CN1040892A

CN1040892A - 射频通信系统的控制技术

Info

Publication number: CN1040892A
Application number: CN89103669A
Authority: CN
Inventors: 杜恩·C·拉贝; 詹姆斯·E·米特茨拉夫
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1988-06-02
Filing date: 1989-06-02
Publication date: 1990-03-28
Also published as: BR8902565A; CA1306500C; AU625303B2; DK248589D0; DK248589A; JPH0693662B2; IL89961A0; CN1018693B; JPH0226427A; IL89961A; AR246826A1; EP0344539A3; AU3318089A; EP0344539A2

Abstract

一种干扰检测电路用于使用角调制频率的分区式无线电电话通信系统，以便确定什么时候要改变通信处理来维持通信信道的完性。例如，当电路检测到正在通话的信道上多路径或同信道干扰过大时，系统就会将通话转接至另一个信道。再者，当电路检测到正在通话的信道上多路径或同信道干扰过大时，系统也可以减低有效数据位率。这种电路包括一个包络检波器，一个高通滤波器，和电平指示器。

Description

本发明与射频（RF）通信系统有关，具体地说与这种系统中通信线路的信号质量控制有关，再具体些说与分区式无线电电话系统中的干扰检测有关。

在用角调制亦即频率调制（FM）或相位调制（PM）来传送数据的射频通信系统中，通常由于同信道干扰和/或多路径干扰的存在会使通信受到损害。同信道干扰是由于在与营业的通信信道邻近的一些信道上传送另外某些信号而引起的。当一个信号遭到许多建筑物折射、形成多个接收路径，作为一组多个时间上相互有所偏移的信号接收时，通常就会引起多路径干扰。这二种干扰会使通信质量降低到这个通信信道不能继续使用的程度。

为了避免这类信道变坏，错误编码技术的通信系统已经付诸实践。这种技术要求监视接收信号的位错误率（BER），当BER超过一个门限时，就改变通信处理以改善通信的完整性。例如，有时这是依靠减小有效位率来达到的。能够通过在信号中增加错误编码或通过直接减小传送位率来减小有效位率。当然，还有其它各种技术用来改善通信的完整性。

在这种干扰达到不能容忍以前，如果可能的话，分区式通信系统就应该将这通信信道转接到（或传递到）另一个分区，以便避免打断通话。

在各种情况下，以这种方式克服同信道和/或多路径干扰，就需要精确地检测干扰，使系统知道同信道和多路径干扰所达到的程度。这种检测干扰的现有技术还不是总能接受的。

例如，在颁发给Kozono等人的美国专利No.4561114以及“移动通信的同信道干扰测量方法”（IEEE Trans.Vol.VT-36，No.1，Feb.1987）中描述了一种检测同信道干扰使信号变坏的程度的技术，提出在窄带通信系统中能通过检查由于扰的同信道信号所引起的高频差拍信号来检测同信道干扰。干扰的检测是根据接收信号包络频率成分，以便将阴影衰落（下面将详细讨论）和同频干扰区分开来。这是通过一种数字分析技术实现的，这种技术对第一组信号进行比较稀的采样，而对重叠的第二组信号进行比较密的采样。从第一组信号提取样本的大致数使系统平均出由于衰落而引起的干扰，而提取第二组信号使系统得到高频差拍信号的平均电平。高频差拍信号的平均电平表示了由于同信道干扰而引起的干扰量。

不幸，上述系统显示出下列缺点。数字分析样本所需的电路又复杂又麻烦，而且很昂贵，其响应时间又取决于为了平均出衰落干扰从第一组样本里所需的样本数。此外，所需数字处理电路的速度还限制了带宽，因此限制了进行通信的数据的位率。

在大多数通信系统中通过执行上述原理亦即以比较低的位率传送数据来克服多路径干扰。不幸，低位率通信非常笨拙，而且随着系统设计师力图满足能有效适应语音及数据通信的高容量通信系统的要求这种低位率通信越来越不能接受。

因此，就需要一种通信干扰检测技术来克服上述缺点。

本发明的一般目的是提供一种克服上述缺点的干扰检测和错误校正编码系统。

本发明的更为具体的目的是提供一种多路径干扰检测电路，该电路一个能用于分区式无线电电话通信系统以帮助该系统确定什么时候应该进行转接的输出信号。

本发明的另一个目的是提供一种干扰检测电路，该电路通过监视接收受调信号的对数包络检波器的输出检测和揭示对角调制信号的多路径干扰的某个电平。

本发明还有一个目的是提供一种干扰检测电路，该电路通过监视接收受调信号而同时又不计任何阴影衰落干扰的对数包络检波器以输出来检测和描示对角调制信号的多路径和/或同信道干扰的某个电平。

本发明较具体的目的是提供一种干扰检测系统，该系统能用于分区式无线电电话系统以确定什么时候需要改变错误编码电平。

本发明的另一个目的是提供一种干扰检测系统，该系统能用来改变错误编码级别以克服在这类通信路径中的多路径或同信道干扰。

本发明特点可为十分新颖，详细列在所附权利要求内。本发明以及其目的和优点通过参考下面结合附图所作的说明可以充分理解，其中所标数字用以标记各个部件，附图为：

图1a为按本发明所构成的含有二个基区的分区式通信系统及其相应装备的原理图;

图1b为按本发明所构成的图1a的无线电部件115，119或130部分的展开图，其中含有干扰检测器电路135;

图1c为按本发明所构成的图1b中所示的干扰检测器电路135的展开图;

图2为按本发明所构成的图1c中所示的方框160和162的展开图;

图3为按本发明所构成的图16中所示的干扰检测器电路135的方框154的另一种具体实现;

图4a为按本发明所构成的流程图，它可用图1b的微机138执行，以便在使用图1b所示的干扰检测电路135的分区式系统中实施转换;

图4b为按本发明所构成的流程图，它可用一个微机执行，以便在分区式系统中实施错误校正编码。

在本说明中所披露的方案具体适用于检测分区式无线电电话的射频（RF）通信信道中的干扰。更具体些说，在此披露的方案目的是应用对这类干扰的检测来确定将无线电电话的通话在分区式无线电电话通信系统中的分区之间进行转接的时间，或者执行在一些无线电电话与分区式无线电电话通信系统基地设备之间的某一级错误校正编码。

图1a、1b和1c分别示出了按照本发明所构成的分区系统、分区系统中所用的基地设备以及基地设备中所用的干扰检测器电路。干扰检测器电路提供了确定是否需要转接的依据。干扰检测器电路也提供了当前是否需要改变错误校正编码的依据。

图1a系统包括分别为二个地区性无线电频率（RF）覆盖区域（分区）110和112的基地设备115和119。对于分区110，基地设备115包括一组基地收发机114和一个基地（1）控制器116。对于分区112，基地设备119包括一组基地收发机118和一个基地（2）控制器120。基地设备119与基地设备115的电路大体相同。

为了举例说明本发明的RF通信和转接的工作过程，假设无线电电话机130正与在相应覆盖区内的基地设备115进行通信，将从分区110移到112。

基地设备115和119的全部控制是由分区转接控制器122的信号处理组合121提供的。转接控制器122包括一个用来控制在公众电话交换网络（PSTN）131与基地设备115和119之间转换通话操作的数字转换网络123。分区式转接控制器122还有一组将系统接至PSTN131的脉冲码调制（PCM）变换器125。有关常规的分区式系统的一般细节可以参考Labedz等人的美国专利No.4，654，867”分区式语音和数据无线电电话系统”。有关常规分区式转接控制器的进一步情况可参考Little等人的美国专利No.4，268，722。上面二个美国专利授予同一个代理人，在此收作参考。

在图1b中基地设备115或119的接收机部分以展开形式示出。应该注意的是这些方框也能表示无线电电话机130的接收机部分。表示无线电电话机130的这个电路可以用来向系统报告信号质量情况以便控制转接和改变错误该校正编码。或者，无线电电话机130能够确定信号质量变坏的程度，请求系统启动转接或请求系统改变相应通信的错误校正编码级别。

图1b包括基地无线电设备132，用来与在其覆盖区域内的无线电电话进行通信。转接控制器122（图1）与基地无线电设备115或119之间的语音通路示为137。

基地设备智能控制由微机138提供。微机138用来控制无线电设备132和将基地设备与转接控制器122（图1a）的信号处理设备121互相交连。模数转换（ADC）电路134用来通过信号通路133接收来自基地无线电设备132内扫描接收机（未示出）的输出信号。扫描接收机的输出信号含有从一些无线电电话收到的信号，这些信号经ADC电路134变换后由微机138分析，得出正在通话的无线电电话机的信号信息（包括无线电电话有关标志以及诸如RSSI和SAT信号的信号质量信息）。微机接口电路136用来提供ADC电路134和转接控制器122与微机138的接口。有关基地设备的进一步情况可参考上述Mclaughlin的美国专利No.4，549，311以及Webb等人的美国专利No.4，485，486和Bonta的美国专利No.4696027，后二个美国专利也授予同一个代理人，在此列作参考。

此外，干扰检测电路（IDC）与A/D变换器134连用，提供给微机138有关正在通话的无线电电话信号质量的附加信号信息。信号质量信息是从基地无线电设备132在信号通路139提供的中频（IF）信号中得出的，用来告诉微机138基地无线电设备正在接收的信道受到同信道干扰和/或多路径干扰的程度。

通过A/D变换器134所收到的信息与由IDC135所收到的信息同步，这样微机就能确定哪一个无线电通话正受干扰污染。应当指出，对于在一个通信信道上接收数据的各个扫描接收机电路也有IDC135，以便同时指出该通信信道上干扰的电平。

当检测到污染正在通话的这类干扰达到门限电平时，转接控制器就得到信息，可以作出需要改变错误校正编码电平或需要进行转接的决定。如果需要改变编码，主持正在通话的基地设备选择出错误校正编码电平，指令无线电电话执行所选择的错误校正编码级别（以图4详细讨论）。

如果需要转接，主持正在通话的基地设备向无线电电话发出转换信息（以图4详细讨论）。

配置图1b的IDC135对于下面二种情况是有好处的。第一种情况为众所周知：由于同信道干扰而施加在角调制信号上的振幅起伏的频率引起较高频率的包络变化（高于由诸如阴影衰落或瑞利衰落之类的其它型式的衰落而引起的）。阴影衰落通常是在无线电电话机进入一种不同的传输介质（如进入隧道）时产生的，这引起接收信号振幅的变化。瑞利衰落是由于车辆通过含有以不同角度到达的多重信号（有时延或没有时延）的介质而引起的。有关这类衰落的详细讨论可参考在此列作参考的“微波移动通信”（“Microwave Mobilb Communicafions”，W.C.Jakes，Wiley & Sons，1974）。此后，“多路径”意味着信号具有显著超过数据符号持续时间一部分的不同路径延迟，例如，不同路径延迟大于数据符号持续时间的四分之一。

第二种情况促使应用本发明涉及在多路径干扰传导环境中使用高数据率通信。基本说来，对于高数据率通信，多路径干扰引起角调制信号包络起伏，起伏的频率范围与由同信道干扰引起的相同。下面的数学分析表明，对于高数据率通信，多路径干扰引起角调制信号包络起伏，起伏的频率范围与由同信道干扰引起的相同。

设有用信号表示为

e₁（t）＝S（t）sin（w₁t+△w₁/P₁sinP₁t)

（1）

振幅为S（t），载频为W₁。该信号为正弦频率调制信号，调制频率为P₁，最大频偏为△W₁。

类似地设

e₂（t）＝1（t）sin（w₂t+φ+△w₂/P₂sin（P₂t+θ））

（2）

表示一个干扰信号，其振幅为I（t），载频为W₂，调制频率为P₂，最大频偏为△W₂。因子和θ分别为有用信号与干扰信号之间的载波和调制波形的任意相位差。

按照上述假设，考虑由时延为Td的多路径传播产生干扰信号的情况。在这种情况下，干扰信号的某些参数与有用信号有关，即

W₁＝W₂（3）

△W₁＝△W₂（4）

P₁＝P₂（5）

θ＝P₂Td＝P₁Td （6）

因子I（t）和仍是独立的，因为这二个参数受到产生多路径信号的反射表面的特性的影响。因此，这二个参数是不能预测的。

将等式3-6代入方程2，得：

e₂（t）＝

1（t）sin（w₁t+φ+△w₁/P₁sin（P₁（t-T_D）））（7）

e₁（t）与e₂（t）的和表示了接收机所收到的总的信号。这个合成信号是有用信号与加上一个由于多路径干扰而引起的、具有振幅和相位起伏的迟延“回波”。然而主要关心的是多路径干扰引起的合成振幅（包络）起伏情况。

该合成信号包络的平方（功率包络）表示为

R²（t）＝｜e₁（t）+e₂（t）｜²，（8）

将方程3-6代入后得

R²（t）＝S²（t）+｜²（t）+2S（t）｜（t）cos Y（t）（9）

其中

Y（t）＝φ+△w₁/P₁（sin P₁（t-T_D）-sin P₁t

＝φ+2△w₁/P₁

·[cos（P₁t-P₁T_D/2）sin（-P₁T_D/2）] （10）

R²（t）的二个分量，即S²（t）和I²（t），分列表示了有用信号和干扰信号的慢变化振幅。第三项，〔2S（t）·I（t）·cosy（t）〕，表示了由有用信号和多路径干扰叠加而引起的较高频率的包络起伏。因为已知这第三个分量所引起的起伏的频率近似为d/dt Y（t），从方程10即可得出

d/dt Y（t）＝

-2△w₁[sin（P₁t-P₁T_D/2）sin（-P₁T_D/2）] （11）

因此，由于多路径引起的包络起伏的最高频率等于原调制最大频移的二倍。

在应用FSK调制的高速数据系统中，这最大频移通常在几千赫至几兆赫的范围内。另一方面，由于S（t）和I（t）的时间变化而引起的包络起伏一般发生在频率为零赫至几十赫的范围内，其中频率上限由与接收机（或反射体）通过频率为W₁的信号载波产生的电磁场的运动有关的多普勒频率确定。

此外，可以证明接收信号包络的振幅调制的百分比与干扰对有用信号的比有直接关系。

设对于

2△w₁/P₁｜sin（P₁T_D/2）｜≥π，（12）

则方程9中cosY（t）〕项可以用其极值（±）来代替，有：

Max（R（t））＝S（t）+1（t）（13）

Min（R（t））＝S（t）-1（t）

将AM调制系数定义为R（t）的最大值与最小值的差的二分之一除以R（t）的平均值，我们就可以直接得出干扰信号比：

AM＝[1/2（Max（R（t））-Min（R（t）））]/

[1/2（Max（R（t））+Min（R（t）））] （14）

＝1（t）/S（t）

再参照方程12来解释这个假设的结果。首先，为了方程12能严格应用必须满足：

△W₁/P₁≥π/2 （15）

亦即FM调制系数必须大于1.4。

其次，正弦项必须接近其最大值，即

P₁T_D≈nπ/2（n为奇数）（16）

这也就是说多路径延迟必须为调制波形半周期的奇数倍。在数据通信系统中，这相当于延迟至少是一个或奇数个位（或符号）周期。该条件与在数据通信中产生最大码间干扰的条件相同。

因此，在较高速的数据通信系统中，由同信道或多路径干扰产生的角调制信号的瞬时频移所引起的包络变化的频率高于由（瑞利）衰落所引起的。

IDC135配置吸取了导致本发明的其它发现的优点：对数包络检波器150能够直接迅速地提供对接收（IF）信号干扰的干扰量指示而不需对变化较慢的平均信号强度进行平均，因此可以使响应时间比需要对信号强度平均的电路短一些。具体些说，对数包络检波器150将提供一个AC输出信号，其幅度与接收（IF）信号包络的幅度调制百分比直接有关，而与接收（IF）信号的绝对幅度无关。

对数包络检波器150所接受的振幅受调IF信号数学上表示为：

S（t）＝S_O（1+A_msin w_mt）sin w_ct （1）

其中：

S₀为信号平均强度;

Am为调制度（%AM＝100%×Am）;

Wm为调制频率;

Wc为载频（IF）。

S（t）的包络函数可以通过从方程（1）中消去W_ct项得到，有：

R（t）＝Env[s（t）]＝S_O（1+A_msin w_mt）（2）

将方程（2）两边取对数得：

LogR（t）＝Log S_O+Log（1+A_msin w_mt）（3）

包络函数的直流分量（或信号平均强度）能从方程（3）中作为项Log S₀识别出来，而项Log（1+AmSinWmt）可以看作包络函数的交流分量，其最大值为Log（1+Am），最小值为Log（1-Am）。

方程（3）的%AM、Am、最小值、最大值、峰-峰（P-P）交流摆动和P-P交流值之间的关系总结于下表，该表包括根据上述一些方程和假设S₀＝1所计算得的数据（如果S₀较大，由于最小和最大项的相减，因而P-P交流摆动表目不会受到影响）。

Log R（t）

P-P AC （P-P）

%AM Am Min Max 摆动 AC/Am

2 .02 -.009 .009 .018 .90

5 .05 -.022 .21 .043 .86

10 .1 -.046 .041 .087 .87

20 .2 -.097 .079 .176 .88

50 .5 -.301 .176 .477 .95

70 .7 -.523 .203 .753 1.08

80 .8 -.699 .255 .954 1.19

90 .9 -1.000 .279 1.279 1.42

100 1.0 -∞ .301 ∞ ∞

表的前二列分别指明对接收（IF）信号施加的振幅调制的实际百分比及由此而得的相应小数（%/100）。第三和第四列分别表示前面所讨论的从方程（3）得出的最小和最大项。第五列表示P-P交流摆动，为小于对应最小表目的对应AM量的最大表目。最后一列表示P-P交流摆动度量与AM值之间的相应关系，即

〔P-P交流摆动度量/AM值〕

上表中最后一列指出，对于0至.8之间的Am，P-P交流摆动直接与Am相合，精度在±20%以内。在临界情况下，Am的量测值的精度可以通过查有关测量的P-P交流摆动与Am关系的表加以改善。总而言之，这说明对数包络检波器的输出能够提供接收（IF）信号振幅调制值的直接指示。

大体说来，上述讨论表明：

同信道和/或多路径干扰引起对接收（IF）信号频率大致相同的振幅调制;

这种干扰引起的对接收（IF）信号的振幅调制其频率高于由衰落引起的振幅调制的频率;

在对数包络检波器输出端所形成的P-P交流摆动与接收（IF）信号上的同信道和/或多路径干扰值一致。

按照这些发现和原则，在图1c中示出了图1b的IDC135的扩展形式，其中包括一个对数（Log）包络检波器150、一个高通滤波器（HPF）152、一个电平指示器154和一个比较器156。通常，作为分区式无线电设备包括Log包络检波器。图1c的电路配置采用对数（Log）包络检波器150来产生一个表示接收（IF）信号对数包络的输出信号。（HPF）152接收来自检波器150的输出信号，滤去Log包络检波器输出的直流项以及由任何可能出现在接收信号中的衰落所引起的低频调制。电平指示器154接收HPF150的输出，分析P-P交流摆动电压（如对上表所作的说明），并由此得出表示调制量的相应信号。比较器156在其一个输入端（通过电阻157和159分压）加了一个基准电压（V_ref），而在其另一个输入端加了电平指示器154的输出。基准电压形成一个门限电平，电平指示器的输出与这个门限电平相比较。由于电平指示器指示了同信道和/或多路径干扰引起的AM量，因此当超过这个门限电平时，比较器156的输出就向微机138（图1a）发出告警。

Log包络检波器150可以采用诸如在分区式无线电中用于RSSI（接收信号强度指示器）测量的那种常规积分电路。例如，像Motorola公司MC3363那样的积分电路很为适用。通常，这种电路在“IC应用手册”（“Applications IC Handbook”，Plessey Semiconductors′，PSI 1828，pp.31-39）中有所说明在此列作参考。

通过把HPF152的截止频率设置到适当高的值，HPF152就可以从对数检波输出信号中消除直流分量和由衰落引起的低频交流分量。这种微机138可以只根据由同信道和/或多路径干扰引起的干扰度量干扰。最好，将HPF152的截止频率设置成接收（IF）信号中可能出现的最低调制频率，因为对数检波器输出的交流波形的主要分量就是在这个调制频率上。在许多数据应用中，“最低”调制频率大致为位率的十分之一（假设某种协议，如Manchester编码，用来从数据流中消除二进制1或0的长串）。

在采用数据通信率显著大于最高多普勒频率的系统中，HPF152能用常规的R-C（电阻-电容）结构滤波器来实现。此外，常规（多极点）的高通或带通滤波器可以用来消除不希望有的低频信息。

图1c中的电平指示器154包括一个最大峰值检波器160和一个最小峰值检波器162，用来分别检测包络函数的最大值和最小值，即方程3中的Log（1+Am）和Log（1-Am）项。用一个常规求和电路164可有效地将后一项从前一项中减去。求和电路164的输出提供了表示接收（IF）信号对数包络上测得的P-P交流摆动电压的信号（表示接收（IF）信号上的干扰电平）。

此外，代表P-P交流摆动电压的信号可以直接加到模数输入口由微机加以分析，或者基准电压（V_ref）可由微机控制加以改变，以便自动适应门限基准电平。

图2示出了峰值检波器160和162的实现方法。每个峰值检波器160或162包括一个差分放大器210或212，这是用来分别通过二极管218或220向电容器214或216充电。在每个检波器160或162内用了一个传输门222或224，以便在微机138的控制下释放掉在电容器214或216上的电荷。峰值检波器的更详细情况可参阅“运算放大器的特性和应用”（“Operatinal Amplifier Cheracterics & Applications”，Robert，G.Irvine，Prentice Hall，1981，page 197），在此列为参考。

图3示出了一个可用来代替图1c电平指示器154的常规平均电平指示器310。在图3中，平均电平指示器310包括一个与低通滤波器（C′）314组合在一起的全波整流器312。全波整流器312用于一个运算放大器319，一对二极管316和电阻318以向低通滤波器314提供经全波整流的信号。二个附加电阻320用来将经全波整流的信号加到从HPF152收到的信号。由此给出的和信号由低通滤波器314接收，对经整流交流信号加以平均。对于更详细的情况可参考“运算放大器的特性和应用”（见上175页）。

在图4a中，流程图说明图1b的微机138能够利用IDC135来实现通过图1b基地设备进行无线电电话通话的情况。流程图开始于方框410，无线电电话机正在通话。从方框410流程进至方框420，执行测试以确定是否已收到转接控制器发来的转接指令。如果没有收到转接指令，流程进至方框430，微机分析正在通话的电话机的信号强度。

在方框440，微机执行测试，确定所分析的信号强度对继续通信是否可接受。如果信号强度满足要求，流程进至方框450和460，微机检验IDC的输出，确定是否已超过门限电平（指出同信道和/或多路径干扰是否过高）。如果还没有超过门限电平，则流程从方框460进至方框470，微机着手执行通常的基本情况测试。当然，步骤410-460会周期地执行，以便为正在通话的无线电电话维持满意的通信。

当无线电电话通信信道的完整性损害到不能令人满意时（即当信号强度测试或干扰测试结果不好），流程从方框440或460进至方框480。因此，在方框480微机通知转接控制器（图1a）使得转接控制器能够决定是否能将当时的通话转接到一个邻近分区。当转接控制器作出这样的决定时，流程从方框480返回到方框410，电话机继续当时的通话。如前所述，从方框410开始，微机确定是否已收到转接控制器发来的转接指令。

如果已经收到转接指令，流程从方框420进至490，基区设备执行转接。通常这是通过向无线电电话机发送一个消息，指令无线电电话在指定分区的指定信道上继续通信来完成的。有关转换过程的更详细情况可参考上述美国专利No.4，654，867和No.4，485，486。

本发明也能对掺有附加高斯噪声以及上述二种确定性干扰作出响应。这可通过噪声的窄带表示和上面方程2中所定义的干扰的比较看出。窄带噪声可以表示为V（t）＝N（t）Sin（Wct+θn（t）），其中N（t）为高斯随机变量，而θ（t）为在-π至+π内均匀分布的随机相位。将该式与方程2比较，可得：

I（t）＝N（t）

W₂＝Wc

φ+△W₂/P₂Sin（P₂t+θ）＝θn

在“正弦波加随机噪声的统计特性”（“Statistical Properties of a Sine Wave Plus Random Noise”，by S.O.Rice，Bell System Technical Journal，Vol.27，Jan.1948，pp.109-157）中已经完成了载波加噪声的严格分析，在此列作参考。在此只要认识到附加高斯噪声使接收信号的包络产生振幅变化就够了。这个振幅变化具有明显的谱分量，高达IF带宽的一半，通过图1c所示的本发明可以将它同衰落引起的振幅变化区别开来。因此所说明的那种检波器可以用来测量信噪比和信干比。

在移动通信系统中，理想信号可能被各种干扰和随机噪声（在弱信号情况下）所掺杂。有些系统只使用接收信号强度作为对信道质量的估计，因此对由于外界噪声所引起的误差很为敏感。其它一些系统将信号强度与其它一些测量结合起来来估计信道质量。采用对有用信号对同信道干扰、多路径干扰和高斯噪声的相对电平作出响应的方法，本发明提供了一种信道质量估计，这种估计比只用信号强度的好，而比用多种分别测量结合的简单。

图1c的电路还有一个优点，超过常规的信号强度指示器（用来估计信噪比），其输出对对数包络检波器输出中的直流偏移不敏感。

诸如用于前述MC3363集成电路的对数包络检波器有一个输出直流偏置电平加在随实际（IF）信号输入而产生的（真实）输出信号上。这个直流偏置电平根据工作条件（如供电电压和环境温度，它们可以以不能控制的状况变化）而改变。因此，为了给出精确的指示，对对数包络检波器输出只作时间平均的常规信号强度指示器必需含有一些精心设计的补偿电路，以抵消直流偏置电平的这些不可控制的变化。

由于上述信号强度指示器通常用来估计信噪比，因此它可以直接用使用本发明电路的信噪比指示器来代替。由于直流偏置电平由高通滤波器152滤去，就没有必要对直流偏置电平的变化加以补偿了。

精于该技术的可以理解，上述说明和讨论只是以所推荐的本发明具体装置作为例子，对本发明可作各种修改和改变并不偏离下面的权利要求的精神和范围。例如，IDC很容易用在此所述的模拟功能类似的数字电路和数字信号处理技术来实现。这种电路是在时分多路（TDMA）分区式系统中而不是在上述模拟分区式系统中实现。

在图4b中，按本发明的流程图例示了图1b的微机138能够利用图1b的IDC135实现图1b的无线电电话机130和基地设备115之间错误校正编码电平改变的情况。流程图起始于方框410，无线电电话机正与基地设备通话。从方框410流程进至方框430，执行测试，确定从无线电电话机发出的信号的强度。

在方框440，微机执行测试，以确定信号强度对继续通信是否可接受。如果信号强度不满足要求，流程进至方框480和488，微机将此情况通知转接控制器，然后进至执行常规的背景事务。如果信号强度满足要求，流程从方框440进至方框450和460，微机检验IDC输出，确定门限电平（指示所允许的同信道和/或多路径干扰极限）是否已经超过。当然，步骤410-460会循环地执行，以对正在通话的无线电电话维持满意的通信。

如果已经超过门限电平，流程从方框460进至方框465。在方框465，执行测试，确定现用数据率是否最低级别。如果不是，则在方框170，有效位率降低一级，然后流程进至方框488。如果现用数据率为最低级，流程进至方框480，微机将此情况通知转接控制器。

如果微机确定IDC门限还没有超过，流程从方框460进至方框475。在方框475，微机确定是否要改善有效数据率。这种确定是常规性的，包括诸如数据率是否已经是最大数据率，希望怎样改善，或者是否考虑需要执行的其它一些任务的优先权之类的因素。根据这些考虑，如果微机决定要改善有效数据位率，流程进至方框495。

在方框495，有效数据位率增加一级，流程返回到方框450，确定信号完整性是否还可接受。如果微机决定不要改善有效数据位率，流程进至方框488。

最好，改变有效数据位率包括改变信号中错误校正编码量，和/或直接改变传输位率。前一种方法通过改变不需错误编码位的和需要改变错误编码级别的之间的通信协议来实现。后一种方法（直接改变传输位率）通常应用在具有从中挑选的一组固定数据位率的系统。

精于该技术的可以理解，前面的说明和讨论只是以所推荐的本发明具体装置作为例子，不偏离下面权利要求的精神和范围，对本发明可作各种修改和改变。例如IDC很容易用数字电路和数字信号处理技术来实现，该数字电路和数字信号处理技术完成与在此所说明的模拟电路和模拟信号处理技术类似的功能。这种电路可以在时分多路（TDMA）分区式系统中而不是在如上所述的模拟分区式系统中实现。

本发明的另一种变型会需要应用不同于图4所示的另一种程序。例如在授予本代理人、在此列作参考的美国专利申请No.4，748，625“最佳波特率传输系统”（“Optimal Baud Rate Transmission System”，U.S.Pat.Application.No.4，748，625）中所描述的程序能使IDC适应类似的应用。

Claims

1、一种用来检测和指示高频角调制信号上的干扰电平的电路，其特征是包括：

一个用来接收高频角调制信号和提供对数包络信号的对数包络检波器，

一个用来从对数包络信号中除去特定范围内无用频率的滤波器，以及

随滤波后的对数包络信号指示干扰电平的装置。

2、一种根据权利要求1用来检测和指示高频角调制信号上干扰电平的电路，其中所述被滤除的无用频率包括等于和低于由衰落引起的频率。

3、一种根据权利要求1用来检测和指示高频角调制信号上干扰电平的电路，其中所述用来指示的电路包括用来提供表示滤波后对数包络信号平均幅度的信号的装置。

4、一种根据权利要求1用来检测和指示高频角调制信号上干扰电平的电路，其中所述用来指示的装置包括检测超过门限电平的滤波后对数包络信号电平的装置。

5、一种根据权利要求1用来检测和指示高频角调制信号上干扰电平的电路，其中所述用来指示的装置包括测检滤波后对数包络信号的最大电平和最小电平的装置。

6、一种根据权利要求5用来检测和指示高频角调制信号上干扰电平的电路，其中所述用来指示的装置包括组合所检测的滤波后对数包络信号的最大电平和最小电平的装置。

7、一种根据权利要求6用来检测和指示高频角调制信号上干扰电平的电路，其中所述用来指示的电路包括检测所组合的滤波后对数包络信号的最大最小电平是否超过门限电平。

8、一种根据权利要求1用来检测和指示高频角调制信号上干扰电平的电路，其中所述用来指示的装置包括使滤波后对数包络信号的最大电平和最小电平复原的装置。

9、一种用来检测和指示高频角调制信号中多路径干扰电平的电路，其特征是包括：

对高频角调制信号的包络作出响应，由此得出第一输出信号的装置150，

一个用来从第一输出信号中除去特定范围内无用频率的滤波器152，以及

对所述滤波器作出响应，根据高频角调制信号上检测到的振幅调制，指示多路径干扰电平的装置154。

10、对于用于具有多个分区的分区式无线电电话系统，其中每一个分区具有组合的基地设备和相应的无线电电话通信覆盖区域，每一分区使用一组用于无线电电话通信的角调制频率，在每个分区的所述基地设备的特征是包括：

用来与一些无线电电话通信的基地无线电设备，

一种对所述基地无线电设备作出响应、用来检测和指示所述分区内通信频率上干扰电平的电路，它包括：

一个用来接收高频角调制信号、求得出对数包络信号的对数包络检波器，

一个用来从对数包络信号中除去特定范围内无用频率的滤波器152，和

对所述滤波后对数包络信号作出响应、指示干扰电平的装置154;以及

用来分析从所述基地无线电设备和所述电路接收到的信号的处理装置。

11、对于用于具有多个分区的分区式无线电电话通信系统，其中每个分区具有组合的基地设备和相应的无线电电话通信覆盖区域，每个分区使用一组用来无线电电话通信的角调制频率，在每个分区的所述基地设备的特征是包括：

用来与一些无线电电话通信的基地无线电设备，

一种对所述基地无线电设备作出响应，用来检测和指示所述分区内通信频率上多路径干扰电平的电路，它包括：

一个用来从第一输出信号中除去特定范围无用频率的滤波器152，和

对所述滤波器作出响应，根据所检出的在高频角度调制信号上的振幅调制指示多路径干扰电平的装置154;以及

用来分析从所述基地无线电设备和所述电路收到的信号的处理装置。

12、一种用来检测和指示高频角调制信号上可以包括多路径、同信道和高斯噪声的干扰电平的电路，其特征是包括：

一个用来接收高频角调制信号和得出对数包络信号的对数包络检波器，

一个用来从对数包络信号中至少除去由衰落引起的较低频率范围频率的滤波器，以及

与接收所述滤波后对数包络信号相联的平均电平检测装置，它包括：

对滤波后对数包络信号进行整流的整流装置，

对所述经整流的滤波后对数包络信号作出响应、对整流后的对数包络信号进行平均的低通滤波装置，以及

对低通滤波装置作出响应、指示干扰电平的装置。

13、一种用来检测和指示高频角调制信号上可以包括多路径、同信道和高斯噪声的干扰电平的电路，其特征是包括：

一个用来接收高频角调制信号和得出对数包络信号的对数包络检波器150，

一个用来从对数包络信号中至少除去由衰落引起的较低频率范围频率的滤波器152，

与接收所述滤波后对数包络信号相联的电平检测装置154，它包括：

用来检测滤波后对数包络信号的最大电平和最小电平的装置160/162，和

用来组合检出的滤波后对数包络信号的最大电平和最小电平的装置164;

用来检测所组合的滤波后对数包络信号的最大和最小电平是否超过门限电平的检测装置156;以及

对所述检测装置作出响应、指示干扰电平的装置。

14、一种根据权利要求13用来检测和指示干扰电平的电路，它还包括：

与所述电平检测装置相连的控制装置，以及

对所述控制装置作出响应，用来复原滤波后对数包络信号的最大电平和最小电平的装置。

15、一种用来控制在第一单元与第二单元间的射频数据通信信道中用高频角调制进行通信的通信有效性的电路，其特征是包括：

用来检测通信数据的信号完整性的检测装置，它包括：

一个用来从对数包络信号中除去特定范围无用频率的滤波器152，和

随所述滤波后对数包络信号、指示干扰电平的装置154;以及

对所述检测装置作出响应、改变通信处理以便改善通信信道完整性的装置。

16、一种根据权利要求15的电路，其中所述被滤除的无用频率包括等于和低于由于衰落引起的频率。

17、一种根据权利要求15的电路，其中所述用来指示的装置包括得出表示滤波后对数包络信号平均幅度的信号的装置。

18、一种根据权利要求15的电路，其中所述用来指示的装置包括检测超过门限电平的滤波后对数包络信号电平的装置。

19、一种根据权利要求15的电路，其中所述用来指示的装置包括检测滤波后对数包络信号的最大电平和最小电平的装置。

20、一种根据权利要求19的电路，其中所述用来指示的装置包括组合所检出的滤波后对数包络信号的最大电平和最小电平的装置。

21、一种根据权利要求20的电路，其中所述用来指示的装置包括检测所组合的滤波后对数包络信号的最大和最小电平是否超过门限电平的装置。

22、一种根据权利要求15的电路，其中所述用来指示的装置包括复原滤波后对数包络信号最大电平和最小电平的装置。

23、对于用于具有多个分区的分区式无线电电话通信系统，其中每个分区具有组合的基地设备和相应的无线电电话通信覆盖区域，每个分区使用一组用来无线电电话通信的角调制频率，在每个分区的基地设备的特征是包括：

用来与一些无线电电话通信的基地无线电设备，

对所述滤波后对数包络信号作出响应指示干扰电平的装置;以及

对所述基地无线电设备和所述电路作出响应、用来改变通信处理以改善在无线电电话与有关基地设备之间的至少一个相应的射频数据通信信道的完整性的处理装置。