CN108896976A - 一种用于多频道外辐射源雷达的相参处理方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于外辐射源雷达定位技术领域，涉及一种用于多频道外辐射源雷达的相参处理方法。本发明为一种基于多信号融合的外辐射源微弱目标定位的方法，将接收到的多路回波信号与直达波信号经FDPC处理完成频域脉冲压缩；再对慢时间维做Keystone变换，以消除距离徙动；最后首先通过补偿各信号间的频差相，实现非相干合成，再通过非相干合成输出构造其余补偿项进行反馈，最后实现多频道输出的相参合成，使得输出信号的幅度可以得到N倍的改善。在各频道发射功率相同的情况下，输出信噪比近似可改善10lgNdB。计算机仿真表明本发明可获得系统性能的显著提升，能有效改善目标检测信噪比。

Description

一种用于多频道外辐射源雷达的相参处理方法

技术领域

本发明属于外辐射源雷达定位技术领域，涉及一种用于多频道外辐射源雷达的相参处理方法，更具体的说是涉及基于多频道DVB-S信号的多频道外辐射源雷达相参处理方法。

背景技术

外辐射源雷达，又称无源雷达，是一种自身不发射电磁波信号，而通过利用现有的广播、电视、基站等信号作为照射源的被动雷达系统，具有抗低空突防、生存能力强及反隐身等优点，是目前国内研究的热点之一。现有的外辐射源雷达系统多采用单照射源信号，可利用的信号功率有限、作用距离、定位精度和检测性能等均受到限制。为此，拓展照射源个数，增加可利用的信号功率以改善系统的检测性能，成为外辐射源雷达的一个重要发展方向。

发明内容

本发明的目的是为解决由于单照射源功率有限，造成作用距离、定位精度和检测性能受限的问题，研究了基于多个电视卫星信号转发器信号的多频道外辐射源雷达相参处理技术，提出了实现基于多个电视卫星转发器DVB-S信号的相参合成的原理和方法。

为了便于理解，首先对DVB-S信号进行说明：

DVB-S信号是基于卫星的数字视频广播传输系统，它规定了卫星数字广播调制标准。目前DVB-S己成为国际上的主流标准，几乎为所有的卫星广播数字电视系统所采用。DVB-S信号采用QPSK调制方式，信号形式可以表示为：

其中，T是QPSK信号的符号速率的倒数，g(t)是滚进系数为α的平方根升余弦滚进滤波器的冲击响应，其持续时间为T；另外，α通常取值为0.35。ω₀为载波角频率，为第n个符号的相位，N是符号个数。对于DVB-S的复信号可以表示为：

本发明技术方案如下：

步骤1：假设飞行目标位于空间位置O处，依水平方向按照速度v匀速飞行。在t时刻，飞行目标位置为O'。设发射方距飞行目标距离为R_T(t)，飞行目标距接收方距离为R_R(t)。

对于目标回波信号传播路径为R(t)＝R_T(t)+R_R(t)，其时延与多普勒频率可表示为：

其中，λ表示发射信号的波长，c为光速。

对时延项τ_r在t＝0处进行泰勒级数展开，并忽略二阶项及高阶项得到：

τ_r(t)≈τ_r0+a_τt

其中，τ_r0为初始时延，a_τ为时延变化率。

步骤2：设卫星采用N个转发器发射N个卫星电视信号，第i个转发器的发射信号可表示为：

其中，u_i(t)为发送的DVB-S卫星信号；f_ci为载波频率；为发射初相；φ_ti为发射通道间的空间相位差，与信号载频f_ci、转发器排列方式和目标角度有关。

将飞行目标近似为点源目标，则发射信号经点源目标反射后，到达接收天线，则回波信号可表示为：

其中，N为卫星电视信号个数。

由步骤1可知，回波信号与参考信号存在τ_r(t)的时延，则第i路回波信号可表示为：

令f_di＝-f_cia_τ，为第i路回波信号对目标的多普勒频移，则回波信号可表示为：

同理，N路发射信号直接到达接收天线的信号称为直达波信号(或参考信号)，可表示为：

其中，为信号由卫星传输到接收天线的时间延迟；φ_di为直达波信号间的空间相位差。

步骤3：对接收到的回波信号与直达波信号做混频分离，分别得到N路混频分离后的基带回波信号与直达波信号，可表示为：

与

其中下标i＝1,2,...N。

步骤4：对于长时间相参积累，直接通过定义来计算模糊函数，计算复杂度高，为简化复杂度，本方法中采用频域脉冲压缩(FDPC)的方法实现模糊函数的计算，下面简述FDPC的处理步骤。

首先将直达波信号与回波信号重构为二维数据矩阵，分为M段，每段长度为N，并将长度扩展N_d(一般取N_d＝N)，即每段长度为N+N_d。我们将段内时间称为快时间t_f，段间时间称为慢时间t_m。其中，直达波信号拓展N_d长的0向量；回波信号拓展N_d长的数据向量。

其次，假设一个脉冲内(快时间)的相位变化是可以忽略的，则可将回波信号用快、慢时间t_f、t_m表示为：

对快时间维做傅氏变换，则上式可表示为：

其中，为信号包络的傅氏变换。

最后将两信号共轭相乘，得到：

S_i(f,t_m)＝|U_im(f)|²exp(-j2π(f_ci+f)τ₀)

×exp(-j2π(f_ci+f)a_τt_m)exp(-j(φ_ti-φ_di))

其中，τ₀＝τ_r0-τ_d，为回波信号相对于直达波信号的初始相对时延。

步骤5：由步骤4中所得数据矩阵S_i(f,t_m)可知，其第一个指数项表示目标的初始位置，第二个指数项可以分解为exp(-j2πf_cia_τt_m)exp(-j2πfa_τt_m)；其中，第一个指数项表示由多普勒效应引起的载波相位变化，第二个指数项则表示相邻段间的相位变化引起的，由于存在相邻段间的相位变化，也就导致了相邻段间的包络平移，产生了距离徙动。

为补偿距离徙动对探测运动目标的影响，本方法中采用Keystone变换来补偿距离徙动。

Keystone变换定义为：

其中，f为脉冲内(快时间维)频率，t'_m为引入的新变量，虚拟慢时间维。则引入Keystone变换后，数据矩阵S_i(f,t_m)可表示为：

S_i(f,t'_m)＝|U_im(f)|²exp(-j2π(f_ci+f)τ₀)

×exp(-j2πf_cia_τt'_m)exp(-j(φ_ti-φ_di))

再对该式在快时间维上做傅氏逆变换，得：

S_ci(t_f,t'_m)＝u_I__im(t_f-τ₀)exp(-j2πf_ciτ₀)

×exp(-j2πf_cia_τt'_m)exp(-j(φ_ti-φ_di))

其中，u_{I_im}(t_f)＝IFFT{|U_im(f)|²}，上式表明已消除距离徙动。

在仿真中，对于Keystone变换有DFT+IFFT法、CZT+IFFT法以及SINC插值法，本方法中采用CZT+IFFT法实现Keystone变换。

具体实现步骤：

(1)用M表示雷达接收回波的脉冲数，选取满足条件L≥2M-1且L为2的整数次幂的最小整数，并令θ₀＝0，A₀＝W₀＝1，则有

(2)生成L点序列g(n)和h(n)，并进行FFT变换得到G(k)和H(k),即：

(3)并取v(n)的前M点作为权值，可得

(4)距离徙动补偿后的信号频谱为Z(f,n')＝IFFT[X(z_n)]。

步骤6：由步骤5知，当数据矩阵S_i(f,t_m)经Keystone变换与快时间维IFFT变换后，各通道输出的信号存在不同的相位项，它是影响各通道信号相参合成的关键因素，其表示为：

ε_i＝exp(-j2πf_ciτ₀)exp(-j2πf_cia_τt'_m)exp(-j(φ_ti-φ_di))

令ε_i中各项为：

ε_i1＝exp(-j2πf_ciτ₀)

ε_i2＝exp(-j2πf_cia_τt'_m)

ε_i3＝exp(-j(φ_ti-φ_di))

其中，ε_i1为不同载波对应目标距离延迟，ε_i2为不同载波对应多普勒频移，ε_i3是照射源卫星转发器空间相位差导致的相位项，在已知阵列几何结构和坐标位置的情况下，可以直接进行补偿。则ε_i1，ε_i2两个因子均与不同通道的载波频率有关，是影响信号相参合成最核心的因素，必须进行有效补偿。

对于不同通道的载波频率f_ci，我们假定第一路信号载波频率为f_c1，则其余通道的载波频率可表示为：

f_ci＝f_c1+△f_ci

其中，△f_ci为其余通道载波频率与第一路载波频率的差值，且有△f_di＝-△f_cia_τ，它是由信号频差决定的多普勒频率差。则上述ε_ij可改写为：

ε_i1＝exp(-j2π(f_c1+△f_ci)τ₀)

ε_i2＝exp(j2π(f_d1+△f_di)t'_m)

对于不同通道，可以根据频差构造补偿项：

H_1i＝exp(j2π△f_iτ₀)

H_2i＝exp(j2π△f_dit'_m)

H_3i＝ε_i3 ^-1

则对于不同的频道，可以直接根据频差构造补偿项：

H_2i＝exp(j2π△f_dit'_m)

H_3i＝ε_i3 ^-1

通过上述构造的补偿项对各通道输出进行补偿，可得：

S_cpi(t_f,t'_m)＝S_ci(t_f,t'_m)H_2iH_3i

＝u_{I_im}(t_f-τ₀)exp(-j2πf_ciτ₀)exp(j2πf_d1t'_m)

最后沿慢时间维做FFT，对每一路信号进行非相干积累(取模相加)。通过补偿多普勒频差，再对多路信号的幅度谱进行非相干积累能够有效抑制虚警。对非相干合成后的RD谱进行检测，估计出和从而可以构造相位补偿项和H_2i再反馈给前级，其中T_p为系统时延，为时延变化率。反馈后信号进行相位补偿处理，在对多路信号相加再求模平方实现相参积累，实现噪声抑制和信号增强的效果，达到更好的检测性能，即可实现N路信号的相参合成：

取模后，得：

本发明的有益效果为，使得输出信号的幅度可以得到N倍的改善；在各频道发射功率相同的情况下，输出信噪比近似可改善10lgNdB，计算机仿真表明本发明可获得系统性能的显著提升，能有效改善目标检测信噪比。

附图说明

图1是本发明基于多信号融合的外辐射源微弱目标定位的一种具体实施方式流程图；

图2是实施例中，卫星电视信号外辐射源雷达示意图；

图3是实施例中，频域脉冲压缩(FDPC)的具体实施步骤；

图4是实施例中，CZT变换的具体实施步骤；

图5是实施例中，单个通道输出的距离向与多普勒向信息图；

图6是实施例中，多个通道相参融合输出的距离向与多普勒向信息图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明进行详细的描述

实施例

本实施例的目的是将多个信号相参融合以提升外辐射源定位的目标检测信噪比的，图1是本发明基于多信号融合的外辐射源微弱目标定位的一种具体实施方式流程图。如图1所示，本例包括以下步骤：

步骤1：假设飞行目标位于空间位置O处，本次实施为O位于距接收站距离600m，依水平方向按照速度v匀速飞行，本次实施时延变化率a_τ＝2.5×10^-5。

根据上列假设条件，可求得初始相对时延τ₀＝2μs。

步骤2：设卫星采用N个转发器发射N个卫星电视信号，此次实施为N＝5，第i个转发器的发射信号可表示为：

其中，u_i(t)为发送的DVB-S卫星信号；f_ci为载波频率，为方便仿真验证，此次实施为f_ci＝[500MHz,540MHz,580MHz,620MHz,660MHz]；为发射初相；φ_ti为发射通道间的空间相位差，与信号载频f_ci、转发器排列方式和目标角度有关。

将飞行目标近似为点源目标，则发射信号经点源目标反射后，到达接收天线，则回波信号可表示为：

由步骤1可知，回波信号与参考信号存在τ(t)的相对时延，则第i路回波信号可表示为：

令f_di＝-f_cia_τ，则在本次实施中由步骤1中给出的时延变化率及载波值有理论多普勒频移为f_di＝[12500Hz,13500Hz,14500Hz,15500Hz,16500Hz]；第i路回波信号对目标的多普勒频移，则回波信号可表示为：

同理，N路发射信号直接到达接收天线的信号称为直达波信号(或参考信号)，忽略直达波的传播时延，可表示为：

其中，φ_di为直达波信号间的空间相位差。

步骤3：对接收到的回波信号与直达波信号做混频分离，分别得到N路混频分离后的基带回波信号与直达波信号，可表示为：

与

其中下标i＝1,2,...N。

步骤4：对于长时间相参积累，直接通过定义来计算模糊函数，计算复杂度高，为简化复杂度，本方法中采用频域脉冲压缩(FDPC)的方法实现模糊函数的计算，如图3流程图所示，下面简述FDPC的处理步骤。

首先将直达波信号与回波信号均重构为二维数据矩阵，分为M段，本次实施M＝5500，每段长度为N，本次实施为N＝1000，并将长度扩展N_d(一般取N_d＝N)，即每段长度为N+N_d。我们将段内时间称为快时间t_f，段间时间称为慢时间t_m。其中，直达波信号拓展N_d长的0向量；回波信号拓展N_d长的数据向量。假定积累时间为T，本次实施为T＝100ms。

其次，假设一个脉冲内(快时间)的相位变化是可以忽略的，则可将回波信号用快、慢时间t_f、t_m表示为：

之后对快时间做傅氏变换，则上式可表示为：

其中，为信号包络的傅氏变换。最后将两者共轭相乘，则可得表达式：

S_i(f,t_m)＝|U_im(f)|²exp(-j2π(f_ci+f)τ₀)

×exp(-j2π(f_ci+f)a_τt_m)exp(-j(φ_ti-φ_di))

步骤5：由步骤4中所得数据矩阵S_i(f,t_m)可知，其第一个指数项表示目标的初始位置，第二个指数项可以分解为exp(-j2πf_cia_τt_m)exp(-j2πfa_τt_m)；其中，第一个指数项表示由多普勒效应引起的载波相位变化，第二个指数项则表示相邻段间的相位变化引起的，由于存在相邻段间的相位变化，也就导致了相邻段间的包络平移，产生了距离徙动。

为补偿距离徙动对探测运动目标的影响，本方法中采用Keystone变换来补偿距离徙动。

Keystone变换定义为：

其中，f为脉冲内(快时间维)频率，t'_m为引入的新变量，虚拟慢时间维。则引入Keystone变换后，数据矩阵S_i(f,t'_m)可表示为：

S_i(f,t'_m)＝|U_im(f)|²exp(-j2π(f_ci+f)τ₀)

×exp(-j2πf_cia_τt'_m)exp(-j(φ_ti-φ_di))

再对该式在快时间维上做傅氏逆变换，得：

S_ci(t_f,t'_m)＝u_{I_im}(t_f-τ₀)exp(-j2πf_ciτ₀)

×exp(-j2πf_cia_τt'_m)exp(-j(φ_ti-φ_di))

其中，u_{I_im}(t_f)＝IFFT{|U_im(f)|²}，上式表明已消除距离徙动。

在仿真中，对于Keystone变换有：DFT+IFFT法、CZT+IFFT法以及SINC插值法，本次实施中采用CZT+IFFT法实现Keystone变换。

线性调频Z变换(CZT，Chirp-Z transform)是针对非等间隔情况下各点采样的快速算法，即采用螺线抽样的方法来求解各采样点的z变换，如图4所示CZT处理流程。

具体实现步骤：

(1)用M表示雷达接收回波的脉冲数，选取满足条件L≥2M-1且L位2的整数次幂的最小整数，并令θ₀＝0，A₀＝W₀＝1，则有

(2)生成L点序列g(n)和h(n)，并进行FFT变换得到G(k)和H(k),即：

(3)并取v(n)的前M点作为权值，可得

(4)距离徙动补偿后的信号频谱为Z(f,n')＝IFFT[X(z_n)]。

步骤6：由步骤5知，当数据矩阵S_i(f,t_m)经Keystone变换与快时间维IFFT变换后，各个通道输出的信号存在不同的相位项，它是影响各通道信号相参合成的关键因素，其表示为：

ε_i＝exp(-j2πf_ciτ₀)exp(-j2πf_cia_τt'_m)exp(-j(φ_ti-φ_di))

令ε_i中各项为：

ε_i1＝exp(-j2πf_ciτ₀)

ε_i2＝exp(-j2πf_cia_τt'_m)

ε_i3＝exp(-j(φ_ti-φ_di))

其中，ε_i1为不同载波对应目标距离延迟，ε_i2为不同载波对应多普勒频移，ε_i3是照射源卫星转发器空间相位差导致的相位项，在已知阵列几何结构和坐标位置的情况下，可以直接进行补偿，本次实施中默认已完成ε_i3项的补偿。则ε_i1，ε_i2两个因子均与不同通道的载波频率有关，是影响信号相参合成最核心的因素，必须进行有效补偿。

对于不同通道的载波频率f_ci，我们假定第一路信号载波频率为f_c1，则其余通道的载波频率可表示为：

f_ci＝f_c1+△f_ci

其中，△f_ci为其余通道载波频率与第一路载波频率的差值，且有△f_di＝-△f_cia_τ，它是由信号频差决定的多普勒频率差。则上述ε_ij可改写为：

ε_i1＝exp(-j2π(f_c1+△f_ci)τ₀)

ε_i2＝exp(j2π(f_d1+△f_di)t'_m)

对于不同通道，可以根据频差构造补偿项：

H_1i＝exp(j2π△f_iτ₀)

H_2i＝exp(j2π△f_dit'_m)

则对于不同的频道，可以直接根据频差构造补偿项：

H_2i＝exp(j2π△f_dit'_m)

通过上述构造的补偿项对各通道输出进行补偿，可得：

S_cpi(t_f,t'_m)＝S_ci(t_f,t'_m)H_2i

＝u_{I_im}(t_f-τ₀)exp(-j2πf_ciτ₀)exp(j2πf_d1t'_m)

最后沿慢时间维做FFT，对每一路信号进行非相干积累(取模相加)。通过补偿多普勒频差，再对多路信号的幅度谱进行非相干积累能够有效抑制虚警。对非相干合成后的RD谱进行检测，估计出和从而可以构造相位补偿项和H_2i再反馈给前级，其中T_p为系统时延，为时延变化率。反馈后信号进行相位补偿处理，在对多路信号相加再求模平方实现相参积累，实现噪声抑制和信号增强的效果，达到更好的检测性能，即可实现N路信号的相参合成：

取模后，得：

如图5所示，为单个通道输出的距离向与多普勒向的处理输出，输出信噪比20.2451dB，如图6所示，为5个通道相参融合后的处理输出，输出信噪比26.1720dB。相比单个通道的情况，信噪比平均改善6～7dB，与理论值10logN＝7dB吻合。

Claims (1)

1.一种用于多频道外辐射源雷达的相参处理方法，其特征在于，包括以下步骤：

S1、设飞行目标位于空间位置O处，依水平方向按照速度v匀速飞行，在t时刻，飞行目标位置为O'，设发射方距飞行目标距离为R_T(t)，飞行目标距接收方距离为R_R(t)；则目标回波信号传播路径为R(t)＝R_T(t)+R_R(t)，其时延与多普勒频率表示为：

其中，λ表示发射信号的波长，c为光速；

对时延项τ_r在t＝0处进行泰勒级数展开，并忽略二阶项及高阶项得到：

τ_r(t)≈τ_r0+a_τt

其中，τ_r0为初始时延，a_τ为时延变化率；

S2、设卫星采用N个转发器发射N个卫星电视信号，第i个转发器的发射信可表示为：

其中，u_i(t)为发送的DVB-S卫星信号；f_ci为载波频率；为发射初相；φ_ti为发射通道间的空间相位差；

将飞行目标近似为点源目标，则发射信号经点源目标反射后，到达接收天线，则回波信号表示为：

其中，N为卫星电视信号个数。

根据步骤S1可知，回波信号与参考信号存在τ_r(t)的时延，则第i路回波信号表示为：

令f_di＝-f_cia_τ，为第i路回波信号对目标的多普勒频移，则回波信号表示为：

同理，N路发射信号直接到达接收天线的信号称为直达波信号，表示为：

其中，为信号由卫星传输到接收天线的时间延迟；φ_di为直达波信号间的空间相位差；

S3、对接收到的回波信号与直达波信号做混频分离，分别得到N路混频分离后的基带回波信号与直达波信号，表示为：

与

其中下标i＝1,2,...N；

S4、对于长时间相参积累，采用频域脉冲压缩的方法实现模糊函数的计算，具体为：

S41、将直达波信号与回波信号重构为二维数据矩阵，分为M段，每段长度为N，并将长度扩展N_d，即每段长度为N+N_d，将段内时间定义为快时间t_f，段间时间定义为慢时间t_m；其中，直达波信号拓展N_d长的0向量，回波信号拓展N_d长的数据向量；

S42、设一个脉冲内的相位变化是可以忽略的，则将回波信号用快、慢时间t_f、t_m表示为：

对快时间维做傅氏变换，则上式表示为：

其中，为信号包络的傅氏变换；

S43、将两信号共轭相乘，得到：

S_i(f,t_m)＝|U_im(f)|²exp(-j2π(f_ci+f)τ₀)×exp(-j2π(f_ci+f)a_τt_m)exp(-j(φ_ti-φ_di))

其中，τ₀＝τ_r0-τ_d，为回波信号相对于直达波信号的初始相对时延；

S5、由步骤S4中所得数据矩阵S_i(f,t_m)可知，其第一个指数项表示目标的初始位置；第二个指数项分解为exp(-j2πf_cia_τt_m)exp(-j2πfa_τt_m)，第一个指数项表示由多普勒效应引起的载波相位变化，第二个指数项则表示相邻段间的相位变化引起的，由于存在相邻段间的相位变化，导致了相邻段间的包络平移，产生了距离徙动，采用Keystone变换补偿距离徙动：

Keystone变换定义为：

其中，f为脉冲内频率，t'_m为引入的变量，虚拟慢时间维；则引入Keystone变换后，数据矩阵S_i(f,t_m)表示为：

S_i(f,t'_m)＝|U_im(f)|²exp(-j2π(f_ci+f)τ₀)

×exp(-j2πf_cia_τt'_m)exp(-j(φ_ti-φ_di))

再对该式在快时间维上做傅氏逆变换，得：

S_ci(t_f,t'_m)＝u_I__im(t_f-τ₀)exp(-j2πf_ciτ₀)×exp(-j2πf_cia_τt'_m)exp(-j(φ_ti-φ_di))

其中，u_{I_im}(t_f)＝IFFT{|U_im(f)|²}，上式表明已消除距离徙动；

S6、由步骤S5知，当数据矩阵S_i(f,t_m)经Keystone变换与快时间维IFFT变换后，各通道输出的信号存在不同的相位项，它是影响各通道信号相参合成的关键因素，其表示为：

ε_i＝exp(-j2πf_ciτ₀)exp(-j2πf_cia_τt'_m)exp(-j(φ_ti-φ_di))

令ε_i中各项为：

ε_i1＝exp(-j2πf_ciτ₀)

ε_i2＝exp(-j2πf_cia_τt'_m)

ε_i3＝exp(-j(φ_ti-φ_di))

其中，ε_i1为不同载波对应目标距离延迟，ε_i2为不同载波对应多普勒频移，ε_i3是照射源卫星转发器空间相位差导致的相位项，在已知阵列几何结构和坐标位置的情况下，可以直接进行补偿；则ε_i1，ε_i2两个因子均与不同通道的载波频率有关，是影响信号相参合成最核心的因素，进行有效补偿：

对于不同通道的载波频率f_ci，设定第一路信号载波频率为f_c1，则其余通道的载波频率表示为：

f_ci＝f_c1+△f_ci

其中，△f_ci为其余通道载波频率与第一路载波频率的差值，且有△f_di＝-△f_cia_τ，由信号频差决定的多普勒频率差；则上述ε_ij可改写为：

ε_i1＝exp(-j2π(f_c1+△f_ci)τ₀)

ε_i2＝exp(j2π(f_d1+△f_di)t'_m)

对于不同通道，根据频差构造补偿项：

H_1i＝exp(j2π△f_iτ₀)

H_2i＝exp(j2π△f_dit'_m)

H_3i＝ε_i3 ^-1

则对于不同的频道，根据频差构造补偿项：

H_2i＝exp(j2π△f_dit'_m)

H_3i＝ε_i3 ^-1

通过上述构造的补偿项对各通道输出进行补偿：

S_cpi(t_f,t'_m)＝S_ci(t_f,t'_m)H_2iH_3i

＝u_{I_im}(t_f-τ₀)exp(-j2πf_ciτ₀)exp(j2πf_d1t'_m)

最后沿慢时间维做FFT，对每一路信号进行非相干积累，通过补偿多普勒频差，再对多路信号的幅度谱进行非相干积累用于抑制虚警；对非相干合成后的RD谱进行检测，估计出和从而构造相位补偿项和H_2i再反馈给前级，其中T_p为系统时延，为时延变化率；反馈后信号进行相位补偿处理，在对多路信号相加再求模平方实现相参积累，即实现N路信号的相参合成：

取模后，得：