JPS62196937A - 同一チヤネル受信干渉検出装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は陸上移動無線通信回線の回線品質判定の手段に
用いられる同一チャネル受信干渉の検出装置の改良に関
するものである。

（従来の装置） 陸上移動無線システムにおいては、近年通信のサービス
エリアの狭小化、占有周波数帯域幅の狭小化による周波
数の空間的再利用やチャネル数の倍増化が図られている
。このためシステム内で派生する同一チャネル干渉現象
を速やかに検出し、通信回線の品質を回復させる制御が
必要となるが、他方移動通信における受信電界強度は長
、短周期のフェージングによって数ｄＢに亘って激しく
変動するためこの変動の影響の少ない干渉検出方法が望
ましい。

以上の要望に対応する干渉検出装置として、従来は干渉
発生時に生ずる受信包絡線のビート変動を時間的に極め
て近接した２点でサンプルし、この２点のサンプルの包
絡線２乗値の差の２乗平均的値を統計的に求めることに
より検出していた。

〔この方法の詳細はたとえば小園２石川「ビート現象を
利用した同一周波干渉量検出の一検討」電子通信学会技
術研究報告Ｃ３８３−１３，ｐ９３〜９８参照〕。しか
しこの方法では前記２点間のサンプル値が極めて接近し
た値でダイナミックレンジが小さいこと、その２乗値の
差の２乗平均が包絡線値の４乗のオーダになること等の
理由で計算を実行する上で必要となる語長が大きくなり
、語長を制限すると検出結果の分散が大きくなるという
問題があった。また前記平均値を求める統計処理におい
ては包絡線の電力真値を求めなければならぬが、一般の
陸上移動無線機の受信包絡線アナログレベルがそのダイ
ナミックレンジをカバーするために対数圧縮値となって
いる例が多い点を考慮すると対数−真値変換処理を各サ
ンプル毎に逐一実行することが必要で、処理上のオーバ
ヘッドタイム（経常処理時間）が大きくなるなどの欠点
があった。

（発明の具体的な目的） 本発明は前記従来の欠点を取除くために行ったものでビ
ート現象を呈する包絡線情報はその統計処理においてす
べて対数圧縮値で取り扱われ、極めて短い語長で、分散
の小さい検出値を得ること、および装置のほとんどの部
分をソフトウェア化できることが目的である。

（発明の構成） 第１図は本発明を実施した受信干渉検出装置の構成側図
である。この図中１はタイミング発生回路で本装置を動
作させるに必要な２種Ｔ＋　、Ｔｚのタイミングパルス
を発生する。Ｔ、パルスはビート変動を観測するための
比較的短い時間周期すなわち短区間τを与える。またＴ
２パルスは１回の干渉比（希望波電力／妨害干渉波電力
＝Ｄ２／Ｕ２で表す）検出に必要な比較的長い時間周期
すなわち検出区間Ｔを与え、ＴはＭτ（Ｍは整数）に等
しい。２はアナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器で、
その人力ｒ　（ｔ）は受信包絡線の対数圧縮値を示すア
ナログレベル情報であるがこれを逐次ディジタルレベル
情報ｒｎ（ｔｌに変換する。３Ａ。

３Ｂはｒ、（ｔ）を入力し、短区間パルスＴ、によって
示される短区間周期中の最大値および最小値をそれぞれ
記憶保持する最大値保持回路および最小保持回路で、Ａ
／Ｄ変換器から逐次出力されるディジタル数値ｒｎ（ｔ
）と最新の保持値とを比較し、最大値保持回路３Ａは入
力ｒｎ（ｔｌの値がその保持値を上まわるときのみ、ま
た最小値保持回路３Ｂは入力ｒ、（ｔ）の値がその保持
値を下まわるときのみ、いずれも入力値を新しい保持値
として更新する機能を持っている。従ってこのいずれも
ディジタル数値のレジスタ、比較器およびゲート回路等
によって容易に実現できる。また３Ａ、３Ｂの各回路は
短区間パルスＴ、を入力し短区間周期τごとにその保持
値が初期値にプリセットされる。ここで初期値とは３Ａ
ではｒｏ（ｔ）の値域の最小値、３Ｂではｒｅ（ｔｌＯ
値域の最大値である。ｒＤ、４ＡＸおよびｒＤＭＩＮは
それぞれ３Ａおよび３Ｂの出力であって、それぞれｒｏ
（ｔ）の値の短区間最大値および短区間最小値を示す信
号に当たる。

４は減算器で入力ｒ９．８とｒＤＭＩＭの差Ｓを出力す
る。５は中央値検出回路で、Ｓを短区間パルスＴ、のタ
イミングで入力し、検出区間パルスＴ２の１周期毎に得
られるＳのＭ個の中央値を検出する。これはＳのＭ個の
サンプルをＳの数値の大小順に配列し、配列の中央、Ｍ
／２番目のサンプル値を読み出すことによって実行でき
、ＲＡＭ　（ランダムアクセスメモリ）を使用して容易
に実現できる。ｍはその中央値を表す出力である。６は
干渉比演算回路で中央値ｍを検出区間パルスＴ２の１周
期ごとに入力し、その検出区間における希望波と妨害波
との電力比Ｄ”　／Ｕ”を所定の数式に従って演算し出
力する。

（発明の作用） 第１図に示した本発明装置の動作を第２図および第３図
を用いて説明する。第２図は１つの干渉比検出区間Ｔに
おけるアナログレベル情報ｒ　（ｔ）の時間による変動
と装置の動作タイミングとの関係の一例のタイミングチ
ャートである。同図の左端のｒ（ｔ）、ＴＩ　、Ｔｚは
第１図に示した信号で、２値のパルスであるＴ、、Ｔ、
にっていは“Ｈ”レベルは信号ありを示し、“Ｌ”レベ
ルは信号なしを示している。また各短区間パルスＴ、の
下側に示した番号、１．２．−Ｍ−１，ＭはＴ２の１つ
の検出区間Ｔ内のＴ、の系列番号を示し、パルスＴ、、
　ＴｚはいずれもそのＨ区間はＬ区間に比べて無視でき
る程短いものとする。

いま希望波と干渉妨害波が同一周波数で、互いに独立な
フェージング変動の環境下にあるという条件下において
、両波が互いに無相関な変調信号で周波数変調（ＦＭ）
されている場合のｒ　（ｔ）の変動例を示すと第２図中
の実線のようになる。同じ条件のもとで両波が無変調の
場合は破線のようになる。この破線に見られる比較的ゆ
るやかで大きい変動はフェージングによるものでその最
大ドツプラ周波数は８００ＭＨｚ帯の場合、移動局の速
度が７０ｋｍ　／　ｈ以下であれば約５０）１ｚ以下に
なる。またＦＭ時（実線）には前記のゆるやかな変動に
加えて、希望波と干渉波の瞬時周波数の差に基づくビー
ト現象が現れ、ビート周波数の最大値はＦＭの最大周波
数偏移の２倍になる。このビート現象を発生するアナロ
グレベル情報ｒ　（ｔｌの各短区間における最大値と最
小値をパルスＴ１の系列番号に対応させてそれぞれ’Ｗ
ＡＸ（＋）、ｒＨＡＭ（２，ｒ　’−”ＭＡＸ！Ｍｌ。

およびｒＭＩＮ＋１＞＋　　ｒＭＩＮ（Ｚｌ、−”ｒ１
４１Ｎ（Ｍｌのように表すとこれらは第２図に示した各
点に対応する。

入力ｒ　（ｔ）はＡ／Ｄ変換器２によってディジタルレ
ベル情報に変換されるので、最大値保持回路３Ａおよび
最小値保持回路３Ｂは各短区間Ｔ１のＬからＨへの立上
り時点にｒ　（ｔ）の最大値および最小値にそれぞれ対
応するディジタル数値ｒ。、４ＡＸおよびｒＤＮＩＮを
減算器４に出力する。これらの出力系列を前記アナログ
レベル情報の最大値、最小値の各系列に対応して’　Ｄ
ＭＡＸ　（１１＋　−”　ｒＤＭＡＭ　（Ｍ）　＋およ
びｒ　ＤＭＩＮ＋１１　＋　−’ｒ　Ｄ１４１ＮｆＭｌ
　　と表現し、減算器の各短区間に対応する差の出力系
列を同様に５（１）。

５（２１，−・−３（Ｍ）と表現すると次式が成立する
。

Ｓ　（ｉｔ　＝　ｒ　ＩＩＭＡＸ　＜＝）ｒ　ＩＩＮＩ
Ｎ　（ｉｒ　　・−・・・−−−−一・−（ｌｌ ｉ＝１．２．−・−Ｍ 中央値検出回路５はこれらＭ個の差の出力サンプル値を
入力してこの中の中央値ｍを検出して干渉比演算回路６
に出力する。中央値を（）にて表すと次式を得る。

ｍ＝（Ｓ＞＝＜ＴＩ、Ｈ４ｙ　　ｒＢＨＨＨ＞　　−・
−−−−（２）ここで短区間の長さτをフェージング周
＃ＪＩ（最大ドツプラ周波数の逆数値）より十分短く、
かつビート変動周期より十分長い適当値に設定し、また
検出区間長Ｔ＝Ｍτをフェージング周期より十分長いよ
うに設定するものとすれば、希望波と干渉波のそれぞれ
の包路線は短区間τ内ではほぼ一定とみなすことができ
、かつ検出区間Ｔ内ではレイリー分布形の変動を行う。

他方実際に観測される上記２波の合成波の包絡線は短区
間τ内でそれぞれのＦＭ動作に基づくビート変動を呈す
る。次にこの変動の定量的関係を説明する。

第３図は希望波と干渉波それぞれの振幅と相対位相関係
を示すベクトル図である。図中の６゜は希望波ベクトル
、δ。は干渉波ベクトルで、ｅＤ＋ｅｕはそれぞれの振
幅値である。み、を基準としたδ。の動きを吟味すると
短区間τ内では振幅ｅ。

およびｅｕはほぼ一定で、ＦＭ変調により相対位相はラ
ンダムに変化するから、合成波ベクトルみ。

＋６゜は円周上を動きビート変動が発生する。その振幅
の最大値と最小値を図示のようにｅＭＡＸ＋ｅＭＩＮと
置くと ｅ　、４ＡＸ　＝　ｅ　ｏ　＋　ｅ　ｕ　　　　　　−
−−−−−−−−−一−−（３１ｅ、４＋ｓ　＝　Ｉ　
ｅｎ　　　ｅＵＩ　　　−−−−−−−−−１４）また
これらの値の対数圧縮値はそれぞれ第１図の最大値保持
回路３Ａの出力’ＤＭＡＸ＋および最小値保持回路３Ｂ
の出力ｒゎＷＩＮに等しい。すなわち対数圧縮値をｄＢ
　（デシベル）で表せばｒｎ、４ａｘ＝２０Ｊｏｇ＋ｏ
ｅ、４Ａｘ　　−−−−−−−−−−−−−−−−−−
−−−（５１ｒｏ、４＋ｘ＝２０１！ｏｇｌｏｅ１４＋
Ｎ−−−−−−−−−−−−−−−−−＜６１ここでｅ
。＞　６　ｕ−−−−−・・・・−・（７）が成立する
確率が極めて高い、すなわちＤ”　／Ｕ”が大きい場合
は（４）式は十分近似的に ８．４１　Ｎ　＝　ｅ　ｎ　　ｅ　ｕ　　　−−−−−
−−−−−−−−−−−−−−−−−−（４）　’とし
てよい。そこでｅ　ＭＡＸと６１４１Ｎの比の瞬時値を
ρとし、ｅＩ、／ｅｕの瞬時値をγとしてこれらの関係
を（３）、　（４１’式より求めるとρ≧１としてｅ、
　　−ｅｕ 、’、ｒ＝（ρ＋１）／（ρ−１）　　−−一−−・−
（９）ところで一般に互いに独立なレイリーフェージン
グ変動を受けた２つの信号の瞬時包絡線の比Ｔの確率密
度関係ｐ　（ｙ）は次式で与えられることが知られてい
る。

２Ｔ２　γ ここに１０は２つの信号の実効値の比である。従ってｐ
（γ）の累積分布Ｐ（ｒ）（瞬時包路線の比がＴ以下で
ある確率）は γ２　　　　γ２ −・−−−一一−−−〜−−−−−−−−−−−−−・
・・０Ｄγの中央値＜　７　＞はＰ　（＜γ＞）＝’Ａ
−・−・＠を満足するからａυ、（２）式より（γ）＝
１０・−−−−−−ａｍが得られる。

α１式は変動する瞬時包絡線の比Ｔの分布の中央値（γ
）が求めようとする真の電圧比Ｔ０に等しいことを示し
ている。中央値はサンプルの大小関係に着目した統計量
で゛あり、（９）式のγはρ≧１の範囲でρに関する単
調減少関数になっているから＋８１．　＋９１式より次
式が成立する。

（ρ）−１ また（５１．　（６１式より が得られ、これらは単調増加関数であるから（２）。

Ｑ４１．α乳Ｑｌｆ）より最終的に次式を得る。

以上の説明のように干渉比演算回路６は最大値保持回路
３Ａの出力ｒ　ＤＭＡＸと、最小値保持回路３Ｂの出力
ｒ。、４ＩＭとの減算器４による差出力Ｓの中央値ｍを
入力し、α９式の演算から（γ〉を得れば０３１弐によ
って裏付けされる真の電圧比γ。を得ることになり、Ｄ
２／Ｕ”　−γ２が求まる。この機能はマイクロコンピ
ュータを使って容易に実現できる。

次に本発明による装置を一般の陸上移動通信での同一チ
ャネル干渉検出への実用化において課題となる性能、す
なわち干渉検出精度、短区間長τおよび検出区間長Ｔの
実際の値の設定範囲についてその実現性、適合性の見地
から吟味する。

まず干渉検出精度にっては、干渉比演算回路６の演算式
〇ηが（７）式の関係を前提としく４）式の代わりに（
４）°　式を用いて導出てされたことに起因する誤差を
含んでいるのでこれを定量的に明らかにすることが必要
である。実際の観測では（７）式の関係を前提としない
（４）式に基づくものであって包絡線の最小値のｅ　Ｈ
ＩＭに関してはｅｏとｅｕの大小関係を識別できないか
ら、観測される瞬時包路線の比をＴｏ　と置（と、これ
は真の瞬時包路線の比γに対し次式の関係を持っている
。

従ってＴｏに関する確率密度分布ｐ’（Ｔ’）はＴの確
率密度分布ｐ（ｒ）を使用して次式で表現できる。

Ｃｒ２は前記のように真のＤ”　／Ｕ２比）但し、　（
γ′　≧Ｉ） ０９１式よりγ′の累積分布Ｐ’（ｒ’）は０９式と同
様な計算によって γ′２　　　　　　γ二２ となるから ｐ’（＜γ’　＞）　−−−−−−−−−−−−−−・
−−−−一聞一（２１１と置くことにより実際に干渉比
演算回路が算出する干渉比（γ′羽を求めることができ
る。（２ｍ、　（２１１式を用いた２次方程式を解いて
結局次式が得られる。

−−−−−−−−−−−・−−−−−一・−ｍ−−・−
ａａαη式の演算による検出ＤＺ　／ＵＫ値は実際には
（γ″＞２であるから（２）式はこれと真のＤ”／Ｕ”
値γ２との関係を示していて、これをグラフで示すと第
４図となる。第４図の横軸および縦軸にはそれぞれＴ２
および＜７’＞”の対数圧縮値（ｄＢ）をとり、また参
照のために検出理想特性を１点鎖線で示した。この図に
よれば真の干渉比の対数圧縮値（１０Ｅ　ｏｇ、。γ２
）が大きくなるにつれて誤差は急速に小さくなり、１０
／！Ｏｇ＋ｏγ２が１０ｄＢ以上ではその誤差は＋０．
１７ｄＢ以下となるので、一般の陸上移動通信における
同一チャネル干渉比の許容限界が１０〜１５ｄＢである
ことを考慮すると十分使用に耐えるものと云える。

次に短区間長τは、干渉によるビート周波数をｆＢとし
、フェージングの最大ドツプラ周波数をｆｏとすると前
記のように（２３１式を満足することが必要である。

１／ｆｓ＜τ＜　１　／　ｒ　ｏ　　−ｍ−−−・・−
・−・−・−−−−−・・・・（２）ｒＢは周波数偏移
が制限された１２．５ｋＨｚ幅などの狭帯域のシステム
においても、０．５〜２．５ｋＨｚの周波数偏移を有す
るので前記のようにその倍の値が期待でき１．０〜５．
０ｋＨｚとなる。またｆ、は前記のように５０Ｈｚ以下
であるから次式の範囲内にτを設定すればよい。

１　／　１　　ｋＨｚ＝　１　ｍ５ｅｃ＜　ｒ　＜　１
１５０Ｈｚ＝　２０　ｍ　ｓ　ｅ　ｃ　　　　　−−−
−−−−−−−−−Ｃ２４）他方検出区間長Ｔはレイリ
分布の母集団の特性を得るに十分な時間長とサンプル数
Ｍを与えるものであればよく、１　／　ｆ　ｏに比べて
十分大きければよい。従ってたとえばＭ＝５００とする
と伽）式より ０．５ｓｅｃ＜　Ｔ　＝　Ｍ　ｒ　−５０Ｏｒ　＜　１
０ｓｅｃ　　　　−−−−−、（Ｑの範囲で設定すれば
よいことになる。

（発明の効果） 本発明の同一チャネル受信干渉検出装置によれば、受信
包絡線情報は対数圧縮値で統計処理されるので、統計処
理に要する語長が少なく、検出結果の分散が小さくなる
。さらに構成上からはＡ／Ｄ変換器やタイマ回路を内蔵
している一般のワンチップマイクロコンピュータ１個を
使用したソフトウェアによるディジタル信号処理で実現
が可能であるから小形化、経済化に適すると共にソフト
ウェア化による誤差の補正処理を追加することによって
検出精度をさらに向上できるなどの効果や利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を実施した受信干渉検出装置の構成例図
、第２図は１つの干渉比検出区間におけるアナログレベ
ル情報の時間による変動と装置の動作タイミングとの関
係の一例のタイミングチャート、第３図は希望波と干渉
波の振幅と位相関係のベクトル図、第４図は真のＤＺ　
ｌｕｔ比Ｔ比色２出Ｄ２／Ｕｚ比＜７’＞”の関係図で
ある。 ■・・・タイミング発生回路、２・・・Ａ／Ｄ変換器、
３Ａ・・・最大値保持回路、３Ｂ・・・最小値保持回路
、４・・・減算器、５・・・中央値検出回路、６・・・
干渉比演算回路、ｒ　（ｔｌ・・・受信包絡線の対数圧
縮値であるアナログレベル情報、ｒｅ（ｔ）・・・ｒ　
（ｔ）をディジタル変換したディジタルレベル情報、 ｒ、□８・・・回路３Ａの出力、ｒＤｌｌｌＮ・・・回
路３Ｂの出力、Ｔ、・・・短区間パルス、Ｔ２・・・検
出区間パルス。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 同一チャネル干渉によるビート現象を呈する受信包絡線
   の対数圧縮値情報を入力してディジタル値に変換するＡ
   ／Ｄ変換器と、フェージング周期より十分短く、かつビ
   ート周期より長い適当な時間区間（短区間τ）毎に同区
   間内の前記ディジタル値の最大値および最小値をそれぞ
   れ記憶保持し出力する最大値保持回路および最小位置保
   持回路と、これら２つの保持回路よりの出力の差を求め
   る減算器と、前記減算器の差出力を前記短区間毎にサン
   プルして得られる整数個のサンプルの統計的中央値ｍを
   検出する中央値検出回路と、前記中央値ｍを入力しこれ
   に受信包絡線の対数圧縮則の逆変換である指数変換を施
   した値を求めこの値に１を加えた値と、１を差引いた値
   との比によって干渉比を計算し出力する干渉比演算回路
   と、前記ディジタル値の最大値および最小値を求める短
   区間と前記中央値ｍの検出に必要なサンプル数の区間の
   それぞれのタイミングを与えるタイミングパルスの発生
   回路とを具備したことを特徴とする同一チャネル受信干
   渉検出装置。