CN104182791A - 芯片卡 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种芯片卡，该芯片卡具有设置为接收电磁的信号的天线，设置为整流所接收的信号的整流器和设置为基于经整流的信号来提供供电电压的电容式或者电感式的直流电压变换器。

Description

芯片卡
技术领域
本发明通常涉及一种芯片卡。
背景技术
非接触式的芯片卡通常由芯片卡读卡器的电磁场提供能量。因为芯片卡以这种方式通过其天线接收的能量是有限的，因此，值得期待的是，由天线接收的能量在将被供电的芯片卡的元件上尽可能少损失地继续传送。
发明内容
根据实施方式提供了一种芯片卡，该芯片卡具有设置为接收电磁的信号的天线、设置为整流所接收的信号的整流器和设置为基于经整流的信号来提供供电电压的电容式或电感式的直流电压变换器。
附图说明
附图不会给出实际的大小比例而是应该用于说明不同的实施例的原理。下文将参照以下附图阐述不同的实施例。
图1示出了带有包含可变的电阻的供电电路的芯片卡；
图2示出了带有包含直流电压变换器的供电电路的芯片卡；
图3示出了另一种基于整流器结构的芯片卡的示例；
图4示出了带有包含直流电压变换器的供电电路的芯片卡；
图5示出了电压示意图和电流示意图；
图6示出了带有不由直流电压变换器实现的供电电路的芯片卡的供电电流和带有由直流电压变换器实现的供电电路的芯片卡的供电电流的比较。
具体实施方式
以下详细的说明涉及示出了细节和实施例的所附附图。其他的实施方式也是可能的且实施例能够在结构、逻辑和电方面进行改变，而不超出本发明的范围。不同的实施例不必彼此排斥，而是能够将不同的实施方式相互结合，从而产生新的实施方式。
根据ISO14443标准，非接触式的RFID系统的最基本的实现方式具有读卡器(PCD：邻近耦合设备英文为proximity coupling device)和芯片卡(PICC：邻近集成电路卡英文为proximity integrated circuitcard)。读卡器和芯片卡之间的双向的数据通信与读卡器和芯片卡之间的能量传递借助两个电感式耦合的天线实现。由读卡器的天线发射出的电磁场在此由芯片卡的天线接收，因此在其连接端提供一定功率，该功率能够用于为芯片卡的元件提供能量。
在图1中示出了芯片卡的能量供应电路的示例。
图1示出了芯片卡100。
芯片卡100具有天线101，该天线101设置为接收来自场102的电磁的信号。并联于天线地布置的调谐电容103与天线101和进一步与此耦合的多个芯片卡元件构建并联谐振电路(谐振电路)。
天线101的连接端与整流器104的输入端耦合，该整流器提供带有最大电压或幅度MV VDD的整流信号，在该示例中为5.5V。该经整流的信号被发送到可变电阻105。该可变电阻105由运算放大器106(通常为天线电压调节器)的输出信号控制，该运算放大器将当前的最大的天线电压(天线峰值电压)与参考电压进行比较。在该可变电阻105的输出端连接齐纳二极管107(通常为分流器)和一个或多个待供电的元件108(例如集成的逻辑电路)。
天线从场102中接收正弦状的电磁的信号(例如来自芯片卡读卡器)。场102的强度能够由有效场强HFeld表示。在天线中正弦状电流被减小且相应地向并联谐振电路传送一定的功率。调谐电容103并联连接于其他的芯片卡元件104、105、106、107、108。
借助于调节可变电阻105如此调节并联谐振电路的品质，使得通过改变电流消耗量并最终改变整流器或者由芯片卡元件104、105、106、107、108组成的装置的输入阻抗，天线电压的最大值(峰值)等于某个目标值(即参考电压)。
天线电压首先被引向整流器104，整流器104由此产生与天线电压的最大值成比例的信号vlalb_peak。运算放大器106将该信号与参考信号REF进行比较，参考信号REF表征参考电压并且相应地控制可变电阻。如果天线电压的最大值大于参考电压，那么可变电阻105的值减小，反之亦然。因此在可变电阻105中流过的电流Ires由调节电路连续地改变并且取决于天线101上的场102的场强。在可变电阻105的输出端上提供的电流由待供电的元件108和齐纳二极管107消耗。如果待供电的元件108的电流消耗小于在可变电阻105的输出端上提供的电流，那么差值被齐纳二极管107消耗(即通过齐纳二极管107流向接地端)。
整流器的输出端上的电压MV_VDD(例如5.5V)通常高于可变电阻的输出端上的电压LV_VDD(例如1.35V)。相应地可变电阻上的功率消耗等于(MV_VDD-LV_VDD)*Ires。因此这种结构的效率由PMV/PLV＝LV_VDD/MV_VDD给出，其中PMV是整流器104的输出端上的功率且PLV是可变电阻105的输出端上的功率。因为LV_VDD小于MV_VDD，所以该效率通常(远远)小于1(例如0.23)。
下文阐述一种芯片卡，其实现了例如在芯片卡天线上接收的功率到待供电的元件的有效的传递。
图2示出了一种芯片卡200。
芯片卡200具有设置为接收电磁的信号的天线201和设置为整流所接收的信号的整流器202。除此之外芯片卡200还具有电容式或电感式的直流电压变换器203，该直流电压变换器203设置为基于经整流的信号来提供供电电压。
换言之在供电电路中加入直流电流变换器(例如替代如可变电阻105的线性的元件)。因为直流电流变换器能够有效地继续传递能量或者功率，因此，以这种方式能够实现在天线上接收的能量的有效的转送。
该直流电压变换器例如设置为，为待供电的元件提供供电电压。
例如直流电压变换器设置为，为集成的开关电路提供供电电压。
根据一种实施方式该直流电压变换器是开关的电感式的直流电压变换器或者开关的电容式的直流电压变换器。
根据一种实施方式该芯片卡具有稳压电路，该稳定电路设置为将供电电压限制在预定值处。
该稳压电路具有例如(例如与接地端相连接的)齐纳二极管。
该经整流的信号例如是脉冲信号。
根据一种实施方式该芯片卡具有调节电路，该调节电路设置为调节最大的天线电压。
该调节电路能够例如设置为通过调整整流器的输入电阻来调节最大的天线电压。
例如经整流的信号设置为脉冲信号且调节电路设置为，通过调整脉冲信号的脉冲宽度调节来输入电阻。
调节电路例如设置为，将最大的天线电压调节在预定的参考电压处。
下文作为示例阐述了用于芯片卡的供电电路，该供电电路基于整流结构(AC/DC变换器结构)。
图3示出了一种芯片卡300。
芯片卡300具有设置为接收来自场302的电磁的信号的天线301。并联于天线地布置的调谐电容303与天线301和进一步与此耦合的多个芯片卡元件一起构建并联谐振电路(谐振电路)。
天线301的连接端与整流器304的输入端耦合，整流器304提供带有最大电压和幅度MV VDD的被整流过的信号，在该示例中为5.5V。
整流器304由运算放大器306(通常为天线电压调节器)的输出信号控制，该运算放大器306将当前的最大的天线电压(天线峰值电压)与参考电压进行比较。
整流后的信号被传送到直流电压变换器305。在直流电压变换器305的输出端连接有齐纳二极管307(通常为分流器)以及一个或者多个待供电的元件308(例如集成的逻辑电路)。
该天线从场302中接收正弦状的电磁的信号(例如来自芯片卡读卡器)。场302的强度能够由有效场强HFeld表示。在天线301中正弦状电流被减小且相应地向并联谐振电路传送一定的功率。调谐电容303并联连接于其他的芯片卡元件304、305、306、307、308。
供电电路在该示例中具有整流器304和直流电压变换器305。整流器304在该示例中如此地实施，使得在其交流电流输入端(在图3中以la和lb标记)的阻抗能够根据以Z_input标记的运算放大器306的输出信号来调节。
通过调节整流器304的输入阻抗如此调节并联谐振电路的品质，使得天线电压的最大值(峰值)等于某个目标值(即参考电压)。
天线电压首先被引向整流器304，整流器304由此产生与天线电压的最大值成比例的信号vlalb_peak。运算放大器306将该信号与参考信号REF进行比较，参考信号REF表征参考电压并且相应地控制整流器304。如果天线电压的最大值大于参考电压，那么整流器304的输入阻抗和谐振电路的品质通过信号Z_input的电平的降低而降低，反之亦然。
在整流器304的输入端上提供的电流Imv被引向直流电压变换器305。电流Imv的平均值是天线301上的电磁场302的可用的场强和所调节的最大的天线电压的结果。通过将直流电压变换器305实施为例如开关的电感式的直流电压变换器的电感式的直流电压变换器，或例如开关的电容式的直流电压变换器的电容式的直流电压变换器，能够实现其效率因子EFF＝PLV/PMV接近于一。其中PMV是在整流器304的输出端上的功率且PLV是在直流电压变换器305的输出端上的功率。
在直流电压变换器305的输出端上提供的电流等于Ilv＝Imv*MV_VDD/LV_VDD*EFF，其中MV_VDD是整流器304的输出端上的电压且LV_VDD是可变电阻的输出端上的电压。
电流Ilv由待供电的元件308和齐纳二极管307消耗。如果待供电的元件308的电流消耗小于在直流电压变换器305的输出端上提供的电流，那么差值被齐纳二极管307消耗(即通过齐纳二极管107流向接地端)。
相比于芯片卡100的供电电路，在待供电的元件308的直流电压变换器305的输出端上提供的电流Ilv提高了因子MV_VDD/LV_VDD*EFF。因此在EFF＝0.9、MV_VDD＝0.5和LV_VDD＝1.35的情况下，该电流比在芯片卡100中在待供电的元件108上提供的电流大3.7倍。
下文阐述了一个实施例，其中非接触式的芯片卡具有带有电感式的直流电压变换器的供电电路。
图4示出了一种芯片卡400。
相应于图3芯片卡400具有设置为接收来自场402的电磁的信号的天线401并且并联于该天线地布置的调谐电容403与天线401和进一步与此耦合的多个芯片卡元件一起构建并联谐振电路(谐振电路)。
天线401的连接端与整流器404的输入端409、410耦合，该整流器404提供带有最大电压或幅值MV VDD的被整流过的信号，在该示例中为5.5V。在该示例中整流器404的第一输入端409与第一n型MOS晶体管411的漏极连接端耦合。第二输入端410与第二n型MOS晶体管412的漏极连接端耦合。n型MOS晶体管411、412的源极与接地端耦合。
第一n型MOS晶体管411的栅极连接端与第二输入端410耦合且第二n型MOS晶体管412的栅极连接端与第一输入端409耦合。
第一输入端409还与第一p型MOS晶体管413的源极连接端耦合且第二输入端410与第二p型MOS晶体管414的源极连接端耦合。p型MOS晶体管413、414的漏极连接端与整流器404的输入端415耦合。
n型MOS晶体管411、412装有(低边)开关，该开关要么将第一输入端409要么将第二输入端410与接地端(VSS)连接。p型MOS晶体管413、414构成(高边)二极管，该二极管要么将第一输入端409要么将第二输入端410与输出端415连接。
由天线电压vlalb，也就是第一输入端409和第二输入端410之间的电压表征的天线信号是正弦状的。第一输入端409上的电势在下文中以Vla标记且第二输入端410上的电势在下文中以Vlb标记。
如果Vla>Vlb+VTHN，其中VTHN表示n型MOS晶体管411、412的阀值电压，那么第二n型MOS晶体管412的第二输入端410与接地端连接。如果Vlb>Vla+VTHN，那么第一n型MOS晶体管411的第一输入端409与接地端连接。Vla-VSS代表天线信号的正半波且Vlb–VSS代表天线信号的负半波的值。
整流器404由运算放大器406(通常为天线电压调节器)的输出信号Z_input控制，该运算放大器406将当前的最大的天线电压(天线峰值电压)与参考电压进行比较。
如果Vla>Z_input+VTHP，那么第一输入端409通过第一p型MOS晶体管413与输出端415连接。如果Vlb>Z_input+VTHP，那么第一输入端409通过第一p型MOS晶体管413与输出端415连接。在此VTHP表示p型MOS晶体管413、414的阀值电压。
运算放大器406的输出信号Z_input确定充电量，该充电量从第一输入端409或者第二输入端410每个半波地传送到输出端415且最终确定整流器404的输入阻抗。因此运算放大器406通过借助于信号Z_input调整谐振电路的品质来控制最大的天线电压，像在图3的总结中阐述的那样。
该整流后的信号如在图3中那样被引向直流电压变换器，该直流电压变换器在该示例中具有空载二极管416，其正极与接地端且其负极与输出端415耦合，并且具有与输出端415耦合的电感(线圈)417。开关418与空载二极管并联连接。当二极管没有阻断时，开关418示范性地闭合，从而能够避免二极管上的功率损耗。
在电感的输出端上连接有齐纳二极管407(通常为分流器)和一个或者多个待供电的元件408(例如集成的逻辑电路)。该齐纳二极管也能够被视为该直流电压变换器的一部分。同样地整流器的一部分，例如p型MOS晶体管413、414也能够被视为直流电压变换器的一部分。
电流变化和电压变化的示例在图5中示出。
图5示出了电压示意图501、502和电流示意图503、504。
在示意图501、502、503、504中时间沿着各自的时间轴505从左到右地延伸并且电压或者电流沿着相应的电压轴或者电流轴506从下往上增大。
给定的大小和电流或者电压变化基于频率为13.56MHz、场402的场强为1.5A/m和最大的天线电压为11.6V的模型。
第一电压示意图501在第一图表507中示出了第一输入端409上的电势，在第二图表508中示出了第二输入端410上的电势，在第三图表509中示出了(在该示例中为恒定的)信号Z_input且在第四图表510中示出了输出端415上的电压。
第二电压示意图502在第五图表511中示出了电感417的输出端上的电压。
第一电流示意图503在第六图表512中示出了空载电流Ifrei且在第七图表513中示出了整流器404的输出端415上的电流Imv。
第二电流示意图504在第八图表514中示出了电感417的输出端上的电流。
输出端415上的脉冲电流Imv对应于通过p型MOS晶体管413、414的电荷转移。图4中第一虚线所示的电流通路419阐明在正半波中的电流Imv的电流脉冲的电流流动。
电流脉冲从第一输入端409通过第一p型MOS413(正半波)或者从第二输入端410通过第二p型MOS414(负半波)传送的时间间隔的持续时间在图5中以tan标记。
电流脉冲直接引向电感417(在这种情况下Imv＝Ilv)。相应地在电流脉冲期间通过电感417的电流Ilv上升并且因此在电感417中储存能量。
没有电流脉冲由整流器404传输(因为该p型MOS晶体管413、414被切断)的时间间隔的持续时间在图5中以taus标记。在这种情况下Imv等于零(因为不存在电流脉冲)且通过电感417的电流等于空载电流Ifrei(即Ilv＝Ifrei)。图4中第二虚线所示的电流通路420阐明在这种情况下的电流流动，其中电流流经空载电路(即通过空载二极管416或者开关418，其在这种情况下能够相应地接通)。在这种情况下电感417作为电流源工作，其向该待供电的元件408和分流器407提供电流Ilv。在这种时间间隔的过程中，其中电感417以这种方式作为电流源工作，电流Ilv和储存于电感417中的能量相应地减小。
电流Imv和电流Ilv之间的关系由MV_VDD/LV_VDD*EFF给出，其中，因子EFF给出直流电压变换器的效率并且因此通常小于一。
在图5所示的示例中，电压MV_VDD平均为4.14V，电压LV_VDD平均为1.35V，电流Imv平均为4.81mA并且电流Ilv平均为11.51mA。
因此Ilv和Imv之间的比例等于11.51mA/4.81mA＝2.39。
开关的效率由上述值得出(由于在仿真中增加的欧姆损失)为EFF＝(11.51mA/4.81mA)/(4.14V/1.35V)＝0.78。
图6示出了用于带有不具有如所述实施的直流电压变换器的供电电路的芯片卡的供电电流Ilv(在第一图表601中示出)，和用于带有具有如所述实施的直流电压变换器的供电电路的芯片卡的供电电流Ilv(在第二图表602中示出)之间的比较。
图表601、602分别示出了供电电流Ilv(沿着电流轴604从下向上地增大)关于天线上的场强(沿着场强轴603从左向右增大)的相关性。
结果以工作频率为13.56MHz且最大的天线电压为11V的模型为基础。
电流的比例(以具有直流电压变换器的实施相对于不具有直流电压变换器的实施)在场强为1.5A/m时等于17.30mA/7.25mA＝2.38，这能够视为供电的芯片卡的显著改善。
尽管本发明主要以特定的实施方式为参考示出和阐明，但是熟悉本领域的人员应该明白，对此关于技术方案和细节还能够进行很多改变，而不超出本发明的精神和范围，如其由以下权利要求所限定的那样。因此本发明的范围由以下所附权利要求确定，并且意在包括落入权利要求书的词义或等效范围内的所有变体。

Claims (11)

1.一种芯片卡，其具有：
天线，其被设置为接收电磁的信号；
整流器，其被设置为整流所接收的信号；
电容式或电感式的直流电压变换器，其被设置为基于经整流的信号来提供供电电压。
2.根据权利要求1所述的芯片卡，其中，所述直流电压变换器被设置为为待供电的元件提供所述供电电压。
3.根据权利要求1所述的芯片卡，其中，所述直流电压变换器被设置为为集成的开关电路提供所述供电电压。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的芯片卡，其中，所述直流电压变换器为开关的电感式的直流电压变换器或者开关的电容式的直流电压变换器。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的芯片卡，其具有被设置为将所述供电电压限制在预定值处的稳压电路。
6.根据权利要求5所述的芯片卡，其中，所述稳压电路具有齐纳二极管。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的芯片卡，其中，所述经整流的信号为脉冲信号。
8.根据权利要求1至7中任一项所述的芯片卡，其具有被设置为调节最大的天线电压的调节电路。
9.根据权利要求8所述的芯片卡，其中，所述调节电路被设置为通过调整所述整流器的输入电阻来调节所述最大的天线电压。
10.根据权利要求9所述的芯片卡，其中，所述经整流的信号为脉冲信号并且其中，所述调节电路被设置为通过调整所述脉冲信号的脉冲宽度来调整所述输入电阻。
11.根据权利要求8至10中任一项所述的芯片卡，其中，所述调节电路被设置为将所述最大的天线电压调节到预定的参考电压。
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