出节点钳位在第一电压轨的电压处；
通过断开附加第一电压开关并接通共享双向开关以便在电感器和负载电容之间建立谐振电路，使得输出节点处的电压摆向第一电压轨的电压，以及附加输出节点处的电压摆向浮动电压。所述控制方法可以包括重复这些步骤。
在“单轨全桥分离电感器”电路的示例中，所述电路的控制单元可以配置为控制所述电路根据以下控制方法进行操作：
接通第一电压轨开关、断开与第一锚节点相连接的双向开关、断开与第二锚节点相连接的双向开关，以便将输出节点钳位在第一电压轨的电压除，以及将附加输出节点保持为浮动电压；
通过断开第一电压轨开关、接通与第一锚节点相连接的双向开关、接通与第二锚节点相连接的双向开关，以便在与第一锚节点相连接的电感器和负载电容之间建立谐振电路以及在与第二锚节点相连接的电感器和负载电容之间建立谐振电路，使得输出节点处的电压摆向浮动电压，以及附加输出节点处的电压摆向第一电压轨的电压；
接通附加第一电压轨开关、断开与第一锚节点相连接的双向开关、断开与第二锚节点相连接的双向开关，以便将输出节点保持为浮动电压，以及将附加输出节点钳位在第一电压轨的电压处；
通过断开附加第一电压开关、接通与第一锚节点相连接的双向开关、接通与第二锚节点相连接的双向开关，以便在与第一锚节点相连接的电感器和负载电容之间建立谐振电路以及在与第二锚节点相连接的电感器和负载电容之间建立谐振电路，使得输出节点处的电压摆向第一电压轨的电压，以及附加输出节点处的电压摆向浮动电压。所述控制方法可以包括重复这些步骤。
所述电路可以包括负载电容。可以将负载电容包括作为用于处理带电粒子的装置的一部分，例如，用于执行质谱分析或离子迁移谱分析。
本发明的第二方面可以提供一种用于质谱分析的装置，包括根据本发明第一方面的电路。
例如，本发明的第二方面可以提供：
一种用于处理带电粒子的装置，所述装置包括：
根据本发明第一方面的电路；
负载电容，与所述电路的输出节点相连接，使得在使用中负载电容接收由所述电路产生的电压波形。
负载电容可以包括在适用于处理带电粒子的任何组件中，例如，用于执行质谱分析或离子迁移谱分析。例如，至少一个负载电容可以包括在如下设备中，或构成如下设备的一部分：
离子光学设备，用于改变或容纳离子的飞行路径；和/或
滤质器；和/或
离子阱；和/或
离子发送设备；和/或
离子迁移设备。
优选地，将负载电容包括在离子光学设备中，以便改变或容纳离子的飞行路径。
如果所述电路包括输出节点和附加输出节点(参考上述内容)，所述装置优选地包括负载电容，其中所述负载电容包括：
至少一个第一电极(例如，第一电极对)，与电路的输出节点相连接，使得在使用中所述至少一个第一电极接收由所述电路产生的电压波形；
至少一个第二电极(例如，第二电极对)，与电路的附加输出节点相连接，使得在使用中所述至少一个负载电容接收由所述电路产生的电压波形。
优选地，所述电极形成为杆状或板状，优选地将其配置为围绕位于离子光轴设置。可以使用任意数量的杆/板。杆可以具有双曲形的表面。
所述装置可以是质谱仪。
所述装置还可以包括：
离子源，配置为产生离子；
离子处理区域，配置为处理离子；
质量分析仪，配置为根据离子质量/充电比率分离离子；
检测器，配置为检测所分离的离子。这种情况下，可以将所述装置视作质谱仪。
例如，负载电容可以包括在离子源和/或离子处理区域和/或质量分析仪和/或检测器中。
本发明的第三方面还可以提供控制根据本发明任何先前方面的电路根据结合本发明任何先前方面所述的控制方法进行操作的方法。
所述方法可以是处理带电粒子的方法，例如，用于在执行质谱分析或离子迁移谱分析中使用。
本发明的第四方面可以提供一种具有计算机可执行指令的计算机可读介质，所述计算机可执行指令配置为控制根据本发明任何先前方面的电路根据结合本发明任何先前方面所述的控制方法进行操作。
本发明的第五方面可以依照本发明的任何先前方面提供一种电路，一种用于处理带电粒子的装置，一种控制电路的方法和/或一种计算机可读介质，除了不需要双向开关(如果存在多于一个的双向开关，则是每个双向开关)包括串联的两个或更多个晶体管。
除了显然不允许或明确避免所述方面和优选特征的某组合之外，本发明还包括所述方面和优选特征的任意组合。
附图说明
以下参考附图讨论了本发明方案的示例，附图中：
图1示出了谐振电路产生的正弦信号的示例。
图2是示出了没有能量回收的双轨半桥切换电路的示例的示意图，所述电路用于通过直接切换方法产生高频切换电压波形。
图3示出了如果在数字控制下交替驱动两个电压轨开关，则在图2的切换电路中可能在数据节点处测量到的示例电压波形。
图4是示出了能量回收的双轨半桥切换电路的示例的示意图。
图5示出了(a)示例开关定时序列和(b)针对图4所示切换电路使用所述开关定时序列而产生的示例电压波形。
图6是示出了图4的切换电路对电压的示例集合的自然频率响应的曲线。
图7示出了当断开双向开关时图4的切换电路。
图8示出了用于图4的切换电路101的优选双向开关。
图9示出了在发明人实施的实验工作期间由RU2010392公开的装置产生的电压波形。
图10示出了在发明人实施的实验工作期间由图4的切换电路产生的电压波形。
图11是示出了备选切换电路的示意图，所述备选切换电路是图4所示切换电路的修改版本。
图12示出了图4或图11的切换电路101中使用的备选双向开关。
图13是示出了具有能量回收的单轨半桥切换电路的示例的示意图。
图14示出了(a)第一示例开关定时序列和(b)针对图13所示切换电路使用所述开关定时序列而产生的示例电压波形。
图15示出了(a)第二示例开关定时序列和(b)针对图13所示切换电路使用所述开关定时序列而产生的示例电压波形。
图16是示出了备选切换电路的示意图，所述备选切换电路是图13所示切换电路的修改版本。
图17示出了由谐振电路产生的一对反相正弦波形。
图18示出了由数字切换电路产生的一对反相矩形波形。
图19是示出了用于通过直接切换方法产生高频切换电压波形的双轨全桥分离电感器切换电路的示例的示意图。
图20是示出了具有能量回收的双轨全桥分离电感器切换电路的示例的示意图。
图21是示出了具有能量回收的双轨全桥共享电感器切换电路的示例的示意图。
图22是示出了质谱仪的示意图。
图23示出了适于质谱仪使用的负载电容的两个备选配置。
图24示出了一对模拟的由具有能量回收的双轨全桥共享电感器切换电路产生的反相波形。
具体实施方式
概述
通常，以下描述阐述了发明人的用于在切换电路中结合“能量回收”的方案的示例，所述切换电路用于在负载电容两端产生高频切换电压波形，例如可以包括在质谱仪的组件中。优选地，相较于先前切换电路，具有能量回收的切换电路具有降低的功耗，由此可以改善实用性并可以进一步将切换电路的操作范围扩展到增加的施加电压。
设想这里所公开的切换电路可应用于质谱仪的领域，例如用于执行质谱分析的装置的一个或多个组件可以接收由切换电路产生的电压波形。一个或多个组件可以包括利用电动力学的原理进行操作的一个或多个离子光学设备。这种离子光学设备可以包括一个或多个离子阱(例如，线形离子阱、四极离子阱或其他类型的离子阱)。
例如，用于处理带电粒子的电路的其它可能用途可以包括：使用电压波形对带电粒子进行分析，例如，差分迁移谱(或场非对称波形离子迁移谱)或用于通过公知质谱分析方法(例如，质量滤波器或离子阱)进行质量分析。电压波形的其它可能应用可以是用于离子迁移、收集、引导或聚集离子(例如，对多极离子引导、叠环电极离子引导或其它离子迁移设备)。
切换电路还可以发现除处理带电粒子以外的用途，例如，在需要产生高频切换电压波形的其它领域。
双轨切换电路(无能量回收)
图2是用于通过直接切换方法产生高频切换电压波形的切换电路1的示例。
例如，切换电路1可以在射频下操作，如以下所详述，包括了可以被数字控制的两个开关。
优选地，图2的切换电路1具有：负载电容10(CL)；第一电压轨20，配置为具有第一电压(VL)；第一电压轨开关22(S1)；第一电压轨限流电阻器24(R1)；第二电压轨30，配置为具有第二电压(VH)；第二电压轨开关32(S2)；第二电压轨限流电阻器34(R2)；输出节点40和控制单元90。
为清楚起见，尽管在以下所述的部分切换电路中未示出限流电阻器24、34，然而本领域技术人员应认识到可以在任意下述电路中包括这些电阻器之一或二者。技术人员还应认识到不必将限流电阻器24、34位于图2所示的位置，相反可以将其位于下述电路中的其它适合位置。
优选地，第一电压轨20配置为通过与具有第一电压(VL)的第一电压源(未示出)相连接而具有(即，处于)第一电压(VL)。类似地，优选地，第二电压轨30配置为通过与具有第二电压(VH)的第二电压源(未示出)相连接而具有第二电压(VH)。优选地，第一电压(VL)低于第二电压(VH)。
在如图2所示的切换电路1中，优选地将负载电容10与输出节点40相连接。优选地，第一电压轨20通过第一电压轨开关22和第一电压轨限流电阻器24与输出节点相连接。优选地，第二电压轨30通过第二电压轨开关32和第二电压轨限流电阻器34与输出节点40相连接。
该示例中，将负载电容10示出为连接在输出节点40和地80(0V)之间，但是不限于此。
例如，将负载电容10包括在质谱仪中，例如，质谱仪可以是三维离子阱、四极离子阱、线形离子阱、质量滤波器或配置为限定离子的任何其它设备。
在图2所示的切换电路1中，将优选进行数字操作的控制电路90配置为根据控制方法操作电路，其中交替断开或接通第一和第二电压轨开关22、32。这种方式下，可以将负载电容10交替地从VH改变为VL，产生类似于如图3所示的电压波形。
金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)可以用作第一和第二电压轨开关22、32，然而同样可以使用能够形成开关的其它类型组件，例如npn晶体管。本领域技术人员应认识到：可以根据限流电阻器24、34的值和负载电容10的电容值来确定上升沿和下降沿的陡度和形状。
可以设想用于驱动第一和第二电压轨开关22、32的备选控制方法，例如，合并两个开关断开的时间段，由此产生向负载电容10施加零电压的时间段。
对切换电路1的分析允许确定平均功耗。随着负载电容10(CL)放电，在时刻t＝0，第二电压轨开关32(S2)断开，第一电压轨开关(S1)接通，通过下式可以得到负载电容10(CL)的电流：
I＝V exp(-t/CR)/R [1]
其中V表示电压VH和VL的平均幅值，C表示包含CL和任何其它电容存在(例如，开关中)的电路的整个电容，R表示电路的电阻。
相对时间t对方程1进行积分，得到：
∫I dt＝-CRV exp(-t/CR)/R+c＝-CV exp(-t/CR)+c [2]
当t＝0时，电流的积分将也为零，意味着c＝CV
因此：
∫i.dt＝CV(1-exp(-t/CR)) [3]
可以从方程3看出，假定负载电容10在接通第一电压轨开关22(S1)(为了实现大致方形或矩形输出波形的情况)期间完成了大部分的充电周期，电阻器R对从电源流出的平均电流没有影响(它仅影响阻尼特性并与切换晶体管一同贡献功耗)。
下一个和所有后续的充电周期将负载电容10从更大正值的第二电压轨30的电压VH变为更大负值的第一电压轨20的电压VL，或反之亦然。因此，平均电流等于2CVf，其中f表示切换频率。因此，可以看出通过下式得到平均功率：
p＝4CV2f [4]
其中P是当以电压V(VH和VL的平均幅值)进行操作并驱动负载电容C时，切换电路1的平均功耗。可以看出功率正比于电压的平方，直接正比于频率。
实现直接切换方法的电路(例如，图2的切换电路1)的一个优势在于：能够简单地改变驱动幅值和频率。然而，本发明人观察到由于电路不依赖于谐振电路，电压的增加需要功率的对应增加。
改变电压波形频率的能力可以应用于质谱分析，例如，改变向离子阱施加的电压波形的射频的能力具有分析优势，参照例如WO01/29875。然而，实现直接切换方法的切换电路的缺点在于：如以上分析所示，产生这种波形所需的功率根据电压的平方改变。因此，为了产生该电压波形，两倍电压需要四倍功率增加。
双轨半桥切换电路(具有能量回收)
优选地，本发明通过提供一种将谐振型电路(针对给定施加电压具有低功耗的优点)和直接切换方法(具有能够简单地改变频率的优点)相结合的切换电路，克服了与图2所示的切换电路1有关的缺点。
图4示出了具有能量回收的双轨半桥切换电路101。
图4和随后的附图中，采用相同或对应的附图标记描述相似组件，这里不需要再进行描述。
可以通过采用参考图2(以上)所述的切换电路1并结合电感器150(L)和双向开关160(SB)，来获得图4的切换电路101。
优选地，控制单元90仍数字操作，优选地配置为根据不同控制(例如，如下文所述)方法操作切换电路101。
优选地，在图4的切换电路101中，锚节点170通过电感器150、与电感器150有关的电阻152和双向开关160与输出节点40相连接。此外，优选地，将控制单元90配置为通过控制第一电压轨开关22、第二电压轨开关32和双向开关160以便如果将负载电容10与输出节点40相连接(例如，如图4所示，在输出节点40和地80之间)则在电感器50和负载电容10之间建立谐振电路，来改变输出节点40处的电压。
在图4的示例中，锚节点170与地80相连接，然而如参考以下详述的其它实施例所述(图11)，本发明不限于此。
用于描述双向开关160的标记“双向”意味着将双向开关160配置为允许电流沿任意方向流经双向开关160。当然，本领域技术人员应理解可以将双向开关160置于电感器150的任意侧。
优选地，控制单元90配置为控制图4的切换电路101根据以下控制方法进行操作：
a)接通第一电压轨开关22并断开双向开关160，使得将输出节点40钳位在第一电压VL(即，第一电压轨20的电压)处。因此，负载电容10充电到VL。
b)通过断开第一电压轨开关22并接通双向开关160以便在电感器150和负载电容10之间建立谐振电路，使得输出节点40处的电压摆向第二电压VH(即，第二电压轨30的电压)。因此，输出节点40处的电压摆动接近VH(由于电路内的固有阻尼电阻，并非一直如此)。
c)接通第二电压轨开关32并断开双向开关160，使得将输出节点40钳位在第二电压VH(即，第二电压轨30的电压)处。因此，将负载电容10充电到VH。
d)通过断开第二电压轨开关32并接通双向开关160以便在电感器150和负载电容10之间建立谐振电路，使得输出节点40处的电压摆向第一电压VL。因此，输出节点40处的电压摆动接近VL(由于阻尼，并非一直如此)。
e)接着重复该顺序，再次从(a)开始。
图5(a)示出了图4所示电路的第一电压轨开关22(S1)、第二电压轨开关32(S2)和双向开关160(SB)的示例切换定时序列。图5(b)示出了由于所述切换定时序列导致的示例波形。这里，应注意，如图5(a)所示，定时不必使得符号间隔(mark-space)比为1(或占空周期是50％)。还可以改变定时以产生所需频率。
应注意，如图5所示，开关的定时不必使得当输出节点40处的电压处于或接近由谐振效应引起的第一最大值时接通第一和第二电压轨开关22、32，其中谐振效应将电感器中的磁能转换回电容器中的电能。然而，该方法通过最小化电路钳位谐振部分的负尖峰(undershoot)，产生了降低功耗的最有效方法。尽管如此，第一和第二电压轨开关22、32可以在谐振电路的电能谐振期间的任何时刻进行切换。例如，可以设想控制方法，其中电压轨开关22、32不是在钳位谐振正弦波的第一最大值处，而是在第二、第三或任何其它最大值或最小值处进行切换。
在图4所示的电路101中，VL和VH表示相同但相反幅值的电势，0V位于这些电压的中间。然而，应注意，第一电压轨20、第二电压轨30和锚节点180的电压可以采取若干形式。
本领域技术人员应认识到乘积LCL仅对所产生电压波形的上升和下降时间存在影响。可以通过改变第一和第二电压轨开关22、32的驱动信号的时段来改变电压矩形波形的频率。假定到双向开关160的脉冲的宽度保持相同，不需要对上升沿和下降沿的特性进行任何改变。
采用分析方法，以上序列中点(d)处的条件触发了二阶自然响应，具有以下特征方程：
Ld2i/dt2+Rdi/dt+i/C＝0 [5]
其中L是图4中电感器150的电感，d2i/dt2是通过电感器的电流I相对时间t的二阶微分，R是与图4所示电感器150有关的电阻152，C表示电路101的整个负载电容。通过令i＝Aexp(jωt)并应用欧拉定理exp(jωt)＝cosωt+jsinωt，可以得到以下关系式：
i＝A exp(-αt)sin(ωt) [6]
其中A是i的峰值，通过对方程6进行微分并应用初始条件t＝0来确定。这导致以下关系式：
di/dt＝ωA [7]
然而，已知V＝Ldi/dt，意味着di/dt＝V/L。将该结果用于方程7，得到关系式A＝V/ωL。考虑到方程6中，α是阻尼系数α＝R/2L，其中R是L和SB的整个电阻，ω是角频率ω＝√(1/LC-R2/4L2)，方程6的形式是已知的。
方程6的解具有复数根，展示了有90°相位滞后电流响应的指数衰减的电压振荡。图6示出了这种指数衰减的电压振荡。所示响应假定电感为1.5μH，负载电容为47pF，且R＝5Ω。通常将第一半周期的电压波形用于将输出从一个轨摆动到另一轨，该示例需大约26.5ns完成过渡。
可以从图6看出，与输出节点150处电压相对应的轨迹没有在第一半周期处快速到达VL，因此，在该处理中损失了一部分能量(认为通过例如电阻器和/或开关的电路组件升温而热损失了该能量)。因此，电压轨开关22、23不得不提供最终步骤来将输出节点150钳位在电源轨，这是在主要影响电路效率的处理期间电压轨开关22、23的工作。减小双向开关160和电感器150二者中的电阻将降低衰减速率，从而将所述工作保持在最低限度。
现在如参考图7所述，发明人发现最小化双向开关160的电容对降低图4所示切换电路101的能耗而言非常重要。
图7示出了当断开双向开关160时图4的切换电路101。
如果假定双向开关160是理想开关，则当断开双向开关160时将不会有任何电流在电感器中流动，因此在电压轨开关中流动的唯一电流将“填满(top-up)”负载电容器10。然而，实际中，开关160不是理想的，具有如图7所示的寄生分量。这些形成了与负载电容10(CL)和电感器150串联的次级谐振回路。现在交流电流经最初从负载电容10馈电的电感器。电压轨开关22、32进行工作以便保持负载上的DC电压，因此继续向负载提供填满电流。寄生电容CB的值确定了该电流的幅度。由于电流从与输出节点40相连接的电压轨流出，在次级回路中耗散功率。由于功率正比于电流的平方，而电流正比于电容的平方根，可以看出功耗直接正比于整个电容。可以将这种功率损耗看作理解本发明提供的优点的关键，相较于这种能量回收处理中采用的任何其它已知技术，所提出的双向开关160的配置提供显著优点(测量到四倍的改善)。
此外，负载电容的电流流入和流出的这种流动在负载处引起电压纹波，其中幅度正比于CB与CL的比率，频率反比于与CL串联的CB的整个电容。
如果假定CL>>CB，则由于CL和CB与双向开关160串联，整个电容可以近似为CB。因此最小化CB会降低负载处的电压纹波，将最小化功耗。
图8示出了图4的切换电路101使用的优选双向开关160。
双向开关包括输入164和两个触点166a、166b，配置为当向输入164施加等于或大于阈值的差分电压时允许电流在两个触点之间流动，而当向输入164施加小于阈值的差分电压时基本上防止电流在两个触点之间流动。
图8所示的双向开关160包括背对背串联的两个MOSFET晶体管162a、162b，其中第一MOSFET晶体管162a的源极Soa与第二MOSFET晶体管162b的源极Sob相连接。
如本领域所公知，通常晶体管与两个节点之间的传统电流方向有关。对于图8所示MOSFET晶体管162a、162b而言，方向从漏极(Dra、Drb)到源极(Soa、Sob)。
使用MOSFET的具体优势在于每个MOSFET由于其结构包括图8用虚线绘制为Dia、Dib的体二极管。MOSFET的体二极管指向与传统电流的方向相反的方向。
通过将两个MOSFET162a、162b背对背连接，例如如图8所示，双向开关160能够允许当向输入164施加等于或大于阈值的差分电压时(该阈值由导通两个MOSFET162a、162b所需的电压确定)，电流沿两个触点166a、166b之间的任何方向流动。
具体地，当向输入164施加等于或大于阈值的差分电压时，电流能够通过第一MOSFET162a的漏极Dra和源极Soa以及第二MOSFET的体二极管Dib，从第一触点166a流向第二触点166b。
类似地，当向输入164施加等于或大于阈值的差分电压时，电流能够通过第二MOSFET162b的漏极Drb和源极Sob以及第一MOSFET162a的体二极管Dia，从第二触点166b流向第一触点166a。
然而，当向输入164施加小于阈值的差分电压时，通过体二极管Dia、Dib基本上防止电流在触点166a、166b之间流动。
如图8所示的双向开关160的具体优点在于：由于将两个MOSFET晶体管162a、162b串联，因此具有非常低的电容。
具体地，如果第一MOSFET162a的电容是CMa，第二MOSFET162b的电容是CMb，则将双向开关CB(忽略其他电容)的电容表示为：
如果假定两个MOSFET162a、162b具有相同电容CM，则：
也就是说，双向开关160的电容是各个MOSFET的电容的一半。由于以上参考图7所述的理由，这改善了切换电路101的效率。
当然，与图8所示的开关类似的双向开关可以由使用两个这种背对背连接的晶体管的npn或pnp晶体管构成。这里的差别在于：由于npn/pnp晶体管根据它们的结构不需要包括其它二极管，所以双向开关不需要包括其它二极管以便以与体二极管Dia、Dib类似的方式发挥作用。
可以同样构造其他双向开关。
发明人发现，考虑到对可能有助于降低效率的其它因素(例如，开关时间)的谨慎管理和谨慎选择电感、最小化双向开关160的寄生电容和最小化切换电路的整个电阻，相较于图2所示的切换电路，如图4所示的切换电路101能够高效地提供较大增益。实际上，在发明人的试验中，相较于如图2所示的直接切换电路结构，可以将特定电压波形的功耗降低为小于10％。此外，可以实现这种效率的改善，同时保留设置大范围频率并改变波形的频率和电压的能力。现有技术中能量回收的其它已知形式不能以这种方式使用双向开关。相反，通常使用两个单向开关并进行有效并联。这导致寄生电容大于串联双向开关的四倍。因此，功率损耗成比例地更大。
执行了本发明的实验评价，并将其与RU2010392中公开的现有技术进行比较。图9示出了由RU2010392所公开的装置产生的电压波形。由图4的切换电路101产生的波形示出在图10中。从这些区域中可以看出，当与RU2010392中公开的现有技术进行比较时，图4的切换电路101产生波形更好的输出。例如，波形的顶部更平整且纹波较少。至少部分地，相信这是由于图4的切换电路101使用的双向开关160的低电容。如上所述，双向开关160处任意电容的问题在于：当断开双向开关160时电容与电感150进行谐振，在双向开关160的顶部处得到的较大幅度的正弦波可以通过电感器150发送给输出节点140，将其表现为输出节点140上的纹波。通常当使用现有技术RU2010392所公开的切换方法时，这种受损的电压波形将一直存在。这表示图4的切换电路101对RU2010392的特征进行了改善。
相较于其它现有技术文献所公开的切换电路，图4的切换电路101还示出了功耗的改善。例如，实验测量结果示出：相较于WO01/29875中使用的“硬切换”方法，图4的切换电路101可以将功耗降低超过六倍。在不希望受到理论束缚的情况下，本发明人相信由于将图4的切换电路101中使用的谐振电路设置为电感器150(而不是电源)提供负载电容110所需的大部分电流以改变其电压，所以实现了这种功耗的降低。由于施加电压和功率之间的关系，相较于现有技术，当前实施例允许在增大的施加电压处进行操作。
优选地，图4的切换电路101可以使用10kHz和100MHz之间的频率，更优选地100kHz和10MHz，最优选地500kHz和5MHz之间。图4的切换电路101可以使用电压轨，优选地，电压轨的电压幅度为10V到5,000V之间，更优选地为50V和2,500V之间，最优选地100V和1,000V之间。然而，技术人员将认识到主要通过目前晶体管技术确定这些限制，这些限制不表示本发明的根本限制。
优选地，通过控制单元90控制图4的切换电路101，使得可以通过数字电子器件控制频率并任意改变频率。
图4的切换电路101相对于现有技术具有若干优点。例如，相较于现有技术，使用根据MOSFET配置的低电容双向开关160允许非常大的降低功耗。这导致改善的鲁棒性能和改善的能量效率。此外，相较于例如RU2010392的一些现有技术文献所述的技术，在半桥配置中使用双向开关允许更整齐的波形，且没有叠环(ring)。
图11示出了另一切换电路101a，除了切换电路101a中的锚节点170a具有电压VM之外，切换电路101a与切换电路101相同，其中VM不必等于0V。例如，图11的电路101a中，应将VM、VL和VH设置为使VM等于VL和VH之间的中途点(midway)的非零电压(即，VL和VH的平均值)，以便将整个波形从0V偏移VM。这种情况下，需要第三电源来将中途点电势保持在非零值VM。
应注意，图4所示的电路101是图11所示电路101a的特定情况，其中VM是0V。然而，必须认识到，在驱动离子阱的情况下，负载电容10通常一直为地，除非真空室或密闭空间或所述阱附近的电极在不同电压下浮动。因此在本发明的这种应用中，通常将负载电容一直与地电势相连接，可以通过将VL、VH和VM与适合电压源相连接来将其选择为任何所需值。
除了不可能或明确避免的之外，图11所示的切换电路101a当然可以具有与图4所示切换电路101有关的任何上述特征。
图12是在图4和图11的切换电路101、201中使用的备选双向开关160a。该开关包括图8的背对背串联的MOSFET。还包括两个其它MOSFET，162a’和162b’，分别与MOSFET162a和162b并联。由于并联电容器的其它电容妨碍切换电路101和201的操作，所以这种配置不是优选的。然而，一些情况下，优选为了获得双向开关的其它电流容量，牺牲关于能量效率的一些性能。
单轨半桥切换电路(具有能量回收)
图4和图11的切换开关101、101a使用谐振电路的上升沿在两个供电轨之间进行快速切换。然而，可以设想该电路的备选配置。
图13示出了一种备选配置，示出了具有能量回收的单轨(或“非对称”)半桥切换电路201。
除了省略了第二电压轨30和相关电路之外，图13示出的切换电路201与图4的切换电路101相同。也就是说，如图13所示，图13的切换电路201仅具有一个电压轨20和一个电压轨开关22。
除了不可能或明确避免的之外，图13所示的切换电路201当然可以具有与图4和图11所示的切换电路101、101a有关的任何上述特征。
如同图4和图11的切换电路101、101a，本领域技术人员应清楚，图13所示的双向开关160可以位于电感器150的任意侧。
图13的“单轨”切换电路301允许至少两个相关但不同的控制方法。
例如，图13的切换电路201的控制单元90可以配置为控制切换电路201根据以下第一控制方法进行操作：
a)断开双向开关160并接通电压轨开关22，使得将输出节点40钳位在(唯一)电压轨20的电压处。因此，负载电容器10充电为VL。
b)通过断开(唯一)电压轨开关22并接通双向开关160以便在电感器150和负载电容10之间建立谐振电路，使得输出节点40处的电压摆离然后摆回电压轨20的电压，优选地，在等于主谐振频率的时段的时间范围内。更具体地，输出节点40处电压在摆回到VL之前摆动靠近VH(由于阻尼并非一直如此)。
c)接着重复该顺序，再次从(a)开始。
第一控制方法可以用于产生如图14所示的类型的波形。此外，图14还示出了可以用于产生这种电压波形的适合开关定时序列。
可以看出，在该控制方法中，输出节点40处的电压不会达到VH，而是差距由谐振电路的阻尼而确定的值(继而由切换电路201的电阻152确定)。
本领域技术人员将认识到，图13的切换电路201可以同样应用于为正值或负值的VL，从而点M处测量到的电势可以采用正脉冲或负脉冲的形式。在任何情况下，将脉冲的近似中点确定为0V(或地电势)。
同样存在其它实施例，其中第二电源可以用于向标记为0V的轨施加电势，将适当地改变波形形状。
实际上，还可以设想其它实施例，其中将电压源与锚节点170相连接，连接电压轨20而不是接地(例如，参照图16)。
还可以观察到能够在不影响谐振上升沿/下降沿的情况下，改变脉冲的频率。实际上，可以通过缩短切换之间的延迟以便在将输出节点40保持在VL的时间期间波形的平滑部分非常小，来增加频率。同样，可以在长度上增加矩形电压波形的平滑部分，产生较低频率的电压波形。根据电路的谐振部件的特性定义脉冲的形状，可以选择组件以便根据所需特性定制脉冲的形状。
作为另一示例，切换电路201的控制单元90可以配置为控制切换电路201根据以下第二控制方法进行操作：
a)断开双向开关160并接通电压轨开关22，以便将输出节点40钳位在电压轨20的电压处。因此，将负载电容器10充电到VL，
b)通过断开电压轨开关22并接通双向开关160以便在电感器150和负载电容10之间建立谐振电路，使得输出节点40处的电压摆向浮动电压，优选地，在等于主谐振频率时段一半的时间内。因此，输出节点处的电压摆动接近VH(由于阻尼并非一直如此)。
c)断开双向开关而不接通电压轨开关，使得将输出节点保持为浮动电压，其中该浮动电压优选是接近VH的值。
d)通过接通双向开关160以便在电感器150和负载电容10之间建立谐振电路，使得输出节点40处的电压摆向电压轨20的电压。因此，在输出节点40处的电压降至接近VL。
d)接着重复该顺序，再次从(a)开始。
所述第二控制方法可以用于产生如图15所示的类型波形。此外图15还示出了可以用于产生这种电压波形的适合切换定时序列。在该控制方法下，可以在任意时间段内将输出节点40处测量到的电压保持在浮动电压(接近VH)处，从而产生矩形波形。
图16示出了另一切换电路201a，除了该切换电路201a中的锚节点170a具有电压VM之外，所述切换电路201a与切换电路201相同，其中所述电压VM不必等于0V。例如，图16的电路201a中，应将VL和VH设置为使VM等于VL和VH之间的中途点的非零电压(即，VL和VH的平均值)。这种情况下，整个波形可以根据需要向正方向或负方向偏移。这种情况下，需要第三电源来将中途点电势保持在非0V的值。
全桥切换电路
所有先前讨论描述了“半桥”切换电路，其中产生了单个(例如，RF)电压波形并将其施加给电极集合。
然而，还可以使用“全桥”设置，其中产生了两个反相电压波形，优选地，将其施加到所述负载电容的相对电极。例如，常见于在线性离子阱质谱仪或使用线性四极杆(1inearquadrupole rod)的任何其它质谱仪中。例如，可以将一个相位施加到位于X平面的电极，将另一相位施加到位于Y平面的电极。图17示出了这种反相波形对(这种情况下，通过谐振电路产生)。图18示出了数字直接切换等同波形。
为了使用数字切换电路产生两个反相矩形波形，可以使用“全桥”电路。
图19示出了不使用能量回收的全桥切换电路1’。
除了优选地用连接在输出节点40和附加输出节点41之间的负载电容10将图19的全桥切换电路1’修改为包括附加输出节点41之外，所述全桥切换电路1’与图2所示的“半桥”切换电路1相同。此外，优选地，通过附加第一电压轨开关将第一电压轨与附加输出节点41相连接，并通过附加第二电压轨开关将第二电压轨与附加输出节点相连接。
优选地，通过控制单元90(图19示出为包括两个分离模块)控制两对开关22、32、23、33，以便将成对的开关(彼此对角)操作为彼此同时激活开关22和33，以及彼此同时激活开关23和32。通过交替激活开关对，可以产生如图18所述的矩形电压波形。这种情况下，可以在负载电容10一侧的输出节点40上观察到RF的一个相位，在负载电容10另一侧的另一输出节点41上观察到另一相位。应注意，在电压波形的平滑时间期间，将电容器充电到VH-VL或VL-VH。
尽管为了简便起见这里仅示出了具有能量回收的“双轨”切换电路的“全桥”版本，然而可以在全桥电路中使用上述具有能量回收的“单轨”和“双轨”切换电路二者。
图20是具有能量回收的双轨全桥分离电感器切换电路101’的示例。
优选地，在图20的双轨全桥切换电路101’中，通过第一电感器150和第一双向开关160将第一锚节点170与第一输出节点40相连接，通过第二电感器150’和第二双向开关160’将第二锚节点170’与第二输出节点41相连接，其中第一和第二锚节点170、170’与第一和第二双向开关160、160’是分离的。
该示例中，优选地以与图4所示的半桥切换电路101相同的方式操作全桥切换电路101’的每一半，其中第一双向开关160与第一和第二电压轨开关22、32顺序操作，第二双向开关与附加第一和第二电压轨开关23、33顺序操作。
优选地，电路101’的每一半以与另一半反相的方式进行操作，即，同时彼此激活开关22和33，彼此同时激活开关23和32。应注意，以反相方式两个一半操作电路101’意味着同时操作两个双向开关160、160’。应注意，图20将控制单元90示出为包括两个分离模块，控制单元90可以同样提供为单个模块的形式。优选地，控制单元90是数字的。还应注意尽管图20中未示出这些元件之间的连接以避免混乱，优选地通过控制单元90控制双向开关160、160’。
图21是具有能量回收的双轨全桥共享电感器切换电路101”的示例。
相较于图20所示的电路，图21的全桥切换电路可以是更简洁的电路，这是由于这种情况下将第一电感器150和第二电感器150’优选地替换为单个共享电感器150”，将第一双向开关160和第二双向开关160’提供为单个双向开关160”，将第一输出节点40作为第二锚节点170’，以及将第二输出节点41作为第一锚节点170。
换言之，优选地，图21的全桥切换电路101”使用连接在两个一半电路之间的单个双向开关和单个电感器。由于同时切换图20所示的电路101’中两个双向开关160、160’二者，这种设置是合理地，这种设置有效地切换到图20中标记为170和170’的共用点。
图24示出了全桥切换电路101”产生的两个仿真波形。可以在电路101、101’和101”的点40和41处测量标记为401和402的波形。
并未针对图19、图20或图21的切换电路示出示例开关定时序列，然而以下讨论了这种设置的示例控制方法。
除了不可能的或明确避免的之外，图19、图20或图21所示的“全桥”切换电路当然可以具有与先前所述的切换电路有关的任何上述特征。
质谱仪
可以将通过这里所公开的一个切换电路产生的电压波形用于提供射频(RF)或交流(AC)波形，可以用于处理带电粒子的装置中，例如，用于执行质谱分析。尽管可以将所产生的电压波形可以描述为正弦，然而将其描述为实质上矩形波，或谐振、切换边缘。可以通过控制与电压轨相连接的电源和通过控制单元90来简单地控制波形的频率和幅度，其中所述控制器可以包括数字控制电路。
一种现有技术应用使用直接数字合成(DDS)方法的数字方波技术，以便控制波形。这种方法可以同样应用于本发明。
上述具有能量回收的切换电路特别适用于执行质谱分析的装置中。
用于执行质谱分析的示例装置是如图22所示的质谱仪301。
质谱仪301包括：离子源320，配置为产生离子；离子处理装置325，配置为处理离子；质量分析仪330，配置为根据它们的质量/充电比率分离离子；以及检测器340，配置为检测分离出的离子。质谱仪301当然可以包括多于一个的检测器340。
优选地，质谱仪301包括负载电容，连接到前述电路的前述输出节点40，使得在使用中负载电容接收通过电路产生的电压波形。
图23示出了适用于在质谱仪(例如，图22的质谱仪301)中使用的负载电容310的两个备选配置。
图23的负载电容310优选地包括第一电极对312a、312b(几何上相对)和第二电极对314a、314b(几何上相对)。
优选地，将负载电容电极置于离子光轴附近，可以配置为板状、杆状或定形(shaped)电极。可以将这些电极定形为当在横截面中观看时呈现双曲线形。
同样，当将这些电极施加到质谱仪的其它元件时，可以在质谱仪的离子光轴周围布置这些电极，使得存在多于四个的电极。一个示例可以是多极离子引导，其中可以存在三个、四个或多个电极的两个集合。另一示例是叠环电极设备，其中电极本身包围离子光轴，沿离子光轴堆叠。
形成负载电容的电极可以包括在质谱仪的若干区域内，例如，离子源交界、离子漏斗、多极四极离子阱或使用电动力学离子限制原理的任何其它离子处理设备。优选地，将上述电路的输出节点40与第一对电极312a、312b相连接，使得第一对电极312a、312b接收电路产生的波形。
在图23(a)所示的配置中，第二对电极314a、314b优选地与地相连接。这种电极设置适用于上述半桥电路。
在图23(b)所示的配置中，上述电路的附加输出节点41优选地与第二对电极314a、314b相连接，使得第二对电极314a、314b接收由电路产生的其它电压波形，其中所述其它电压波形与所述电压波形是相反的(即，反相)。这种电极设置可以适用于上述全桥电路。
例如，质谱仪301可以使用质量电荷测量装置，所述质量电荷测量装置不依赖于电动力学，但可以使用例如由所述电极形成的离子处理设备325。这种离子处理设备325可以使用例如使用本发明产生的波形。
例如，质谱仪301可以是四极质谱仪、3D离子阱质谱仪或线形离子阱质谱仪。此外，质谱仪可以结合任何上述方法形成串联质谱仪(tandem mass spectrometer)的一部分。具体示例可以包括离子阱飞行时间质谱仪、线形离子阱飞行时间质谱仪或三重四极质谱仪。
包括上述具有能量回收的切换电路的质谱仪可以提供数字驱动“直接切换”质谱仪的优点，例如，在特定类型的质量分析仪中扫描频率而不是电压来产生质谱的能力，在特定类型的质谱仪中对超大质量离子的分析，以及在一些质谱仪中高分辨率&灵活先驱离子选择(F.L.Brancia和L.Ding的“Rectangular waveform driven digital ion trap(DIT)mass spectrometer：theory and applications”，在Practical Aspects of Trapped IonMass Spectrometry的卷IV-Theory and Instrumentation，Ed：R.E.March和J.F.J.Todd，CRC出版，London.pp-273-307)
上述从具有能量回收的前述切换电路产生的电压波形还可以用于被施加了射频波形的其它离子光学设备中，例如，离子引导、离子漏斗、碰撞池和其他离子光学元件。
通过具有能量回收的前述切换电路产生的电压波形还可以适用于多种离子迁移设备，例如，不对称场离子迁移光谱仪、差分离子迁移光谱仪、离子迁移光谱仪等。
总言之，上述具有能量回收的切换电路可以允许在频率和电压的便于控制的范围内产生射频(RF)或交流(AC)电压波形。使用直接数字合成控制可以允许快速横扫、跳跃和改变频率。当将上述直接数字合成控制施加质谱仪时，尤其有利于通过扫描或改变驱动波形的频率，来执行质量扫描和隔离。
此外，示出了上述具有能量回收的切换电路以便降低从电源单元流出的电流量，从而降低功耗。这种降低功率的第二有利方面在于显著降低了所需散热的等级，降低了电路的成本和复杂性。这种降低功率还由于耗散掉热量而降低了组件失效的风险。另一改善在于：正弦形状的上升沿将降低电磁辐射。设计的多样性意味着若干配置是有可以的，其中可以使用一个、两个或三个电源。
当在本说明书和权利要求中使用时，术语“包含”和“包含了”、“包括”和其变形意味着包括了指定的特征、步骤或整体。不应将所述术语解释为排除存在其他特征、步骤或整体的可能性。
可以适当地将在先前描述或以下权利要求或附图中公开的特征分别用于或以这种特征任意组合的形式用于实现不同形式的本发明，其中这种特征表现为特定形式或表现为用于执行所公开功能的装置、或用于获得所公开结果的方法或处理的形式
尽管结合上述示例实施例描述了本发明，然而多种等同修改和变形对于本公开所属领域技术人员是显而易见的。因此，将上述本发明的示例实施例认为是演示而不是限制性的。可以在不脱离本发明精神和范围的前提下，对所述实施例进行多种改变。
以上涉及的所有引用通过参考合并于此。

Claims (8)

1.一种质谱仪，包括：
用于在输出节点产生电压波形以及在附加输出节点处产生附加电压波形的电路，其中所述附加电压波形相对于所述电压波形反相；
负载电容，连接在所述电路的输出节点和附加输出节点之间，以便在使用中所述负载电容接收由所述电路产生的电压波形和附加电压波形；
所述电路包括：
电压轨，通过电压轨开关与输出节点相连接并通过附加电压轨开关与所述附加输出节点相连接；
共享电感器；
共享双向开关；其中所述附加输出节点经由共享电感器和共享双向开关与输出节点相连接；
控制单元，配置为通过控制电压轨开关和共享双向开关来改变输出节点处的电压，以便在共享电感器和负载电容之间建立谐振电路；
所述控制单元配置为通过控制附加电压轨开关和共享双向开关来改变附加输出节点处的电压，以便在共享电感器和负载电容之间建立谐振电路；
其中，所述电路是切换电路，用于产生由所述负载电容接收并在第一电压和第二电压之间进行切换的切换电压波形；所述控制单元配置为改变切换电压波形在第一电压和第二电压之间进行切换的频率。
2.根据权利要求1所述的质谱仪，其中所述双向开关包括串联的两个或更多个晶体管，所述串联的两个或更多个晶体管包括一对背对背连接的MOSFET晶体管。
3.根据任一前述权利要求所述的质谱仪，其中所述电压轨是第一电压轨，所述电压轨开关是第一电压轨开关，所述附加电压轨开关是附加第一电压轨开关；
所述电路包括第二电压轨，通过第二电压轨开关与输出节点相连接并通过附加第二电压轨开关与附加输出节点相连接；
其中所述控制单元配置为通过控制第一电压轨开关、第二电压轨开关和共享双向开关来改变输出节点处的电压，以便在共享电感器和负载电容之间建立谐振电路；
其中所述控制单元还配置为通过控制附加第一电压轨开关、附加第二电压轨开关和共享双向开关来改变附加输出节点处的电压，以便在共享电感器和负载电容之间建立谐振电路。
4.根据权利要求1所述的质谱仪，其中所述电路的控制单元配置为控制电路根据以下控制方法进行操作：
断开共享双向开关并接通第一电压轨开关，使得将输出节点钳位在第一电压轨的电压处并使得附加输出节点保持浮动电压；
通过断开第一电压轨开关并接通共享双向开关以便在共享电感器和负载电容之间建立谐振电路，使得输出节点处的电压摆向浮动电压并使得附加输出节点处的电压摆向第一电压轨的电压；
断开共享双向开关并接通附加第一电压轨开关，使得将输出节点保持在浮动电压以及将附加输出节点钳位在第一电压轨的电压处；
通过断开附加第一电压轨开关并接通共享双向开关以便在共享电感器和负载电容之间建立谐振电路，使得输出节点处的电压摆向第一电压轨的电压并使得附加输出节点处的电压摆向浮动电压。
5.根据权利要求3所述的质谱仪，其中所述电路的控制单元配置为控制所述电路根据以下控制方法进行操作：
断开共享双向开关、接通第一电压轨开关并接通附加第二电压轨开关，使得将输出节点钳位在第一电压轨的电压处并使得附加输出节点钳位在第二电压轨的电压处；
通过断开第一电压轨开关、断开附加第二电压轨开关并接通共享双向开关以便在共享电感器和负载电容之间建立谐振电路，使得输出节点处的电压摆向第二电压轨的电压并使得附加输出节点处的电压摆向第一电压轨的电压；
断开共享双向开关、接通第二电压轨开关并接通附加第一电压轨开关，使得将输出节点钳位在第二电压轨的电压处以及将附加输出节点钳位在第一电压轨的电压处；
通过断开第二电压轨开关、断开附加第一电压轨开关并接通共享双向开关以便在共享电感器和负载电容之间建立谐振电路，使得输出节点处的电压摆向第一电压轨的电压并使得附加输出节点处的电压摆向第二电压轨的电压。
6.根据权利要求1所述的质谱仪，其中
所述负载电容包括：
至少一个第一电极，与电路的输出节点相连接，使得在使用中所述至少一个第一电极接收由所述电路产生的电压波形；
至少一个第二电极，与电路的附加输出节点相连接，使得在使用中所述至少一个第二负载电容接收由所述电路产生的附加电压波形。
7.一种控制根据权利要求1到6中任一权利要求所述的质谱仪的方法，其中控制所述质谱仪根据以下控制方法进行操作：
断开共享双向开关并接通第一电压轨开关，使得将输出节点钳位在第一电压轨的电压处并使得附加输出节点保持浮动电压；
通过断开第一电压轨开关并接通共享双向开关以便在共享电感器和负载电容之间建立谐振电路，使得输出节点处的电压摆向浮动电压并使得附加输出节点处的电压摆向第一电压轨的电压；
断开共享双向开关并接通附加第一电压轨开关，使得将输出节点保持在浮动电压以及将附加输出节点钳位在第一电压轨的电压处；
通过断开附加第一电压轨开关并接通共享双向开关以便在共享电感器和负载电容之间建立谐振电路，使得输出节点处的电压摆向第一电压轨的电压并使得附加输出节点处的电压摆向浮动电压。
8.一种具有计算机可执行指令的计算机可读介质，所述计算机可执行指令配置为控制根据权利要求1到6中任一权利要求所述的质谱仪执行以下操作：
断开共享双向开关并接通第一电压轨开关，使得将输出节点钳位在第一电压轨的电压处并使得附加输出节点保持浮动电压；
通过断开第一电压轨开关并接通共享双向开关以便在共享电感器和负载电容之间建立谐振电路，使得输出节点处的电压摆向浮动电压并使得附加输出节点处的电压摆向第一电压轨的电压；
断开共享双向开关并接通附加第一电压轨开关，使得将输出节点保持在浮动电压以及将附加输出节点钳位在第一电压轨的电压处；
通过断开附加第一电压轨开关并接通共享双向开关以便在共享电感器和负载电容之间建立谐振电路，使得输出节点处的电压摆向第一电压轨的电压并使得附加输出节点处的电压摆向浮动电压。
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