发明内容
针对上述已有技术的不足,即非正侧视双基地MIMO雷达的杂波不再具有共面特性,杂波抑制更加复杂,本发明提出一种非正侧视双基地MIMO雷达的杂波抑制方法,用于对地面距离依赖杂波的抑制,实现对地面目标检测的实时处理。
为达到上述目的,本发明采用以下技术方案予以实现。
一种非正侧视双基地MIMO雷达的杂波抑制方法,其特征在于,包括以下步骤:
步骤1,双基地MIMO雷达在非正侧视情况下接收第m个距离单元回波数据yNSL,m;将所述第m个距离单元划分为Nc个杂波点,m为自然数;
步骤2,构建第m个距离单元中第i个杂波点的归一化发射空间频率ft,i、第m个距离单元中第i个杂波点的归一化接收空间频率fr,i和第m个距离单元中第i个杂波点的归一化多普勒频率fd,i;i大于等于1并且小于等于Nc;
根据第i个杂波点的归一化发射空间频率ft,i、和第i个杂波点的归一化接收空间频率fr,i和第i个杂波点的归一化多普勒频率fd,i得到第i个杂波点的三维空时导向矢量s(ft,i,fr,i,fd,i);进而得到Nc个杂波点的三维空时导向矢量;
由Nc个杂波点三维空时导向矢量构建第m个距离单元的杂波脊分布VC,m;
步骤3,通过双基地MIMO雷达第m个距离单元的杂波脊分布VC,m得到双基地MIMO雷达在正侧视情况下的第m个距离单元的杂波脊分布VSL,m和双基地MIMO雷达非正侧视情况下第m个距离单元的杂波脊分布VNSL,m;
步骤4,利用双基地MIMO雷达在正侧视情况下第m个距离单元的杂波脊分布VSL,m和双基地MIMO雷达非正侧视情况下第m个距离单元的杂波脊分布VNSL,m求解第m个距离单元的三维空时插值矩阵T3D-STINT,m,利用第m个距离单元的三维空时插值矩阵T3D-STINT,m将双基地MIMO雷达在非正侧视情况下第m个距离单元接收到的回波数据yNSL,m变换成为双基地MIMO雷达在正侧视下第m个距离单元的回波数据ySL,m;
步骤5,利用双基地MIMO雷达在正侧视情况下第m个距离单元的回波数据ySL,m计算得到三维空时插值后的回波加噪声的协方差矩阵R3D-STINT;利用三维空时插值后的回波加噪声的协方差矩阵R3D-STINT,求得权矢量w;
步骤6,利用权矢量w对双基地MIMO雷达在正侧视下第m个距离单元的回波数据ySL,m进行加权计算,即wHySL,m,得到抑制杂波的回波数据wHySL,m,其中,(·)H表示共轭转置。
上述技术方案的特点和进一步改进在于:
(1)步骤2包括以下子步骤:
构建第m个距离单元中第i个杂波点的归一化发射空间频率ft,i:
构建第m个距离单元中第i个杂波点的归一化接收空间频率fr,i:
构建第m个距离单元中第i个杂波点的归一化多普勒频率fd,i:
利用第i个杂波点的归一化发射空间频率ft,i得到第i个杂波点的发射空间导向矢量a(ft,i):
利用第i个杂波点的归一化接收空间频率fr,i得到第i个杂波点的接收空间导向矢量b(fr,i):
利用第i个杂波点的归一化多普勒频率fd,i得到第i个杂波点的多普勒导向矢量c(fd,i):
利用第i个杂波点的发射空间导向矢量、第i个杂波点的接收空间导向矢量和第i个杂波点的多普勒导向矢量得到第i个杂波点的三维空时导向矢量s(ft,i,fr,i,fd,i):
根据Nc个杂波点三维空时导向矢量构建第m个距离单元的杂波脊分布VC,m:
其中,(·)H表示共轭转置,Nc为杂波点个数,MIMO雷达第m个距离单元的杂波脊分布VC,m是一个MNK×Nc维的复数矩阵,M为MIMO雷达发射机的发射阵元数,N为MIMO雷达接收机的接收阵元数,K为一次相干处理间隔内的脉冲数,Lr为距离单元个数,dt为发射端的阵元间距,dr为接收端的阵元间距,vt是发射机的速度,vr是接收机的速度,λ为载波波长,f为脉冲重复频率,T为脉冲重复间隔,θr,i是第i个杂波点的发射方位角,θt,i是第i个杂波点的接收方位角,φr,i是第i个杂波点的发射高低角,φt,i是第i个杂波点接收高低角,ψr,i是第i个杂波点与发射机的连线相对于发射机飞行方向的角度,ψt,i是第i个杂波点与接收机的连线相对于接收机飞行方向的角度,是发射机飞行方向与发射阵元轴向的夹角,是接收机飞行方向与接收阵元轴向的夹角,其中,当并且时为正侧视情况,当和中至少一项不等于0时为非正侧视情况。
(2)步骤3包括:
双基地MIMO雷达在正侧视情况下第m个距离单元的杂波脊分布VSL,m和双基地MIMO雷达非正侧视情况下第m个距离单元的杂波脊分布VNSL,m表达式为:
其中,MIMO雷达在非正侧视情况下的杂波脊分布VNSL,m是一个MNK×Nc维的复数矩阵,MIMO雷达在正侧视情况下的杂波脊分布VSL,m是一个MNK×Nc维的复数矩阵,sSL(ft,i,fr,i,fd,i)表示双基地MIMO雷达在正侧视情况下第i个杂波点的三维空时导向矢量,sNSL(ft,i,fr,i,fd,i)表示双基地MIMO雷达在非正侧视情况下第i个杂波点的三维空时导向矢量,ft,i为第i个杂波点的归一化发射空间频率,fr,i为第i个杂波点的归一化接收空间频率,fd,i为第i个杂波点的归一化多普勒频率,i=1,2,...,Nc,Nc为杂波点个数,M为MIMO雷达发射机的发射天线个数,N为MIMO雷达接收机的接收天线个数,K为一次相干处理间隔内的脉冲数。
(3)步骤4包括以下子步骤:
4a)利用双基地MIMO雷达在正侧视情况下第m个距离单元的杂波脊分布VSL,m和双基地MIMO雷达非正侧视情况下第m个距离单元的杂波脊分布VNSL,m通过下式求解第m个距离单元的三维空时插值矩阵T3D-STINT,m:
其中,VT为沿着目标的空间频率[ft,T,fr,T]取P个多普勒通道组成目标的空时导向矢量矩阵,VT=[s(ft,T,fr,T,fd,T1),…,s(ft,T,fr,T,fd,Tp),…s(ft,T,fr,T,fd,TP)]且为MNK×P维的复数矩阵,p=1,2,...,P,P为多普勒通道的个数,VSL,m为双基地MIMO雷达在正侧视情况下第m个距离单元的杂波脊分布,VNSL,m为双基地MIMO雷达非正侧视情况下第m个距离单元的杂波脊分布,s(ft,T,fr,T,fd,Tp)为第p个多普勒通道的目标空时导向矢量,fd,Tp为p个多普勒通道回波数据中目标的归一化多普勒频率,ft,T为回波数据中目标的归一化发射空间频率,fr,T为回波数据中目标的归一化接收空间频率,M为MIMO雷达发射机的发射天线个数,N为MIMO雷达接收机的接收天线个数,K为一次相干处理间隔内的脉冲数,(·)H表示共轭转置;
4b)利用第m个距离单元的三维空时插值矩阵T3D-STINT,m将接收到的双基地MIMO雷达在非正侧视情况下第m个距离单元的回波数据yNSL,m变换为该双基地MIMO雷达在正侧视情况下第m个距离单元的回波数据ySL,m:
其中,T3D-STINT,m为三维空时插值矩阵,T3D-STINT,m为MNK×MNK维的复数矩阵,Lr为距离单元个数。
(4)步骤5包括:
三维空时插值后的回波加噪声的协方差矩阵R3D-STINT表达式:
权矢量w表达式:
其中,(·)H表示共轭转置,μ为一常数,s(ft,T,fr,T,fd,T)为目标的空时三维导向矢量,fd,T为回波数据中目标的归一化多普勒频率,ft,T为回波数据中目标的归一化发射空间频率,fr,T为回波数据中目标的归一化接收空间频率,Lr为距离单元个数,Q为噪声;目标的空时三维导向矢量的表达式为 其中a(ft,T)为目标的发射空间导向矢量,b(fr,T)为目标的接收空间导向矢量,c(fd,T)为目标的多普勒导向矢量,符号表示Kronecker积。
与现有技术相比,本发明具有突出的实质性特点和显著的进步。本发明与现有方法相比,具有以下优点:
本发明提出一种基于三维空时插值的非正侧视双基地MIMO雷达杂波进行抑制,该方法利用三维空时插值方法将非正侧视情况下的杂波拟合为相应的正侧视情况下的杂波。最后用补偿后的均匀同分布杂波计算杂波协方差矩阵并实现三维空时自适应处理。仿真分析表明该方法可以有效地消除杂波距离依赖特性,从而改善杂波抑制性能。
具体实施方式
参照图1,说明本发明的一种非正侧视双基地MIMO雷达的杂波抑制方法。
步骤1,双基地MIMO雷达在非正侧视情况下接收第m个距离单元回波数据yNSL,m,所述第m个距离单元划分为Nc个杂波点。
在双基地MIMO雷达的几何配置模型中,是发射机飞行方向与发射阵元轴向的夹角,是接收机飞行方向与接收阵元轴向的夹角。当并且时为双基地MIMO雷达的正侧视情况,当和中至少一项不等于0时为双基地MIMO雷达的非正侧视情况。杂波点也叫杂波散射点。
步骤2,构建第m个距离单元中第i个杂波点的归一化发射空间频率ft,i、第m个距离单元中第i个杂波点的归一化接收发射空间频率fr,i和第m个距离单元中第i个杂波点的归一化多普勒频率fd,i;i大于等于1并且小于等于Nc;
根据第i个杂波点的归一化发射空间频率ft,i、和第i个杂波点的归一化发射空间频率fr,i和第i个杂波点的归一化多普勒频率fd,i得到第i个杂波点的三维空时导向矢量s(ft,i,fr,i,fd,i):
按照构建第i个杂波点的三维空时导向矢量的方法进而得到Nc个杂波点的三维空时导向矢量;由Nc个杂波点三维空时导向矢量构建第m个距离单元的杂波脊分布VC,m。
本发明所用的双基地MIMO雷达的几何配置如图2所示,坐标系原点Or为接收机在水平面的投影点,x轴为接收机速度vr的方向,接收机的位置坐标是(0,0,hr),Ot点为发射机在水平面的投影点,发射机的位置坐标是(Lbcosγ,Lbsinγ,ht),ht是发射机的高度,hr是接收机的高度,γ是发射机的方位角,Lb为基线OrOt的长度,vt是发射机的速度,是发射机速度矢量与x轴的夹角,P0为给定距离门内即第m个距离单元的第i个杂波点,θr,i是第i个杂波点的发射方位角,θt,i是第i个杂波点的接收方位角,φr,i是第i个杂波点的发射高低角,φt,i是第i个杂波点接收高低角,ψr,i是第i个杂波点与发射机的连线相对于发射阵元轴向方向的角度,ψt,i是第i个杂波点与接收机的连线相对于接收阵元轴向方向的角度,是发射机飞行方向与发射阵元轴向的夹角,是接收机飞行方向与接收阵元轴向的夹角。
构建第m个距离单元中第i个杂波点的归一化发射空间频率ft,i:
构建第m个距离单元中第i个杂波点的归一化接收空间频率fr,i:
构建第m个距离单元中第i个杂波点的归一化多普勒频率fd,i:
利用第i个杂波点的归一化发射空间频率ft,i得到第i个杂波点的发射空间导向矢量a(ft,i):
利用第i个杂波点的归一化接收空间频率fr,i得到第i个杂波点的接收空间导向矢量b(fr,i):
利用第i个杂波点的归一化多普勒频率fd,i得到第i个杂波点的多普勒导向矢量c(fd,i):
利用第i个杂波点的发射空间导向矢量、第i个杂波点的接收空间导向矢量和第i个杂波点的多普勒导向矢量得到第i个杂波点的三维空时导向矢量s(ft,i,fr,i,fd,i):
根据Nc个杂波点三维空时导向矢量构建第m个距离单元的杂波脊分布VC,m:
其中,(·)H表示共轭转置,Nc为杂波点个数,MIMO雷达第m个距离单元的杂波脊分布VC,m是一个MNK×Nc维的复数矩阵,M为MIMO雷达发射机的发射阵元数,N为MIMO雷达接收机的接收阵元数,K为一次相干处理间隔内的脉冲数,Lr为距离单元个数,dt为发射端的阵元间距,dr为接收端的阵元间距,vt是发射机的速度,vr是接收机的速度,λ为载波波长,f为脉冲重复频率,T为脉冲重复间隔,θr,i是第i个杂波点的发射方位角,θt,i是第i个杂波点的接收方位角,φr,i是第i个杂波点的发射高低角,φt,i是第i个杂波点接收高低角,ψr,i是第i个杂波点与发射机的连线相对于发射机飞行方向的角度,ψt,i是第i个杂波点与接收机的连线相对于接收机飞行方向的角度,是发射机飞行方向与发射阵元轴向的夹角,是接收机飞行方向与接收阵元轴向的夹角。其中,当并且时为正侧视情况,当和中至少一项不等于0时为非正侧视情况。
步骤3,通过双基地MIMO雷达第m个距离单元的杂波脊分布VC,m得到双基地MIMO雷达在正侧视情况下的第m个距离单元的杂波脊分布VSL,m和双基地MIMO雷达非正侧视情况下第m个距离单元的杂波脊分布VNSL,m。
具体的,实现步骤3的过程中,将双基地MIMO雷达在正侧视情况下的发射机飞行方向与发射阵元轴向的夹角,并且接收机飞行方向与接收阵元轴向的夹角,代入双基地MIMO雷达第m个距离单元的杂波脊分布VC,m中,得到双基地MIMO雷达在正侧视情况下的第m个距离单元的杂波脊分布VSL,m;双基地MIMO雷达非正侧视情况下的发射机飞行方向与发射阵元轴向的夹角,并且接收机飞行方向与接收阵元轴向的夹角,代入双基地MIMO雷达第m个距离单元的杂波脊分布VC,m中得到双基地MIMO雷达非正侧视情况下第m个距离单元的杂波脊分布VNSL,m。
示例性的:
设定双基地MIMO雷达的发射机飞行方向与发射阵元轴向的夹角等于0,并且接收机飞行方向与接收阵元轴向的夹角等于0,代入双基地MIMO雷达第m个距离单元的杂波脊分布VC,m中,得到在正侧视情况下第m个距离单元的杂波脊分布VSL,m;具体实现如下:
将代入第i个杂波点的归一化发射空间频率:
将代入第i个杂波点的归一化接收空间频率:
将代入第i个杂波点的归一化多普勒频率:
将ft,i代入第i个杂波点的发射空间导向矢量:
将fr,i代入第i个杂波点的接收空间导向矢量:
将fd,i代入第i个杂波点的多普勒导向矢量:
将a(ft,i),b(fr,i),c(fd,i)代入第i个杂波点的三维空时导向矢量 得到双基地MIMO雷达在正侧视情况下第i个杂波点的三维空时导向矢量sSL(ft,i,fr,i,fd,i)。
根据双基地MIMO雷达正侧视情况下Nc个杂波点的三维空时导向矢量构建双基地MIMO雷达在正侧视情况下的第m个距离单元的杂波脊分布VSL,m:
设定双基地MIMO雷达的发射机飞行方向与发射阵元轴向的夹角和接收机飞行方向与接收阵元轴向的夹角代入双基地MIMO雷达第m个距离单元的杂波脊分布VC,m中,得到在非正侧视情况下的第m个距离单元的杂波脊分布VNSL,m;具体方法与VSL,m的求法类似。
双基地MIMO雷达在正侧视情况下第m个距离单元的杂波脊分布VSL,m和双基地MIMO雷达非正侧视情况下第m个距离单元的杂波脊分布VNSL,m表达式为:
其中,MIMO雷达在非正侧视情况下的杂波脊分布VNSL,m是一个MNK×Nc维的复数矩阵,MIMO雷达在正侧视情况下的杂波脊分布VSL,m是一个MNK×Nc维的复数矩阵。i=1,2,...,Nc,Nc为杂波点个数,M为MIMO雷达发射机的发射天线个数,N为MIMO雷达接收机的接收天线个数,K为一次相干处理间隔内的脉冲数,dt为发射端的阵元间距,dr为接收端的阵元间距,vt是发射机的速度,vr是接收机的速度,λ为载波波长,f为脉冲重复频率,T为脉冲重复间隔,θr,i是第i个杂波点的发射方位角,θt,i是第i个杂波点的接收方位角,φr,i是第i个杂波点的发射高低角,φt,i是第i个杂波点接收高低角,ψr,i是第i个杂波点与发射机的连线相对于发射机飞行方向的角度,ψt,i是第i个杂波点与接收机的连线相对于接收机飞行方向的角度,是发射机飞行方向与发射阵元轴向的夹角,是接收机飞行方向与接收阵元轴向的夹角。
所述的正侧视双基地MIMO模式,是指雷达的发射机和接收机分置于不同地点,且飞行方向与各自天线法线方向垂直,在发射端由多个发射天线发射相互正交的信号产生多个发射通道,在接收端用多个天线接收目标的回波信号,雷达杂波谱位于发射空间频率-接收空间频率-多普勒频率的三维空间的一个平面上。图3(a)为正侧视双基地MIMO雷达的杂波脊,将其旋转一定角度可以得到图3(b)。从图3中可以看出,正侧视双基地MIMO雷达的杂波谱具有发射空间频率,接收空间频率和多普勒频率三维的特性。在这个三维空间内,每一个距离单元的杂波脊都是一条三维曲线,不同距离单元的杂波脊对应着不同的三维曲线,这说明正侧视双基地MIMO雷达的杂波具有距离依赖特性。但是需要注意的是,这些杂波脊对应的曲线都聚集在这个三维空间内的同一个平面上。
在与之相对应的非正侧视双基地MIMO雷达配置下,杂波脊如图4所示。从图中可以看出,雷达杂波脊仍然具有距离依赖特性,且在发射空间频率-接收空间频率-多普勒频率三维空间内不再聚集在同一平面内,其抑制将更加复杂,需要更进一步的研究。针对这一问题,我们提出三维空时插值方法。
步骤4,利用双基地MIMO雷达在正侧视情况下第m个距离单元的杂波脊分布VSL,m和双基地MIMO雷达非正侧视情况下第m个距离单元的杂波脊分布VNSL,m求解第m个距离单元的三维空时插值矩阵T3D-STINT,m,利用第m个距离单元的三维空时插值矩阵T3D-STINT,m将双基地MIMO雷达在非正侧视情况下第m个距离单元接收到的回波数据yNSL,m变换成为双基地MIMO雷达在正侧视下第m个距离单元的回波数据ySL,m。
4a)利用双基地MIMO雷达在正侧视情况下第m个距离单元的杂波脊分布VSL,m和双基地MIMO雷达非正侧视情况下第m个距离单元的杂波脊分布VNSL,m通过下式求解第m个距离单元的三维空时插值矩阵T3D-STINT,m:
其中,VT为沿着目标的空间频率[ft,T,fr,T]取P个多普勒通道组成目标的空时导向矢量矩阵,VT=[s(ft,T,fr,T,fd,T1),…,s(ft,T,fr,T,fd,Tp),…s(ft,T,fr,T,fd,TP)]且为MNK×P维的复数矩阵,p=1,2,...,P,P为多普勒通道的个数,VSL,m为双基地MIMO雷达在正侧视情况下第m个距离单元的杂波脊分布,VNSL,m为双基地MIMO雷达非正侧视情况下第m个距离单元的杂波脊分布,为第p个多普勒通道的目标空时导向矢量,fd,Tp为p个多普勒通道回波数据中目标的归一化多普勒频率,ft,T为回波数据中目标的归一化发射空间频率,fr,T为回波数据中目标的归一化接收空间频率,M为MIMO雷达发射机的发射天线个数,N为MIMO雷达接收机的接收天线个数,K为一次相干处理间隔内的脉冲数,(·)H表示共轭转置。
考虑到变换矩阵会对目标带来影响,可以加入目标保护约束,在上式中的约束条件保证了三维空时插值矩阵T3D-STINT是由沿着目标的空间频率[ft,T,fr,T]取P个多普勒通道组成目标的空时导向矢量矩阵VT张成的子空间的一个投影矩阵,且该优化问题有解的条件是VT的列数小于系统的自由度,即P≤MNK。
4b)利用第m个距离单元的三维空时插值矩阵T3D-STINT,m将接收到的双基地MIMO雷达在非正侧视情况下第m个距离单元的回波数据yNSL,m变换为该双基地MIMO雷达在正侧视情况下第m个距离单元的回波数据ySL,m:
其中,T3D-STINT,m为三维空时插值矩阵,T3D-STINT,m为MNK×MNK维的复数矩阵,Lr为距离单元个数。
图5从各个角度给出了双基地MIMO雷达在非正侧视情况下的三维杂波脊拟合示意图,从图中可以看出本发明三维空时插值方法是将非正侧视情况下的杂波脊拟合为对应距离单元正侧视情况下的杂波脊。
空时插值方法最早出现于双基地相控阵雷达系统中,旨在将所有距离单元的杂波谱通过线性变换拟合为根据需求设计的虚拟杂波谱,以消除杂波距离依赖性的影响。在传统双基地相控阵雷达系统中,虚拟杂波谱通常被设计为一条直线。然而在非正侧视双基地MIMO雷达系统中,杂波谱在三维空间中存在严重的距离依赖特性,因此将所有的三维杂波脊曲线强行拟合为同一条直线会存在较大的误差,产生严重的性能损失。针对这一问题,本发明提出一种三维空时插值方法,该方法将每个距离单元的非正侧视杂波谱拟合为该距离单元对应的正侧视杂波谱。
步骤5,利用双基地MIMO雷达在正侧视情况下第m个距离单元的回波数据ySL,m计算得到三维空时插值后的回波加噪声的协方差矩阵R3D-STINT;利用三维空时插值后的回波加噪声的协方差矩阵R3D-STINT,求得权矢量w;
三维空时插值后的回波加噪声的协方差矩阵R3D-STINT表达式:
权矢量w表达式:
其中,(·)H表示共轭转置,μ为一常数,s(ft,T,fr,T,fd,T)为目标的空时三维导向矢量,fd,T为回波数据中目标的归一化多普勒频率,ft,T为回波数据中目标的归一化发射空间频率,fr,T为回波数据中目标的归一化接收空间频率,Lr为距离单元个数,Q为噪声;目标的空时三维导向矢量的表达式为 其中a(ft,T)为目标的发射空间导向矢量,b(fr,T)为目标的接收空间导向矢量,c(fd,T)为目标的多普勒导向矢量,符号表示Kronecker积。
步骤6,利用权矢量w对双基地MIMO雷达在正侧视下第m个距离单元的回波数据ySL,m进行加权计算,即wHySL,m,得到抑制杂波的回波数据wHySL,m,其中,(·)H表示共轭转置。
本发明中采用获取权矢量w进行杂波抑制的方法即为三维线性最小方差杂波抑制方法。
通过本发明方案,获取了针对目标位置的回波数据,该回波数据中的杂波经过抑制。进一步通过后续对回波数据的分析进行目标检测。
本发明通过三维空时插值方法对接收到的双基地MIMO雷达非正侧视杂波数据进行插值变为正侧视情况下的杂波数据,进而利用三维线性最小方差方法实现杂波抑制,解决了相对于现有技术中非正侧视情况下杂波谱不再共面,三维线性最小方法不再适用的问题。仿真分析表明该方法可以有效地消除杂波距离依赖性,从而改善杂波抑制性能。
本发明的效果可以通过以下仿真实验进一步说明。
一.实验环境
参照图2,本发明的实例所用的各种参数如表1
表1 双基地多输入多输出雷达参数
二.仿真内容与结果
本实验针对具体实施方式所述的正侧视机载双基地MIMO雷达的情况,通过观察可以发现,上式是一个三维平面方程,即正侧视双基地MIMO雷达杂波的归一化多普勒频率fd,i、归一化接收空间频率fr,i和归一化发射空间频率ft,i是三维空间中的一个平面方程的三个参数。
因此可以得出结论,双基地MIMO雷达在正侧视情况下的杂波脊都聚集在由杂波的归一化多普勒频率、归一化接收空间频率和归一化发射空间频率所组成的三维空间内的同一个平面上。图3(a)为正侧视双基地MIMO雷达的杂波脊,将其旋转一定角度可以得到图3(b)。则通过仿真图3(a)图3(b)验证了双基地MIMO雷达在正侧视情况下的杂波脊都聚集在由杂波的归一化多普勒频率、归一化接收空间频率和归一化发射空间频率所组成的三维空间内的同一个平面上。在与之相对应的非正侧视双基地MIMO雷达配置下,双基地MIMO雷达在非正侧视情况下的杂波脊如图4所示。从图中可以看出,雷达杂波脊仍然具有距离依赖特性,且在发射空间频率-接收空间频率-多普勒频率三维空间内不再聚集在同一平面内,因此将所有的三维杂波脊曲线强行拟合为同一条直线会存在较大的误差,产生严重的性能损失。
针对上述问题,本发明通过三维空时插值矩阵对接收到的双基地MIMO雷达在非正侧视情况下每个距离单元的杂波数据进行插值变换,进而求权矢量的方案也叫做三维空时插值方法。该方法将双基地MIMO雷达每个距离单元在非正侧视情况下的杂波谱拟合为该距离单元对应的正侧视杂波谱。
图5中(a)给出了本发明所用三维空时插值方法杂波拟合曲线示意图,(b)是本发明所用三维空时插值方法杂波拟合曲线投影到归一化发射-接收空间频率平面示意图,(c)是本发明所用三维空时插值方法杂波拟合曲线投影到归一化发射-多普勒空间频率平面示意图,(d)是本发明所用三维空时插值方法杂波拟合曲线投影到归一化接收-多普勒空间频率平面示意图,从图中可以看出本发明三维空时插值方法是将非正侧视情况下的杂波拟合为对应距离单元正侧视情况下的杂波。
图6给出了双基地MIMO雷达在非正侧视情况下三维空时插值方法的杂波抑制性能,独立同分布杂波距离门为1000时,将本发明所用三维空时插值方法、理想情况下消除距离依赖的最优处理方法和现有不做任何补偿的局部最优STAP方法的改善因子曲线进行对比,从图中可以看出接收机和发射机均为非正侧视时,杂波不再处于同一平面,因此,不做任何补偿的三维线性最小方差杂波抑制方法失效,无法有效的对距离依赖杂波进行抑制。而本发明提出的三维空时插值方法可以有效地抑制杂波,其性能接近理想情况。
综上所述,本发明提出三维空时插值方法,该方法利用三维空时插值矩阵将非正侧视情况下的杂波拟合为相应的正侧视情况下的杂波。最后用插值后的正侧视情况下的杂波计算杂波协方差矩阵并实现三维线性最小方差杂波抑制方法处理。仿真分析表明该方法可以有效地消除杂波距离依赖特性,从而改善杂波抑制性能。