CN104067498B - 以最大化功率效率来控制开关模式电源 - Google Patents

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Abstract

提供一种可操作以生成控制开关模式电源(100)的占空比的控制信号(D)的控制电路(200)。控制电路(200)包括参考电压发生器(201)，其可操作在第一模式以生成预定参考信号(VRdes)，并且可操作在第二模式以接收指示所述开关模式电源(100)的输入电压(Vin)的信号并且生成取决于所述输入电压(Vin)的可变参考信号(VRvar)，参考电压发生器(201)配置成当输入电压(Vin)超过阈值时操作在第一模式，而当输入电压(Vin)等于或小于所述阈值时操作在第二模式。控制电路(200)还包括误差信号发生器(202)，其可操作以接收指示开关模式电源(100)的输出电压(Vout)的信号，并且可操作以基于参考电压发生器所生成的参考信号(VR；VRvar，VRdes)并且基于输出电压(Vout)来生成误差信号(VE)。控制电路(200)还包括占空比控制信号发生器(204)，其可操作以生成与误差信号(VE)相关的、控制开关模式电源(100)的占空比的控制信号。

Description

以最大化功率效率来控制开关模式电源
技术领域
一般来说，本发明涉及开关模式电源的领域，以及更具体来说，涉及开关模式电源的占空比的控制。
背景技术
开关模式电源(SMPS)是一种因其尺寸小、重量轻和效率高而具有不同范围的应用的众所周知类型的电源转换器。例如，SMPS广泛用于个人计算机和便携电子设备、例如蜂窝电话中。SMPS通过以高频率(通常为数十至数百kHz)开关例如功率MOSFET等开关元件，来实现这些优点，其中开关的频率或占空比定义将输入电压转换成所需输出电压的效率。
在大多数SMPS拓扑中，输出电压Vout与输入电压Vin成正比。
等式1
在上式1中，D是开关的占空比，以及n = ns/np是在SMPS中使用变压器时的变压比(次级侧的匝数ns除以初级侧的匝数np)，或者在没有使用变压器时n=1。占空比是实现高转换器效率的关键，以及100%的占空比一般将产生最大效率。
用于控制SMPS的占空比的多个不同控制策略是已知的。
一种控制方法用于固定比率转换器或者中间总线转换器(IBC)(其又称作未调节转换器)中。这些缺乏对输出电压的全部控制，但是以最大化占空比运行。这产生最大化功率效率，因为转换器在几乎100%的时间传递能量，除了开关期间所需的空载时间之外。通过这种策略，输出电压按照上式1随输入电压而改变。例如在US 7272021、US 7558083、US7564702和US 7269034中公开具有不同拓扑的未调节转换器。此外，电压的窄调节能够由称作负载点(POL)调节器的第二层SMPS来处理，这个功率架构称作中间总线架构(IBA)，例如在US 7787261中公开。
半调节转换器以变化占空比为代价来补偿变化输入电压(线调节)，这降低功率效率。在US 7787261中公开这种转换器的示例。转换器负载能够影响输出电压，从而使它随增加负载而降低，即称作下调（droop）的现象。由于SMPS的输出具有LC滤波器，所以负载瞬变使输出电压振荡，并且仅固有寄生电阻阻尼振荡。
例如US 7787261中公开的准调节总线转换器仅在输入电压范围的一部分中经过线调节，而在输入电压范围的其它部分，它们是未调节的，使用100%占空比来使效率为最大。这产生增加的输入电压范围，而没有增加输出电压范围。
输出调节转换器通过输出电压的反馈来补偿变化负载条件和输入电压变化。常常添加电压前馈，以便降低因输入电压瞬变引起的输出电压扰动。这种类型的调节以较低效率为代价来提供最稳定的输出电压。
不管控制策略，优选的是使SMPS的输出电压在所有条件下均保持在其预期电平。但是，输入电压的瞬变和变化将使输出电压几乎立即发生变化。这能够引起SMPS的输出电压的大变化。通常，只有SMPS的输出滤波器中的惯性将降低这种影响。
所有上述控制策略在输出电压容差、瞬态响应和功率效率方面均具有缺陷。此外，许多这些变量是相关的，并且优化一个使其它变差。
发明内容
鉴于已知SMPS控制策略中的问题，本发明旨在提供用于生成按照如下方式来控制SMPS的占空比的控制信号的设备和方法：使得与已知策略相比，保持高功率效率，同时改进对瞬变的输出电压响应。
一般来说，本发明将两种类型的负载调节引入固定比率转换器中，其能够基于输入电压电平来选择，并且同时使效率为最大。一实施例改进因输入电压瞬变引起的输出电压的振荡的阻尼，同时将占空比保持在100%附近。
更具体来说，本发明提供一种控制电路，其可操作以生成控制开关模式电源的占空比的控制信号。控制电路包括参考电压发生器，其可操作在第一模式以生成预定参考信号并且可操作在第二模式以接收指示开关模式电源的输入电压的信号，以及生成取决于输入电压的可变参考信号。参考电压发生器配置成当输入电压超过阈值时操作在第一模式，而当输入电压等于或小于所述阈值时操作在第二模式。控制电路还包括误差信号发生器，其可操作以接收指示开关模式电源的输出电压的信号，以及可操作以基于参考电压发生器所生成的参考信号并且基于输出电压来生成误差信号。控制电路还包括占空比控制信号发生器，其可操作以生成与误差信号相关的、控制开关模式电源的占空比的控制信号。
本发明还提供一种生成控制开关模式电源的占空比的控制信号的控制方法。该方法包括接收指示开关模式电源的输入电压的信号以及指示开关模式电源的输出电压的信号。参考电压发生器当输入电压超过阈值时操作在第一模式以生成预定参考信号，而当输入电压等于或小于所述阈值时操作在第二模式以生成取决于输入电压的可变参考信号。生成误差信号，其基于参考电压发生器所生成的参考信号以及输出电压。该方法还包括生成与误差信号相关的、控制开关模式电源的占空比的控制信号。
这些特征提供多个优点。例如，在参考电压发生器的第二操作模式中与SMPS的输入电压和SMPS的输出电压相关地改变占空比允许更准确地控制占空比，以保持最大功率效率，同时补偿电压瞬变。此外，如下面将说明，参考电压发生器当SMPS输入电压增加到超出或者降低到或低于阈值时从操作在上述第一与第二模式其中之一切换到另一模式的能力允许较大变压比用于SMPS中，由此进一步改进其效率以及它能够输送的输出功率。
附图说明
现在仅通过示例、参照附图来描述本发明的实施例，附图包括：
图1是按照本发明的第一实施例、用于生成控制开关模式电源的控制信号的开关模式电源和控制电路的框图；
图2是示出按照本发明的第一实施例的控制电路的进一步细节的框图；
图3是示出当参考电压发生器操作在本文所述的第二操作模式时由图2的组件所执行的过程的流程图；
图4是示出按照本发明的第一实施例的控制电路的又一细节的框图；
图5示出作为输入电压的函数的SMPS输出电压的变化；
图6是示出由图4的组件所执行的过程的流程图；
图7是示出作为输入电压的函数的SMPS输出电压的变化的另一个示意图，其示出参考电压发生器在第一与第二操作模式之间进行切换的能力如何允许较高变压比用于SMPS中；
图8是示出SMPS的功率输出如何随输入电压而改变的示意图，并且示出参考电压发生器在第一与第二操作模式之间进行切换的能力如何增加SMPS的功率输出；
图9是示出SMPS的输出扼流圈中的纹波电流如何随输入电压而改变的示意图；
图10是示出第一实施例的控制电路与SMPS进行互连、以使得控制电路能够控制SMPS的占空比的电路图；
图11是示出在图10的控制电路中产生的、用于开关SMPS中的元件的控制信号的定时图；
图12示出用于相对图10所示本发明的实施例的测试比较中的已知DC-DC SMPS；
图13示出来自对于负载电流为0 A、从38 V到55 V的输入电压阶跃的情况将本发明的实施例的性能与已知未调节转换器进行比较的测试比较的实验结果；
图14示出来自对于负载电流为0 A、从38 V到55 V的输入电压阶跃、但是其中控制SMPS的实施例具有最小占空比的负载调节电源的情况将本发明的实施例的性能与已知未调节转换器进行比较的测试比较的实验结果；
图15示出来自对于负载电流为33 A、从38 V到55 V的输入电压阶跃的情况将本发明的实施例的性能与已知未调节转换器进行比较的测试比较的实验结果；
图16示出来自对于负载电流为0 A、从38 V到55 V的输入电压阶跃的情况将本发明的实施例的性能与已知未调节转换器进行比较的测试比较的实验结果；
图17示出来自对于在38 V的输入电压、从0 A到33 A的正负载阶跃的情况将本发明的实施例的性能与已知未调节转换器进行比较的测试比较的实验结果；
图18示出来自对于在38 V的输入电压、从33 A到0 A的负负载阶跃的情况将本发明的实施例的性能与已知未调节转换器进行比较的测试比较的实验结果；
图19示出来自对于从55 V到38 V的输入电压阶跃的情况将本发明的实施例的性能与已知转换器进行比较的测试比较、以及对于转换器仅操作在第二操作模式的实施例的修改的实验结果；以及
图20示出以包含下调处理对第一实施例的控制电路的修改。
具体实施方式
如下面将详细说明，本发明提出一种用于开关模式电源的控制策略。该控制策略保持高功率效率，并且在面临输入的电压瞬变或输出处的负载电流瞬变时仍然改进输出电压响应。
图1示出开关模式电源(SMPS)100和控制电路200的顶层框图。控制电路200布置成接收指示SMPS 100的输入电压Vin和输出电压Vout的信号。这些信号可包括电压本身的模拟信号或者包含定义测量设备(未示出)所测量的电压值的信息的数字信号。基于指示SMPS输出电压的信号或者指示SMPS输入电压的信号以及指示输出SMPS电压的信号(取决于下面进一步论述的操作模式)，控制电路200可操作以生成控制开关模式电源100的占空比的控制信号D。将会理解，控制电路200能够与SMPS 100单独制作和销售。
图2是控制电路200的示意框图。控制电路200包括参考电压发生器201、误差信号发生器202、可选的调节器203和占空比控制信号发生器204。
参考电压发生器201可操作在第一模式(本文中又称作“完全调节”模式)，以生成设置成预期电平的预定参考信号VRdes。VRdes的大小可设置成固定值，或者可使其是由SMPS操作人员使用众所周知技术可调整的。相应地，在操作期间，VRdes保持恒定，除非由操作人员进行变更。
在第二操作模式(本文中又称作“调节比率”模式)中，参考电压发生器201可操作以接收指示开关模式电源100的输入电压Vin的信号，并且可操作以生成取决于输入电压Vin的可变参考电压VRvar。
如下面将说明，参考电压发生器201配置成当输入电压Vin超过阈值时操作在第一模式，而当输入电压Vin等于或小于阈值时操作在第二模式。
误差信号发生器202布置成接收指示SMPS 100的输出电压Vout的信号以及参考电压发生器201所生成的参考信号VR(即，VRdes或VRvar，这取决于参考电压发生器201的操作模式)。误差信号发生器202可操作以基于参考信号VR并且基于输出电压Vout来生成误差信号VE。
为了比较，在能够仅使用完全调节控制策略的已知完全调节转换器中，控制电路测量开关模式电源100的输出电压Vout，并且这然后与等于预期输出电压或者与预期输出电压成正比的恒定参考信号进行比较，其中没有提供切换到采用取决于SMPS的输入电压的可变参考电压的操作模式。相比之下，如本文所述，在本发明的实施例中，参考信号VR在参考电压发生器201的第一操作模式中是恒定的，以及在参考电压发生器201的第二操作模式中与SMPS 100的输入电压Vin成正比。
误差信号VE然后馈入可选调节器203中，或者如果没有提供调节器203，则误差信号VE馈入占空比控制信号发生器204中。调节器203可操作以生成与误差信号VE相关的、定义占空比的信号。
占空比控制信号发生器204布置成接收调节器203的输出(或者在没有提供调节器时的误差信号VE)，并且可操作以生成控制开关模式电源100的占空比的所需控制信号D。
图3示出当参考电压发生器操作在第二操作模式时由图2的控制电路200所执行以用于生成控制SMPS 100的占空比的控制信号D的处理操作的流程图。当参考电压发生器操作在第一操作模式(即，完全调节)时进行的常规处理操作是众所周知的，并且在这里将为了简洁起见而不作描述。
参照图3，在步骤S301，参考电压发生器201接收指示来自SMPS 100的输入电压Vin的信号。接收信号可以是SMPS 100的输入电压Vin的模拟表示，或者它可以是数字表示。
在步骤S302，误差信号发生器202接收指示SMPS 100的输出电压Vout的信号。
在步骤S303，参考电压发生器201生成与输入电压Vin相关的可变参考信号VRvar。
在步骤S304，误差信号发生器202基于可变参考信号VRvar和输出电压Vout来生成误差信号VE。
可选地，该过程然后可继续步骤S305，其中调节器203调节误差信号VE，以生成定义占空比的信号。
在步骤S306，生成控制信号D，以控制SMPS 100的占空比。所生成的控制信号D取决于误差信号VE，以及如果执行S305的调节步骤，则控制信号D与定义占空比的信号相关地生成。
现在将参照如图4所示的一具体实施例来描述控制电路200的操作的其它细节。图4示出参考电压发生器201的示范配置(其使参考电压发生器201能够在第一与第二操作模式之间进行切换)以及误差信号发生器202、调节器203和占空比控制信号发生器204的示范实现。
如图4所示，参考电压发生器201包括变压器匝数比乘法器2011、标称占空比乘法器2012和参考信号选择器2013。应当注意，如果SMPS 100没有变压器，则省略变压器匝数比乘法器2011。
变压器匝数比乘法器2011可操作以将指示SMPS 100的输入电压Vin的接收信号与变压器匝数比n相乘，其中n = ns/np，以及ns是变压器的次级侧绕组的匝数，np是变压器的初级侧绕组的匝数。
标称占空比乘法器2012可操作以将变压器匝数比乘法器2011的输出与标称占空比Dnom相乘，其在稍后进一步详细论述。
因此，通过按照下式将开关模式电源100的输入电压Vin与变压器匝数比n和标称占空比Dnom相乘，来生成可变参考信号VRvar。
等式2
如以下所述，通过这个可变参考信号VRvar，当参考电压发生器201操作在调节比率(即第二)操作模式时，SMPS 100的占空比将控制为几乎恒定并且接近Dnom。
在本实施例中，参考电压发生器210的第一与第二操作模式之间的切换由参考信号选择器2013来控制。更具体来说，如图4所示，参考信号选择器2013可操作以接收来自例如精确参考的预定参考信号VVdes以及来自标称占空比乘法器2012的可变参考信号VRvar，并且然后按照下式选择这些接收信号中较小的信号作为将要提供给误差信号发生器202的参考信号VR：
等式3
在等式3中，“min”表示最小函数，其选择操作数的最小值。作为输入电压是Vin的函数的输出电压Vout在图5中示出。
再次参照图4，这个实施例中的误差信号发生器202包括差计算器，其将所生成参考信号VR与指示SMPS 100的输出电压Vout的信号进行比较。要实现这个方面，在这个实施例中，查找输出电压Vout与参考信号VR之间的差，以生成如下式所给出的误差信号VE：
等式4
误差信号然后馈入采取PID调节器203的形式的调节器。PID调节器203的输出处于稳态，并且是得到与负载电流无关的所需Vout所需的占空比，即：
等式5
PID调节器203的输出然后馈入占空比控制信号发生器204，其包括脉宽调制(PWM)电路，PWM电路将占空比(来自PID调节器203)转化为控制SMPS 100中的开关元件的脉宽调制信号D。
图6示出当参考电压发生器操作201在其第二操作模式、即如图5所示对于Vin <VRdes/nDnom的值时由图4的控制电路200所执行以用于生成控制开关模式电源100的占空比的控制信号D的处理操作的流程图。
参照图6，在步骤S501，参考电压发生器201接收指示来自SMPS 100的输入电压Vin的信号。接收信号可以是SMPS 100的输入电压Vin的模拟表示，或者它可以是数字表示。
在步骤S502，误差信号发生器202接收指示SMPS 100的输出电压Vout的信号。
在步骤S503，变压器匝数比乘法器2011将指示输入电压Vin的信号与变压器匝数比n相乘，由此生成大小为nVin的信号。但是，如果变压器没有包含在SMPS中，则这个步骤可省略，或者输入电压Vin可与1相乘。
在步骤S504，标称占空比乘法器2012将信号nVin与标称占空比Dnom相乘，以生成可变参考信号VRvar。由于可变参考信号VRvar在这个示例中小于预定参考信号VRdes，所以参考信号选择器2013选择可变参考信号VRvar而不是预定参考信号VRdes，并且将所选信号VRvar作为参考信号VR输出到差计算器202。
在步骤S505，差计算器202计算指示SMPS 100的输出电压Vout的信号与参考信号VR之间的差，以便生成误差信号VE。
可选地，该过程然后可继续步骤S506，其中PID调节器203将PID调节应用于误差信号VE，以便生成定义占空比的信号。
在步骤S507，脉宽调制器204生成与误差信号VE相关的、控制SMPS 100的占空比的脉宽调制信号。但是，如果执行S506的调节步骤，则脉宽调制信号与定义占空比的信号相关地生成。
总之，从以上第一实施例的描述将会理解，控制电路200将负载调节引入否则固定比率的转换器中。不是使用固定占空比，而是占空比能够按照负载要求并且按照SMPS 100的输入电压Vin来改变。这使用输入电压Vin和输出电压Vout来实现，以便在参考电压发生器201操作在上述第二操作模式时生成占空比控制信号D。这改进因输入电压瞬变引起的输出的振荡的阻尼，同时将占空比保持在100%附近，以获得最大效率。
还存在与参考电压发生器201根据主流SMPS输入电压电平从操作在两个上述操作模式之一切换到另一模式的能力关联的显著优点。
例如，如从图7示意所示的SMPS输出电压Vout随输入电压Vin的变化能够理解，与参考电压调节器201配置成仅操作在调节比率模式相比，使用完全调节和调节比率操作模式的上述组合(即，上述第一和第二模式的组合)允许较高变压器匝数比用于SMPS 100中。如图7所示，该组合所需的匝数比n1大于当操作限制到调节比率模式时所需的匝数比n2。
此外，如图8所示，在控制策略采用完全调节和调节比率操作模式的上述组合的情况下，输出电压Vout在整个操作区中较大，这允许输出功率Pout增加，而无需增加作为设计中的限制因素的输出电流。
图9是示出SMPS输出电流纹波Iripple随输入电压Vin的变化的示意图。与其中电流纹波Iripple随输入电压Vin而增加的组合控制策略的完全调节部分相对照，在参考电压发生器201操作在调节比率模式的情况下，输出电流纹波Iripple是恒定的并且与输入电压Vin无关。这暗示纯调节比率能够将比组合控制策略要小的电感器用于给定纹波要求。但是，较大电感器在主动电流共享方面是优选的。
为了保持良好负载调节和瞬态响应，必须引入标称占空比Dnom的设计余量。由本发明人所执行的模拟和测量表明，几个百分点的余量是足够的，产生例如Dnom ≈ 97%。因此，一实施例的功率效率几乎处于最大，并且与固定比率转换器相比没有降低太多，但是本实施例提供改进的瞬态响应和负载调节。
应当注意，因为将一实施例的占空比控制在100%的自然边界附近，所以方法应当用来避免积分结束（wind-up）。例如，积分值的众所周知饱和电路能够用来解决这个问题。
图10示出SMPS 100与一实施例的控制电路200的集成。在这个图中，示出典型SMPS100。这个SMPS 100的操作经过六个晶体管Q1至Q6的控制来实现。以100%的最大化占空比来运行这个SMPS将产生最大化功率效率。这个电路针对使用变压器T1的DC-DC转换器。提供H桥，以生成AC信号（由开关元件Q1-Q4所形成）。具体来说，Q1和Q4最初将导通，而Q2和Q3关断。这生成跨变压器初级线圈的正摆动信号，由此结果是通量的变化。因此，跨变压器次级线圈引起电压。Q6则能够导通而Q5关断，以提供信号的整流。类似地，通过关断Q1、Q4和Q6而导通Q2、Q3和Q5以捕获来自周期的负部分的能量，同样的操作反向地执行，以生成负摆动信号。
如图10所示以及如以上参照先前附图所述，控制电路200具有指示SMPS 100的输入电压Vin和输出电压Vout的输入。基于这些输入，控制电路200生成用于控制开关模式电源100的各种开关元件的各种占空比控制信号D，如以下所述。在这种情况下，地参考处于次级侧。
图11示出作为来自控制电路200的输出、控制SMPS 100的占空比的各种控制信号的示范时序图。控制信号涉及SMPS 100的开关元件，如图6所示。
如图11所示，Q1和Q4的控制信号(标记为DQ1和DQ4)与Q2和Q3的控制信号(标记为DQ2和DQ3)的逆密切匹配。这生成变压器T1的初级侧的交替正和负电压周期。这引起变压器T1中的变化通量，并且由此引起跨变压器T1的次级侧的电压。
Q1和Q4的控制信号的结束与Q2和Q3的控制信号的开始之间的小定时间隙tgap归因于Dnom不是完全100%，而是在本实施例为大约97%。因此，Q1和Q4的‘导通时间’的长度基本上为T/2×Dnom，其中T是周期的长度。类似地，Q2和Q3的‘导通时间’也基本上为T/2×Dnom。控制电路200通过控制定时间隔tgap的大小来控制‘导通时间’，以保持良好负载调节和瞬态响应。
图11还示出Q5和Q6的典型控制信号(标记为DQ5和DQ6)。如所示，在Q1和Q4的第一半‘导通周期’结束时，Q5导通，而Q6导通。这生成允许电感器L1放电到电容器C1和负载R中的导电通路。此后，Q6关断，而Q5保持导通，以执行来自变压器T1的次级侧的信号的整流。
[实验结果]
本发明人执行模拟实验，以将使用按照本发明的一实施例的控制电路200所控制的SMPS 100的性能与未调节SMPS进行比较，以便示出在输入电压瞬变和负载瞬变行为方面通过本发明的实施例进行的改进。
更具体来说，本发明人将图10所示和以上详述的SMPS 100和控制电路200的性能与图12所示SMPS 100进行比较。图12所示的SMPS 100与图10所示的SMPS 100相同，但是它操作在未调节模式，并且因此没有获益于本发明的实施例的控制电路200的控制。
在实验中，SMPS 100具有38 – 55 V的输入电压范围和4:1的变压比，从而产生9.5– 13.75 V的理想输出电压范围。最大输出负载电流为33 A。
图13至图18示出实验结果。在所有这些实验中，本实施例的参考电压发生器201限制到仅操作在调节比率操作模式(即，上述第二模式)。
图13中，对于其中输入电压阶跃以100微秒的上升时间和0 A的负载电流从38 V上升到55 V的情形，示出固定比率(4:1)未调节转换器以及当操作在调节比率模式时的依照按照本发明的一实施例的控制电路200所控制的负载调节转换器的输入电压瞬变。
与负载未调节转换器相比，未调节转换器表明以较少阻尼随大过冲和大减幅振荡的快速输出电压增加。
本发明人发现，调节转换器中的电压暂降归因于输入电压的测量的延迟，以及进一步发现，减小这个延迟将降低这个暂降。
本发明人还发现，防止负载调节转换器中的输出电压初始暂降的另一种解决方案是使用控制电路200来执行控制以限制占空比范围，以便应用例如70%的最小占空比。这防止占空比控制信号发生器204输出占空比低于70%的控制信号D。
因此，反复进行图13的模拟(电压以100微秒的上升时间和0 A的负载电流从38 V上升到55 V)，将70%的最小占空比应用于负载调节转换器。结果在图14中示出。如图14所示，通过应用最小占空比阈值，去除暂降并且改进振荡的阻尼。
图15示出执行与图13中相同的模拟、但是以33 A而不是0 A的全负载电流所执行的结果。因为未调节转换器的初始和最终输出电压低于理想电平，这示出通过未调节转换器中的稳态电压降的负载调节，这通过负载调节转换器来呈现。还将看到，负载调节转换器的阻尼远优于未调节转换器的。
图16示出在100微秒以0 A的负载电流从55 V下至38 V的负输入电压阶跃期间的SMPS 100的输出电压Vout。将会看到，负载调节转换器的阻尼远优于未调节转换器的。
图17示出在1微秒以38 V的输入电压从0 A到33 A的正负载阶跃的结果。调节转换器具有带阻尼振荡的降低下冲，而未调节转换器具有更大下冲和小许多的阻尼振荡。稳态输出电压还表明改进负载调节，即，输出电压与负载电流不相关，因为未调节转换器的最终输出电压远低于负载调节转换器所呈现的预期电平。
类似地，图18示出在1微秒、以38 V的输入电压从33 A到0 A的负负载阶跃。负载调节转换器再次以振荡的较大阻尼来呈现较小过冲。
在参考电压发生器201能够在操作于完全调节模式与按照上述实施例的调节比率模式之间进行切换的情况下，从55 V下至38 V的输入电压阶跃的模拟结果在图19中示出。更具体来说，图19示出当采用未调节固定比率、调节比率以及调节比率和完全调节(即线/负载调节)的组合的操作模式时的模拟结果的比较。在所有情况下，下降时间是100微秒，以及负载电流是0 A。
在组合调节比率、完全调节情况下为VRdes= 12 V，能够观察到，该方案将输出电压钳制到VRdes= 12 V。此外，与其它两种控制策略相比，振荡的阻尼主要因较小输出范围而得到改进。
[修改和变体]
能够对实施例进行许多修改和变化，而没有背离本发明的范围。
例如，虽然上述实施例的控制电路200是提供用于控制SMPS 100的占空比的控制信号的独立单元，但是控制单元200可改为并入在SMPS 100中。
此外，控制电路200能够使用模拟或数字电子器件、在没有性能损失的情况下实现。在控制电路200的数字实现中，参考信号发生器201的变压器匝数比乘法器2011、标称占空比乘法器2012和参考信号选择器2013、误差信号发生器202和/或调节器203可实现为软件组件、其形成计算机程序、模块、对象或者例如微处理器的可编程信号处理设备可执行的指令序列的至少一部分。
上述实施例的参考电压发生器201配置成通过参考信号选择器2013选择分别由参考源以及变压器匝数比乘法器2011和标称占空比乘法器2012的组合已经生成的参考信号VRdes和VRvar中的较小的，在第一与第二操作模式之间进行切换。但是，备选地可通过将指示SMPS输入电压的信号与阈值进行比较，并且然后根据这个比较的结果生成VRdes或VRvar，来执行切换。
调节器203可属于任何类型，而不是具体为PID调节器。例如，它可以是PI、PD或超前滞后补偿调节器或者另一种类型的调节器。
如上述实施例中详述的控制策略可采用电压前馈补偿来补充。
由于SMPS 100可以是隔离SMPS 100，所以然后控制电路200可放置在变压器T1的初级或次级侧。但是，优选放置在次级侧。
根据控制电路200的放置，SMPS 100的输出电压Vout或者SMPS 100的输入电压Vin其中之一则必须通过隔离势垒来传递。可存在用于实现这个方面的许多众所周知技术，例如导通周期期间的SMPS 100的变压器T1的次级侧的电压的取样是输入电压的良好测量，包括变压比n。
此外，控制电路200并不局限于控制如图10所示具有同步整流的全桥、中心抽头次级侧变压器的SMPS拓扑。本发明的上述实施例而是将同样与包括推送-拉取、半桥和前向转换器拓扑的许多拓扑良好地配合工作。同样，上述控制电路200能够与具有单绕组次级侧变压器的SMPS配合使用。另外，它还与具有次级侧的二极管整流的SMPS配合工作。
本发明人发现，当采用实现若干相同SMPS转换器的无源电流共享或并行化的有源下调来实现时，本发明的实施例的上述控制电路200特别适用。
图20示出结合有源下调的控制电路200的一实施例。在这个实施例中，通过测量输出电流Iout并且然后按照下式修改误差信号的计算，来得到有源下调：
等式6
在上式6中，n = ns/np是变压器匝数比(若它存在于SMPS中的话)，Dnom是标称占空比，Vin是SMPS 100的输入电压，Vout是SMPS 100的输出电压，Iout是SMPS 100的输出电流，以及Rdroop是仿真下调电阻。
还将会理解，图3和图6的流程图所示的过程步骤可按照与所示不同的顺序来运行。例如，图3中的步骤S301和S302可互换，或者步骤S302可在步骤S303之后运行。类似地，图6中的步骤S501和S502可互换，或者步骤S502可在步骤S505之前的任何时间点运行。还将会理解，乘法步骤S503和S504的排序当然可反转。
为了便于说明和描述而提供本发明的实施例的以上描述。它不是意在详尽的或者将本发明局限于所公开的当前形式。能够进行变更、修改和变化，而不背离本发明的精神和范围。

Claims (19)

1.一种适于生成控制开关模式电源(100)的占空比的控制信号(D)的控制电路(200)，所述控制电路(200)包括：
参考电压发生器(201)，适于在第一模式以生成预定参考信号(VRdes)作为参考信号(VR)，并且适于在第二模式以接收指示所述开关模式电源(100)的输入电压(Vin)的信号并且生成取决于所述输入电压(Vin)乘以标称占空比Dnom的可变参考信号(VRvar)作为所述参考信号(VR)，所述参考电压发生器(201)配置成当所述输入电压(Vin)超过阈值时操作在所述第一模式，而当所述输入电压(Vin)等于或小于所述阈值时操作在所述第二模式，其中，所述阈值是基于所述预定参考信号的电压和所述标称占空比Dnom来确定的；
误差信号发生器(202)，适于接收指示所述开关模式电源(100)的输出电压(Vout)的信号，并且适于基于所述参考电压发生器（201）所生成的参考信号(VR)并且基于所述输出电压(Vout)来生成误差信号(VE)；以及
占空比控制信号发生器(204)，适于生成与所述误差信号(VE)相关的、控制所述开关模式电源(100)的所述占空比的所述控制信号(D)。
2.如权利要求1所述的控制电路(200)，还包括：
调节器(203)，适于生成与所述误差信号(VE)相关的、定义占空比的信号，
以及其中所述占空比控制信号发生器(204)布置成生成与定义所述占空比的所述信号相关的所述控制信号(D)。
3.如权利要求2所述的控制电路(200)，其中，所述调节器是PID调节器、PI调节器、PD调节器和超前滞后补偿调节器其中之一。
4.如以上权利要求中的任一项所述的控制电路(200)，其中，所述参考电压发生器(201)包括：
变压器匝数比乘法器(2011)，适于将接收信号与变压器匝数比n相乘；以及
标称占空比乘法器(2012)，适于将所述变压器匝数比乘法器(2011)的输出与所述标称占空比Dnom相乘，
其中，所述变压器匝数比乘法器(2011)和所述标称占空比乘法器(2012)布置成当所述参考电压发生器(201)操作在所述第二模式时，将指示所述开关模式电源的所述输入电压(Vin)的所述信号与所述变压器匝数比n和所述标称占空比Dnom相乘，以生成所述可变参考信号(VRvar)。
5.如权利要求4所述的控制电路(200)，其中，所述参考电压发生器(201)包括参考信号选择器(2013)，其适于选择所述可变参考信号(VRvar)和所述预定参考信号(VRdes)中的较小的以供作为所述参考信号(VR)来输出，所述阈值等于所述预定参考电压(VRdes)除以nDnom。
6.如权利要求1-3中的任一项所述的控制电路(200)，其中，所述误差信号发生器(202)适于通过从所述开关模式电源(100)的所述输出电压(Vout)和所述参考信号(VR)中的一个中减去所述开关模式电源(100)的所述输出电压(Vout)和所述参考信号(VR)中的另一个，来生成所述误差信号(VE)。
7.如权利要求1-3中的任一项所述的控制电路(200)，其中，所述误差信号发生器(202)适于接收指示所述开关模式电源(100)的输出电流(Iout)的信号，并且适于基于所述参考信号(VR)、所述输出电压(Vout)和所述输出电流(Iout)来生成所述误差信号(VE)。
8.如权利要求1-3中的任一项所述的控制电路(200)，其中，所述占空比控制信号发生器(204)包括脉宽调制器。
9.如权利要求1-3中的任一项所述的控制电路(200)，其中，所述占空比控制信号发生器(204)布置成生成控制信号(D)，以将所述开关模式电源(100)的所述占空比保持在高于预定最小值。
10.一种具有如以上权利要求中的任一项所述的控制电路(200)的开关模式电源(100)。
11.一种生成控制开关模式电源(100)的占空比的控制信号(D)的控制方法，所述方法包括：
接收指示所述开关模式电源的输入电压(Vin)的信号；
接收指示所述开关模式电源的输出电压(Vout)的信号；
当所述输入电压(Vin)超过阈值时，在第一模式操作参考电压发生器(201)以生成预定参考信号(VRdes)作为参考信号(VR)；
当所述输入电压(Vin)等于或小于所述阈值时，在第二模式操作所述参考电压发生器(201)以生成取决于所述输入电压(Vin)乘以标称占空比Dnom的可变参考信号(VRvar)作为所述参考信号(VR)；
基于所述参考电压发生器(201)所生成的所述参考信号(VR)并且基于所述输出电压来生成误差信号(VE)；以及
生成与所述误差信号相关的、控制所述开关模式电源(100)的所述占空比的控制信号(D)，
其中所述阈值是基于所述预定参考信号的电压和所述标称占空比Dnom来确定的。
12.如权利要求11所述的控制方法，其中，
所述方法还包括调节所述误差信号(VE)，以生成定义占空比的信号；以及
所述控制信号与定义所述占空比的所述信号相关地生成。
13.如权利要求12所述的控制方法，其中，所述误差信号使用PID调节器、PI调节器、PD调节器和超前滞后补偿调节器其中之一来调节。
14.如权利要求11至13中的任一项所述的控制方法，其中，所述参考电压发生器(201)在所述第二模式通过将指示所述开关模式电源(100)的所述输入电压(Vin)的所述信号与变压器匝数比n并且与所述标称占空比Dnom相乘，来生成所述参考电压(VR)。
15.如权利要求14所述的控制方法，其中，所述参考电压发生器(201)选择所述可变参考信号(VRvar)和所述预定参考信号(VRdes)中的较小的以供作为所述参考信号(VR)来输出，所述阈值等于所述预定参考电压(VRdes)除以nDnom。
16.如权利要求11至13中的任一项所述的控制方法，其中，通过从所述开关模式电源(100)的所述输出电压(Vout)和所述参考信号(VR)中的一个中减去所述开关模式电源(100)的所述输出电压(Vout)和所述参考信号(VR)中的另一个，来生成所述误差信号(VE)。
17.如权利要求11至13中的任一项所述的控制方法，其中，
所述方法还包括接收指示所述开关模式电源(100)的输出电流(Iout)的信号；以及
所述误差信号(VE)基于所述参考信号(VR)、所述输出电压(Vout)和所述输出电流(Iout)来生成。
18.如权利要求11至13中的任一项所述的控制方法，其中，通过生成与所述误差信号相关的脉宽调制信号来生成所述控制信号(D)。
19.如权利要求11至13中的任一项所述的控制方法，其中，生成所述控制信号(D)，以将所述开关模式电源(100)的所述占空比保持在高于预定最小值。
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