CN103973224A - 单电容振荡器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种振荡器，包括充放电电路、第一和第二补偿电流支路及波形转换单元。充放电电路包括接电源的第一电流源、接地的第二电流源、与第一电流源连接于第一节点的PMOS开关管、与第二电流源连接于第二节点的NMOS开关管以及接地电容。PMOS开关管和NMOS开关管根据第一控制信号交替导通以控制接地电容的充放电。第一补偿电流支路用于在PMOS开关管切换为导通状态前拉低第一节点的电压，第二补偿电流支路用于在NMOS开关晶体管切换为导通状态前升高第二节点的电压。波形转换单元与接地电容相连，用于根据接地电容充放电所产生的充放电波形输出周期性的振荡方波。本发明的振荡器能够削弱充放电状态切换瞬间的电压跳变。

Description

单电容振荡器

技术领域

本发明涉及CMOS模拟电路设计，特别涉及一种单电容振荡器。

背景技术

如今的振荡器设计中，单电容RC充放电结构仍然常用。这是因为其结构清晰，原理简单。它的结构如图1所示，由两路大小相等的电流源I1、I2和两个开关M1、M2轮流控制一个电容C的充电与放电，在电容C的极板上产生一个特定频率的三角波信号。这个三角波通过波形转换单元被调整为一个方波。

如果要求频率和占空比稳定，那么这个电路有一个明显的缺陷。如图2所示，开关管M1在关断时，节点P被连接到电源，节点P的电压处于一个较高的状态。在此后的某一时间，开关管M1从关断到打开，节点P处电压与节点X处电压有较大差别，从而导致一股较大的电流冲击节点X，在波形上会导致电容C极板上的电压有一个明显的跳变，从而使频率偏离预期。另一方面，这一现象也存在于M2管开关切换的时候，而往往这两个电压的跳变并不对称，结果导致占空比偏移。

因此，需要提出一种改进的振荡器电路以改善上述问题。

发明内容

本发明的主要目的在于克服现有技术的缺陷，削弱甚至消除现有单电容振荡器设计中电流冲击所带来的电压跳变。

本发明采用如下技术方案：一种振荡器，包括充放电电路、第一补偿电流支路、第二补偿电流支路和波形转换单元。其中充放电电路包括接电源的第一电流源、接地的第二电流源、PMOS开关晶体管、NMOS开关晶体管以及与所述PMOS和NMOS开关晶体管相连的接地电容，所述PMOS开关晶体管与所述第一电流源的输出端连接于第一节点，所述NMOS开关晶体管与所述第二电流源的输入端连接于第二节点，所述PMOS开关晶体管和NMOS开关晶体管根据第一控制信号交替导通以控制所述接地电容的充放电。第一补偿电流支路用于在所述PMOS开关晶体管切换为导通状态前拉低所述第一节点的电压，其包括串联的第一晶体管及第一阻性负载，所述第一晶体管与所述第一电流源的输出端连接于所述第一节点；第二补偿电流支路用于在所述NMOS开关晶体管切换为导通状态前升高所述第二节点的电压，其包括串联的第二晶体管及第二阻性负载，所述第二晶体管与所述第二电流源的输入端连接于所述第二节点；波形转换单元与所述接地电容相连，用于根据所述接地电容充放电所产生的充放电波形输出周期性的振荡方波。

本发明优选的一种技术方案，所述第一晶体管为PMOS晶体管，所述第二晶体管为NMOS晶体管，所述第一晶体管和第二晶体管根据第二控制信号交替导通且所述第二控制信号与所述第一控制信号反相。

本发明优选的一种技术方案，所述第一阻性负载的一端接地，所述第二阻性负载的一端接电源。

本发明优选的一种技术方案，所述PMOS开关晶体管的栅极接所述第一控制信号，漏极与所述第一电流源的输出端连接于所述第一节点，源极连接所述接地电容及所述NMOS开关晶体管的漏极；所述NMOS开关晶体管的栅极接所述第一控制信号，源极与所述第二电流源连接于所述第二节点。

本发明优选的一种技术方案，所述第一阻性负载为电阻或MOS管或二极管。

本发明优选的一种技术方案，所述第二阻性负载为电阻或MOS管或二极管。

本发明优选的一种技术方案，所述第一晶体管的栅极接所述第二控制信号，源极接所述第一阻性负载，漏极连接于所述第一节点；所述第二晶体管的栅极接所述第二控制信号，漏极接所述第二阻性负载，源极连接于所述第二节点。

本发明优选的一种技术方案，所述第一电流源与所述第二电流源相等。

与现有技术相比，本发明的振荡器在原有电路基础上加入两个支路进行电流补偿，原有电路的频率不会因为增加电流补偿电路而发生改变，但能够有效抑制过冲对频率和占空比的干扰，削弱甚至消除电流冲击所带来的电压跳变。

附图说明

图1是现有技术的振荡器的电路示意图。

图2是现有技术的振荡器的原理图。

图3是本发明一实施例的振荡器的电路示意图。

图4是本发明一实施例的振荡器的原理图。

具体实施方式

为使本发明的内容更加清楚易懂，以下结合说明书附图，对本发明的内容作进一步说明。当然本发明并不局限于该具体实施例，本领域内的技术人员所熟知的一般替换也涵盖在本发明的保护范围内。

在本说明书中及在权利要求书中，应理解当一元件被称为“连接”到另一元件或与另一元件“相连”时，其可直接连接到另一元件，或可存在介入元件。

图2是本发明的振荡器的电路示意图，振荡器包括充放电电路、第一补偿电流支路、第二补偿电流支路和波形转换单元。其中，充放电电路包括：第一电流源I1、第二电流源I2、PMOS开关晶体管M1、NMOS开关晶体管M2和电容C。第一电流源I1的输入端连接电源VDD，其输出端连接PMOS开关晶体管M1的漏极于节点P；第二电流源I2的输出端连接地GND，其输入端连接NMOS开关晶体管M2的源极于节点Q。PMOS开关晶体管M1的源极和NMOS开关晶体管M2的漏极相连于节点X，并共同连接至电容C的上极板。电容C的下极板接地GND。PMOS开关晶体管M1和NMOS开关晶体管M2的栅极均由时钟控制信号Vctrl控制。因此，当控制信号Vctrl为高电平时，PMOS开关晶体管M1关断，NMOS开关晶体管M2导通，电容C放电。当控制信号Vctrl为低电平时，PMOS开关晶体管M1导通，NMOS开关晶体管M2关断，电容C充电。本实施例中，第一电流源I1和第二电流源I2相等，因此通过两路电流大小相等的电流源I1和I2以及时钟控制信号Vctrl控制两个开关晶体管M1和M2轮流交替导通，可实现电容C的充放电控制，而在电容C的极板上产生一个特定频率的三角波信号。这个三角波信号通过后级的波形转换单元(如比较器、逻辑单元)调整为方波。

为改善开关晶体管M1从截止关断到导通的瞬间，节点P处的电压处于较高状态(因开关晶体管M1关断时节点P被连接到电源VDD)而与节点X处的电压存在较大差异导致一股较大的电流冲击节点X，以及开关晶体管M2从关断到导通的瞬间，节点Q处的电压处于较低状态(因开关管M2关断时节点Q被接地)而与节点X处的电压存在较大差异导致一股较大的电流冲击节点X，本发明分别采用第一补偿电流支路和第二补偿电流支路来削弱甚至消除电流冲击所带来的电压跳变。

第一补偿电流支路包括串联的第一晶体管M1B和第一阻性负载R1，可在开关晶体管M1切换为导通状态之前(如开关管M1关断时)拉低节点P处的电压，也就能够减小开关管M1开启瞬间的电流冲击。具体的，第一晶体管M1B为PMOS管，其漏极与第一电流源I1的输出端连接于节点P，源极与第一阻性负载R1相连，栅极接时钟控制信号VctrlB。时钟信号VctrlB和Vctrl为一对反相的时钟信号，因此当开关晶体管M1导通时晶体管M1B截止，当开关晶体管M1截止时晶体管M1B导通。第一阻性负载R1接地GND。本实施中第一阻性负载为电阻，但也可以是MOS管或二极管。

类似的，第二补偿电流支路包括串联的第二晶体管M2B和第二阻性负载R2，可在开关晶体管M2切换为导通状态之前(如开关管M2关断时)升高节点Q处的电压，也就能够减小开关管M2开启瞬间的电流冲击。具体的，第二晶体管M2B为NMOS管，其源极与第二电流源I1的输入端连接于节点Q，漏极与第二阻性负载R2相连，栅极接时钟控制信号VctrlB。如此，当开关晶体管M2导通时晶体管M2B截止，当开关晶体管M2截止时晶体管M2B导通。并且，当晶体管M1B导通时晶体管M2B截止，当晶体管M1B截止时晶体管M2B导通。第二阻性负载R2接电源VDD。本实施中第二阻性负载为电阻，但也可以是MOS管或二极管。

请继续参考图4，其所示为本发明一实施例的振荡器的远离图。以下将结合图4详细说明本实施例的振荡器的工作原理。

首先，当节点X处的电压到达最低电压值VL时，开关晶体管M2由导通状态切换到关断状态，同时开关晶体管M1由关断状态切换到导通状态，开始对电容C充电。如果不存在第一补偿电流支路，那么在晶体管M1开关状态切换前，即开关晶体管M1为关断，节点P的电压被连接到电源，节点P与X的电压差为VDD-VL。一般来说最低电压值VL<1/2VDD，于是电压值VDD-VL>1/2VDD，开关晶体管M1状态切换的瞬间会产生电流过冲。而由于本发明中第一补偿电流支路的作用，开关晶体管M1在关断状态，晶体管M1B导通，节点P的电压为电流流过该第一补偿电流支路时节点P处产生的电压值VB1，因此开关晶体管M1切换为导通状态之前，P节点的电压值下降为VB1小于VDD，那么开关晶体管M1状态切换的瞬间P节点与X节点的电压差为VB1-VL。通过适当调整第一阻性负载使VB1≈VL，从而减小甚至消除开关晶体管M1打开时的电流过冲。由于开关晶体管M1打开时，晶体管M1B关断，因此第一补偿电流支路不会对充放电电路的频率产生影响。

当节点X处的电压到达最高电压值VH时，开关晶体管M1由导通状态切换到关断状态，同时开关晶体管M2由关断状态切换到导通状态，开始对电容C放电。如果不存在第二补偿电流支路，那么在晶体管M2开关状态切换前，即开关晶体管M2为关断，节点Q的电压被连接到地GND，节点Q与X的电压差为VH-0。一般来说最高电压值VH>1/2VDD，于是开关晶体管M2状态切换的瞬间会产生电流过冲。而由于本发明中第二补偿电流支路的作用，开关晶体管M2在关断状态时，晶体管M2B导通，节点Q的电压为电流流过该第二补偿电流支路时节点Q处产生的电压值VB2，因此开关晶体管M2切换为导通状态之前，P节点的电压值拉高为VB2大于GND，那么开关晶体管M2状态切换的瞬间P节点与X节点的电压差为VH-VB2。通过适当调整第二阻性负载使VB2≈VH，从而减小甚至消除开关晶体管M2打开时的电流过冲。由于开关晶体管M2打开时，晶体管M2B关断，因此第一补偿电流支路不会对充放电电路的频率产生影响。

综上所述，本发明可以应用于绝大多数的单电容充放电振荡器电路，只需在原有电路基础上加入两路补偿电流支路，并通过时钟信号控制这两路支路配合充放电电路交替运作，以在电容充电之前拉低节点P的电压而在电容放电前升高节点Q的电压，从而削弱甚至消除充放电状态切换瞬间的电流过冲，可以有效地解决电流过冲对电路性能的影响。

虽然本发明已以较佳实施例揭示如上，然所述诸多实施例仅为了便于说明而举例而已，并非用以限定本发明，本领域的技术人员在不脱离本发明精神和范围的前提下可作若干的更动与润饰，本发明所主张的保护范围应以权利要求书所述为准。

Claims (8)

1.一种振荡器，其特征在于，包括：

充放电电路，其包括接电源的第一电流源、接地的第二电流源、PMOS开关晶体管、NMOS开关晶体管以及与所述PMOS和NMOS开关晶体管相连的接地电容，所述PMOS开关晶体管与所述第一电流源的输出端连接于第一节点，所述NMOS开关晶体管与所述第二电流源的输入端连接于第二节点，所述PMOS开关晶体管和NMOS开关晶体管根据第一控制信号交替导通以控制所述接地电容的充放电；

第一补偿电流支路，用于在所述PMOS开关晶体管切换为导通状态前拉低所述第一节点的电压，其包括串联的第一晶体管及第一阻性负载，所述第一晶体管与所述第一电流源的输出端连接于所述第一节点；

第二补偿电流支路，用于在所述NMOS开关晶体管切换为导通状态前升高所述第二节点的电压，其包括串联的第二晶体管及第二阻性负载，所述第二晶体管与所述第二电流源的输入端连接于所述第二节点；以及

波形转换单元，与所述接地电容相连，用于根据所述接地电容充放电所产生的充放电波形输出周期性的振荡方波。

2.根据权利要求1所述的振荡器，其特征在于，所述第一晶体管为PMOS晶体管，所述第二晶体管为NMOS晶体管，所述第一晶体管和第二晶体管根据第二控制信号交替导通且所述第二控制信号与所述第一控制信号反相。

3.根据权利要求2所述的振荡器，其特征在于，所述第一阻性负载的一端接地，所述第二阻性负载的一端接电源。

4.根据权利要求1所述的振荡器，其特征在于，所述PMOS开关晶体管的栅极接所述第一控制信号，漏极与所述第一电流源的输出端连接于所述第一节点，源极连接所述接地电容及所述NMOS开关晶体管的漏极；所述NMOS开关晶体管的栅极接所述第一控制信号，源极与所述第二电流源连接于所述第二节点。

5.根据权利要求4所述的振荡器，其特征在于，所述第一阻性负载为电阻或MOS管或二极管。

6.根据权利要求2所述的振荡器，其特征在于，所述第二阻性负载为电阻或MOS管或二极管。

7.根据权利要求6所述的振荡器，其特征在于，所述第一晶体管的栅极接所述第二控制信号，源极接所述第一阻性负载，漏极连接于所述第一节点；所述第二晶体管的栅极接所述第二控制信号，漏极接所述第二阻性负载，源极连接于所述第二节点。

8.根据权利要求1所述的振荡器，其特征在于，所述第一电流源与所述第二电流源相等。