CN104062649A - 一种数字电视信号移动平台无源雷达系统及信号处理方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种数字电视信号移动平台无源雷达系统及信号处理方法，本发明的系统包括接收天线阵列、由信号模拟接收组件组成的多通道模拟前端、由信号采集组件组成的信号采集设备、由信号处理组件组成的信号处理设备、由信号存储组件组成的信号存储设备以及移动平台；本发明的方法首先进行直达波信号提纯，获取参考信号；然后对接收天线阵列进行幅相校准；接着在时域内进行预滤波处理，滤除直达波和近距离地杂波或海杂波；在空时域内进行滤波处理，滤除剩余空时耦合地杂波或海杂波；最后进行杂波特性分析及距离多普勒二维计算，完成目标检测。本发明可以弥补地基雷达存在的低空盲区，可实现快速机动部署，杂波得到较好抑制，提高了目标检测性能。

Description

一种数字电视信号移动平台无源雷达系统及信号处理方法

技术领域

本发明属于无源雷达领域，涉及一种数字电视信号移动平台无源雷达系统及信号处理方法。

背景技术

随着电子信息技术尤其是各种反雷达侦察技术的快速发展，在现代高技术战争条件下，人们对雷达提出了更多的要求。不仅需要高性能的目标探测跟踪和抗干扰等能力，而且更应该具备很强的隐身与生存能力。而无源雷达以其特有的优势成为当今雷达领域的研究热点。另外，自从上世纪90年代以来，随着数字广播、数字电视及数字通信网络等在全球兴起，相关系统逐步从模拟制式向数字制式转换，基于数字广播电视信号的无源雷达逐步成为研究热点。

无源雷达利用第三方发射的电磁信号对目标进行探测、跟踪和定位，具有绿色环保、隐蔽性好、抗干扰能力强等诸多优势。目前，国内外对无源雷达的研究主要集中于地基固定平台。基于地基固定平台的无源雷达，由于高度贴近地面，电磁波很容易受到地形起伏及建筑物等的遮挡，影响雷达探测性能。且由于接收平台固定，系统的机动性较差，不利于快速机动部署。

发明内容

为了解决上述的问题，本发明提出一种数字电视信号移动平台无源雷达系统及信号处理方法。

本发明的系统所采用的技术方案是：一种数字电视信号移动平台无源雷达系统，其特征在于：包括接收天线阵列、由信号模拟接收组件组成的多通道模拟前端、由信号采集组件组成的信号采集设备、由信号处理组件组成的信号处理设备、由信号存储组件组成的信号存储设备以及移动平台；所述的接收天线阵列采用垂直极化天线，接收目标回波、直达波及多径杂波；所述的多通道模拟前端对经由接收天线阵列接收的信号进行混频、放大滤波；所述的信号采集设备对经由多通道模拟前端输出的信号进行中频采样、数字下变频，输出多通道基带I/Q信号；经由信号采集设备输出的基带I/Q信号传输到所述的信号处理设备进行实时处理，或者传输到所述的信号存储设备进行保存供离线分析；所述的接收天线阵列、多通道模拟前端、信号采集设备、信号处理设备、信号存储设备均装载在所述的移动平台上。

作为优选，所述的移动平台为汽车、轮船、飞机或飞艇。

作为优选，根据所述的接收天线阵列轴线方向和移动平台运动方向夹角关系，所述的移动平台无源雷达系统的目标探测模式能够按需要设置为以下模式：

(1)正侧视探测模式，此时；

(2)前视探测模式，此时；

(3)斜视探测模式，此时为其他任意角。

本发明的处理方法所采用的技术方案是：一种数字电视信号移动平台无源雷达信号处理方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1：进行直达波信号提纯，获取匹配处理所需的参考信号；

步骤2：对接收天线阵列进行幅相校准；

步骤3：在时域内进行预滤波处理，滤除直达波和近距离地杂波或海杂波；

步骤4：在空时域内进行滤波处理，滤除剩余空时耦合地杂波或海杂波；

步骤5：进行杂波特性分析及距离多普勒二维计算，完成目标检测。

作为优选，步骤3中所述的在时域内进行预滤波处理，滤除直达波和近距离地杂波或海杂波，其具体实现包括以下子步骤：

步骤3.1：将长度为L的监测信号分成b块，第i块监测信号可表示为： $s_{\mathrm{surv}}^i={[s_{\mathrm{surv}}^{\′}({\mathrm{iL}}_B+1),s_{\mathrm{surv}}^{\′}({\mathrm{iL}}_B+2),...,s_{\mathrm{surv}}^{\′}\left(\right[(i+1)L_B\left]\right)]}^T$ ，其中L_B为每块监测信号的长度，i＝0,1,2...b-1；

步骤3.2：将长度为L+M_f-1的参考信号分成b块，其中M_f为滤波阶数，第i块参考信号表示为： $s_{\mathrm{ref}}^i={[s_{\mathrm{ref}}({\mathrm{iL}}_B-M_f+2),...,s_{\mathrm{ref}}\left({\mathrm{iL}}_B\right),...,s_{\mathrm{ref}}\left(\right[(i+1)L_B\left]\right)]}^T$ ，

则第i块参考信号的构造矩阵X_i为：

步骤3.3：对构造矩阵X_i进行扩展，扩展后的构造矩阵为：

Y_i＝[D₁X_i,D₂X_i,…,D_gX_i]

D_g＝diag(exp(j2πf_gT_sam),exp(j2πf_g2T_sam),…,exp(j2πf_gL_BT_sam))

其中T_sam为采样周期，f_g为杂波扩展多普勒频率，j为虚数单位；

步骤3.4：经时域预滤波后的结果为：

$s_{\mathrm{ECA}-B\_\mathrm{new}}=\left[\begin{array}{c}{s}_{\mathrm{ECA}-B\_\mathrm{new}}^0\\ s_{\mathrm{ECA}-B\_\mathrm{new}}^1\\ .\\ .\\ .\\ s_{\mathrm{ECA}-B\_\mathrm{new}}^{b-1}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{s}_{\mathrm{surv}}^0-Y_0{\left(Y_0^H{Y}_0\right)}^{-1}{Y}_0^H{s}_{\mathrm{surv}}^0\\ s_{\mathrm{surv}}^1-Y_1{\left(Y_1^H{Y}_1\right)}^{-1}{Y}_1^H{s}_{\mathrm{surv}}^1\\ .\\ .\\ .\\ s_{\mathrm{surv}}^{b-1}-Y_{b-1}{\left(Y_{b-1}^H{Y}_{b-1}\right)}^{-1}{Y}_{b-1}^H{s}_{\mathrm{surv}}^{b-1}\end{array}\right]$

其中，[·]^H表示矩阵或向量的共轭转置运算。

作为优选，步骤4中所述的在空时域内进行滤波处理，滤除剩余空时耦合地杂波或海杂波，其具体实现包括以下子步骤：

步骤4.1：将每个通道所采集的连续波信号分成L_sub段，构造L_sub×N行、N_sub列的空时维数据X_st，其中N为通道数，N_sub为快时间维采样数；

步骤4.2：计算空时维数据协方差估计R，并进行空时维投影，投影后所得信号可表示为：

Z(t)＝W_opt ^HX_st(t)

$W_{\mathrm{opt}}=\frac{R^{-1}S}{S^H{R}^{-1}S}$

其中X_st(t)为所构造的空时维数据在t时刻采样，为空间导向矢量，为时间导向矢量，表示kronecker积。

与现有技术相比，本发明除具备传统地基无源雷达绿色环保、隐蔽性好、抗干扰能力强等优势外，还呈现出以下优点：

(1)由于接收平台升高，系统具有‘高瞻远瞩’的优势，雷达作用距离不受地球曲率和地形遮挡的影响，可以弥补地基雷达存在的低空盲区；

(2)由于平台可移动，可实现快速机动部署，系统的机动性将会大大提高；

(3)采用时域和空时域级联杂波抑制方法，杂波得到较好抑制，提高了目标检测性能。

附图说明

图1：为本发明实施例的总的系统框图；

图2：为本发明实施例的无源雷达系统结构图；

图3-1：为本发明实施例的探测模式示意图的正侧视探测模式；

图3-2：为本发明实施例的探测模式示意图的前视探测模式；

图4：为本发明实施例的信号处理流程图；

图5：为本发明实施例中正侧视探测模式下距离多普勒谱；

图6：为本发明实施例中前视探测模式下距离多普勒谱；

图7：为本发明实施例中正侧视探测模式下空时功率谱；

图8：为本发明实施例中前视探测模式下空时功率谱；

图9：为本发明实施例中正侧视探测模式下两种杂波抑制方法的改善因子对比；

图10：为本发明实施例中前视探测模式下两种杂波抑制方法的改善因子对比；

图11：为本发明实施例中正侧视探测模式下经时域预滤波后空时功率谱；

图12：为本发明实施例中前视探测模式下经时域预滤波后空时功率谱；

图13：为本发明实施例中正侧视探测模式下经联合处理后距离谱；

图14：为本发明实施例中前视探测模式下经联合处理后距离谱。

具体实施方式

为了便于本领域普通技术人员理解和实施本发明，下面结合附图及实施例对本发明作进一步的详细描述，应当理解，此处所描述的实施示例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。

本实施例中，所利用的照射源为武汉地区的CMMB信号。CMMB信号中心频率为658MHz，带宽为8MHz，采用单频网广播技术，包括至少10个发射站。

请见图1，为本发明实施例的总的系统框图。本实施例中包括3个数字电视信号发射站，1个目标，基于移动平台的接收系统。接收系统采集参考信号和监测信号。经信号处理后，一方面计算杂波空时功率谱，分析杂波特性；一方面完成目标检测。

请见图2，为本发明实施例的无源雷达系统结构图。本实施例的一种数字电视信号移动平台无源雷达系统，包括接收天线阵列、由信号模拟接收组件组成的多通道模拟前端、由信号采集组件组成的信号采集设备、由信号处理组件组成的信号处理设备、由信号存储组件组成的信号存储设备以及移动平台；接收天线阵列采用8元微带阵子均匀天线阵列，阵元增益7dB，阵元间距为0.2m。在系统工作过程中，一方面利用指向目标方向的信号做监测信号，一方面利用直达波信号获得的重构信号做参考信号；多通道模拟前端对经由天线接收的信号进行混频、放大滤波，得到60MHz中频输出；信号采集设备对经由模拟前端输出的信号进行中频采样，采样率为80MHz，然后进行数字下变频，输出多通道基带I/Q信号；信号处理设备利用由信号采集设备输出的基带I/Q信号进行实时处理，或者传输到信号存储设备进行保存供离线分析。接收天线阵列、多通道模拟前端、信号采集设备、信号处理设备、信号存储设备均装载在移动平台上。

本实施例中，所用移动平台为一载重量2吨的中型货车，平台移动速度为7m/s。本实施例采用的移动平台为货车，这并不是对本发明的限定，事实上，本发明的移动平台可以为轮船、飞机或飞艇。

请见图3，为本发明的系统探测模式示意图，其中图3-1为正侧视探测模式，图3-2为前视探测模式。根据接收天线阵列轴线方向和移动平台运动方向夹角关系，移动平台无源雷达系统的目标探测模式能够按需要设置为以下模式：

(1)正侧视探测模式，此时；

(2)前视探测模式，此时；

(3)斜视探测模式，此时为其他任意角。

请见图4，为本发明实施例的基于数字电视信号的移动平台无源雷达信号处理方法，包括以下步骤：

步骤1：进行直达波信号提纯，获取匹配处理所需的参考信号；本实施例中，此步骤利用万显荣和岑博提出的方法(中国移动多媒体广播外辐射源雷达参考信号获取方法研究，电子与信息学报，2012，V34(2)，pp.338-343)。

步骤2：对接收天线阵列进行幅相校准。本实施例中，此步骤是通过辅助信号源完成的。在阵列前方较远距离处利用信号源发射单频信号(658MHz)，多通道接收机获取阵列信号，通过FFT运算获取单频信号幅度和相位。扣除阵列空间相位差，即可得到阵列补偿信息。

步骤3：在时域内进行预滤波处理，滤除直达波和近距离地杂波或海杂波；其具体实现包括以下子步骤：

步骤3.1：取出40个时隙长度的监测数据，每个时隙依次抑制。第一个时隙有用数据长度为245496个采样点，分成12段，则每段数据长度为20458。依次类推。第i(i＝0,1,2...b-1)块监测信号可表示为： $s_{\mathrm{surv}}^i={[s_{\mathrm{surv}}^{\′}({\mathrm{iL}}_B+1),s_{\mathrm{surv}}^{\′}({\mathrm{iL}}_B+2),...,s_{\mathrm{surv}}^{\′}\left(\right[(i+1)L_B\left]\right)]}^T$ ，其中L_B为每块监测信号的长度；

步骤3.2：参考信号的取值和分段方法同步骤1中监测信号相同，只是在每段数据前比监测多取149点数据，以完成150阶时域滤波投影矩阵的构造，第i块(i＝0,1,2...b-1)参考信号表示为： $s_{\mathrm{ref}}^i={[s_{\mathrm{ref}}({\mathrm{iL}}_B-M_f+2),...,s_{\mathrm{ref}}\left({\mathrm{iL}}_B\right),...,s_{\mathrm{ref}}\left(\right[(i+1)L_B\left]\right)]}^T$ ，

则第i块参考信号的构造矩阵为：

步骤3.3：因多普勒发生扩展，要抑制掉非零频处杂波，需要对构造矩阵X_i进行扩展，扩展后的构造矩阵为：

Y_i＝[D₁X_i,D₂X_i,…,D_gX_i]

D_g＝diag(exp(j2πf_gT_sam),exp(j2πf_g2T_sam),…,exp(j2πf_gL_BT_sam))

其中T_sam＝10^-7s为采样周期，f_g为杂波扩展多普勒频率，j为虚数单位；

步骤3.4：经时域预滤波后的结果为：

$s_{\mathrm{ECA}-B\_\mathrm{new}}=\left[\begin{array}{c}{s}_{\mathrm{ECA}-B\_\mathrm{new}}^0\\ s_{\mathrm{ECA}-B\_\mathrm{new}}^1\\ .\\ .\\ .\\ s_{\mathrm{ECA}-B\_\mathrm{new}}^{b-1}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{s}_{\mathrm{surv}}^0-Y_0{\left(Y_0^H{Y}_0\right)}^{-1}{Y}_0^H{s}_{\mathrm{surv}}^0\\ s_{\mathrm{surv}}^1-Y_1{\left(Y_1^H{Y}_1\right)}^{-1}{Y}_1^H{s}_{\mathrm{surv}}^1\\ .\\ .\\ .\\ s_{\mathrm{surv}}^{b-1}-Y_{b-1}{\left(Y_{b-1}^H{Y}_{b-1}\right)}^{-1}{Y}_{b-1}^H{s}_{\mathrm{surv}}^{b-1}\end{array}\right]$

其中，[·]^H表示矩阵或向量的共轭转置运算；

步骤4：在空时域内进行滤波处理，滤除剩余空时耦合地杂波或海杂波；其具体实现包括以下子步骤：

步骤4.1：将每个通道所采集的连续波信号分成40段，构造320×1000的空时维数据X_st。

步骤4.2：计算空时维数据协方差估计R，并进行空时维投影，投影后所得信号可表示为：

Z(t)＝W_opt ^HX_st(t)

$W_{\mathrm{opt}}=\frac{R^{-1}S}{S^H{R}^{-1}S}$

$S=S_s\⊗S_t$

其中X_st(t)为所构造的空时维数据在t时刻采样，为空间导向矢量，为时间导向矢量，表示kronecker积。

步骤5：进行杂波特性分析及距离多普勒二维计算，完成目标检测。本实施例中，杂波特性主要分析的是杂波信号的空时二维功率谱，计算公式如下：

$P=\frac{1}{S^H{R}^{-1}S}$

距离多普勒计算具体实现如下：

1)对参考信号进行波形修正，可利用万显荣和岑博提出的方法(基于CMMB的外辐射源雷达信号模糊函数分析与处理，电子与信息学报，2011，V33(10)，pp.2489-2493)。

2)参考信号与监测信号在时间维做匹配处理得距离谱，然后在多普勒维做匹配处理即可得到距离多普勒谱。

本发明实施例的效果可通过基于CMMB信号的移动平台外场实验进一步说明。

分别选取正侧视探测模式和前视探测模式各一组实测数据进行详细说明。为了便于对杂波抑制性能进行比较分析，分别在两组数据的第300距离元(对应双基地距离9km)注入信杂噪比为-70dB的动目标信号，目标方位角为30°，第一组数据目标多普勒频率为-5Hz，第二组数据目标多普勒频率为4Hz，保证所注入目标均位于主杂波区。

请见图5，为本发明实施例的工作于正侧视探测模式下监测信号的距离多普勒谱。其明显特征是直达波和多径杂波在多普勒维发生严重扩展，这是由于平台移动引起的。与地基无源雷达中直达波和多径杂波处于零频处明显不同。

请见图6，为本发明实施例的工作于前视探测模式下监测信号的距离多普勒谱。与图5相同的是信号在多普勒维发生严重扩展，不同的是，其扩展只在正的多普勒范围，这是由于前视探测模式下天线前瓣所接收信号与平台运动方向做相对接近运动(后瓣增益较小，可忽略)，从而只产生正多普勒频移。

请见图7，为本发明实施例的工作于正侧视探测模式下监测信号的空时功率谱。其明显特征是在空时二维平面内呈斜率为1的线性带状分布。CMMB广播为单频网结构，来自于不同方向照射源的直达波在空时二维谱上以多普勒脊的形式显现。

请见图8，为本发明实施例的工作于前视探测模式下监测信号的空时功率谱。其明显特征是在空时二维平面内呈半圆带状分布，来自于不同方向照射源的直达波在空时二维谱上以多普勒脊的形式显现。

请见图9，为本发明实施例的正侧视探测模式下两种杂波抑制方法的改善因子对比。由图可见，对于正侧视模式，本文所用杂波抑制方法比直接STAP杂波抑制方法有平均10dB左右的性能提升，且主杂波区凹口变得更窄。

请见图10，为本发明实施例的前视探测模式下两种杂波抑制方法的改善因子对比。由图可见，对于前视模式，本文所用杂波抑制方法比直接STAP杂波抑制方法在副瓣区有大约5dB的性能改善，在主瓣区一些频率处的性能改善达到20dB左右，且主杂波区凹口变得更窄。

请见图11，为本发明实施例的正侧视探测模式下各通道经时域预滤波后剩余信号的空时功率谱。直达波和近距离强地杂波或海杂波被滤除，在空时二维谱上直达波多普勒脊消除，且基底下降25-30dB。

请见图12，为本发明实施例的前视探测模式下各通道经时域预滤波后剩余信号的空时功率谱。直达波和近距离强地杂波或海杂波被滤除，在空时二维谱上直达波多普勒脊消除，且基底下降20-25dB。

请见图13，为本发明实施例的正侧视探测模式下数据利用本发明中联合杂波抑制方法处理后所得距离谱。可见在相应位置处目标显现。所得目标信噪比比直接利用STAP方法高出15-20dB。验证了该方法的有效性，同时从实验角度验证了基于移动平台无源雷达目标探测方案的可行性。

请见图14，为本发明实施例的前视探测模式下数据利用本发明中联合杂波抑制方法处理后所得距离谱。可见在相应位置处目标显现。所得目标信噪比比直接利用STAP方法高出10-15dB。验证了该方法的有效性，同时从实验角度验证了基于移动平台无源雷达目标探测方案的可行性。

应当理解的是，本说明书未详细阐述的部分均属于现有技术。

应当理解的是，上述针对较佳实施例的描述较为详细，并不能因此而认为是对本发明专利保护范围的限制，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明权利要求所保护的范围情况下，还可以做出替换或变形，均落入本发明的保护范围之内，本发明的请求保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (6)

1.一种数字电视信号移动平台无源雷达系统，其特征在于：包括接收天线阵列、由信号模拟接收组件组成的多通道模拟前端、由信号采集组件组成的信号采集设备、由信号处理组件组成的信号处理设备、由信号存储组件组成的信号存储设备以及移动平台；

所述的接收天线阵列采用垂直极化天线，接收目标回波、直达波及多径杂波；所述的多通道模拟前端对经由接收天线阵列接收的信号进行混频、放大滤波；所述的信号采集设备对经由多通道模拟前端输出的信号进行中频采样、数字下变频，输出多通道基带I/Q信号；经由信号采集设备输出的基带I/Q信号传输到所述的信号处理设备进行实时处理，或者传输到所述的信号存储设备进行保存供离线分析；所述的接收天线阵列、多通道模拟前端、信号采集设备、信号处理设备、信号存储设备均装载在所述的移动平台上。

2.根据权利要求1所述的数字电视信号移动平台无源雷达系统，其特征在于：所述的移动平台为汽车、轮船、飞机或飞艇。

3.根据权利要求1所述的数字电视信号移动平台无源雷达系统，其特征在于：根据所述的接收天线阵列轴线方向和移动平台运动方向夹角关系，所述的移动平台无源雷达系统的目标探测模式能够按需要设置为以下模式：

(1)正侧视探测模式，此时；

(2)前视探测模式，此时；

(3)斜视探测模式，此时为其他任意角。

4.一种数字电视信号移动平台无源雷达信号处理方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1：进行直达波信号提纯，获取匹配处理所需的参考信号；

步骤2：对接收天线阵列进行幅相校准；

步骤3：在时域内进行预滤波处理，滤除直达波和近距离地杂波或海杂波；

步骤4：在空时域内进行滤波处理，滤除剩余空时耦合地杂波或海杂波；

步骤5：进行杂波特性分析及距离多普勒二维计算，完成目标检测。

5.根据权利要求4所述的数字电视信号移动平台无源雷达信号处理方法，其特征在于：步骤3中所述的在时域内进行预滤波处理，滤除直达波和近距离地杂波或海杂波，其具体实现包括以下子步骤：

步骤3.1：将长度为L的监测信号分成b块，第i块监测信号可表示为： $s_{\mathrm{surv}}^i={[s_{\mathrm{surv}}^{\′}({\mathrm{iL}}_B+1),s_{\mathrm{surv}}^{\′}({\mathrm{iL}}_B+2),...,s_{\mathrm{surv}}^{\′}\left(\right[(i+1)L_B\left]\right)]}^T$ ，其中L_B为每块监测信号的长度，i＝0,1,2...b-1；

步骤3.2：将长度为L+M_f-1的参考信号分成b块，其中M_f为滤波阶数，第i块参考信号表示为： $s_{\mathrm{ref}}^i={[s_{\mathrm{ref}}({\mathrm{iL}}_B-M_f+2),...,s_{\mathrm{ref}}\left({\mathrm{iL}}_B\right),...,s_{\mathrm{ref}}\left(\right[(i+1)L_B\left]\right)]}^T$ ,则第i块参考信号的构造矩阵X_i为：

步骤3.3：对构造矩阵X_i进行扩展，扩展后的构造矩阵为：

Y_i＝[D₁X_i,D₂X_i,…,D_gX_i]

D_g＝diag(exp(j2πf_gT_sam),exp(j2πf_g2T_sam),…,exp(j2πf_gL_BT_sam))

其中T_sam为采样周期，f_g为杂波扩展多普勒频率，j为虚数单位；

步骤3.4：经时域预滤波后的结果为：

$s_{\mathrm{ECA}-B\_\mathrm{new}}=\left[\begin{array}{c}{s}_{\mathrm{ECA}-B\_\mathrm{new}}^0\\ s_{\mathrm{ECA}-B\_\mathrm{new}}^1\\ .\\ .\\ .\\ s_{\mathrm{ECA}-B\_\mathrm{new}}^{b-1}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{s}_{\mathrm{surv}}^0-Y_0{\left(Y_0^H{Y}_0\right)}^{-1}{Y}_0^H{s}_{\mathrm{surv}}^0\\ s_{\mathrm{surv}}^1-Y_1{\left(Y_1^H{Y}_1\right)}^{-1}{Y}_1^H{s}_{\mathrm{surv}}^1\\ .\\ .\\ .\\ s_{\mathrm{surv}}^{b-1}-Y_{b-1}{\left(Y_{b-1}^H{Y}_{b-1}\right)}^{-1}{Y}_{b-1}^H{s}_{\mathrm{surv}}^{b-1}\end{array}\right]$

其中，[·]^H表示矩阵或向量的共轭转置运算。

6.根据权利要求4所述的数字电视信号移动平台无源雷达信号处理方法，其特征在于：步骤4中所述的在空时域内进行滤波处理，滤除剩余空时耦合地杂波或海杂波，其具体实现包括以下子步骤：

步骤4.1：将每个通道所采集的连续波信号分成L_sub段，构造L_sub×N行、N_sub列的空时维数据X_st，其中N为通道数，N_sub为快时间维采样数；

步骤4.2：计算空时维数据协方差估计R，并进行空时维投影，投影后所得信号可表示为：

Z(t)＝W_opt ^HX_st(t)

$W_{\mathrm{opt}}=\frac{R^{-1}S}{S^H{R}^{-1}S}$

$S=S_s\⊗S_t$

其中X_st(t)为所构造的空时维数据在t时刻采样，为空间导向矢量，为时间导向矢量，表示kronecker积。